技术领域
[0001] 本
发明总的涉及开关稳压器(switching regulator)和控制所述开关稳压器的方法。更特别地，本发明涉及能够根据负载电平选择PWM控
制模式或VFM控制模式的开关稳压器，以及控制所述开关稳压器的方法。
背景技术
[0002] 考虑到环境问题，降低
电子设备的功耗变得越来越重要。这种趋势在由
电池驱动的电子设备中尤其突出。一般来说，为了降低电子设备的功耗，除了降低运行电子设备所必需的功率之外，改进其电源
电路的效率是非常重要的。
[0003] 作为高效电源电路，采用电感器的非隔离(non-isolated)开关稳压器被广泛用于小型电子设备。开关稳压器通常由脉冲宽度调制(PWM)方法或脉冲
频率调制(PFM)方法控制。在PWM方法中，通过改变具有恒定频率的时钟脉冲
信号的占空比，来将开关稳压器的
输出电压保持在预定电平。在PFM方法中，通过改变具有恒定脉冲宽度的时钟脉冲信号的频率来将开关稳压器的输出电压保持在预定电平。
[0004] 使用PWM方法，由于即使在轻负载时，开关稳压器的开关晶体管也以预定频率导通和截止，因此当供应到负载的
电流很小时，开关稳压器的效率变低。另一方面，使用PFM方法，由于根据所连接的负载改变用于导通和截止开关稳压器的开关晶体管的信号的频率，因此与PWM方法相比，在轻负载时开关稳压器的效率变得更高。同时，PFM方法增大了噪声和
波动(ripple)对电子设备的影响。
[0005] 由于以上原因，在常规的开关稳压器中，根据负载电平来动态地选择PWM控制模式(其中基于PWM方法控制开关稳压器的开关晶体管)或者PFM控制模式(其中基于PFM方法控制开关稳压器的开关晶体管)以改进轻负载和重负载二者的电源效率。
[0006] 图7是示出在PFM控制模式中常规开关稳压器中的信号的定时图(见
专利文档1)。
[0007] 如图7所示，在PFM控制模式中，基于PFM参考时钟(e)和将误差信号(b)(从常规开关稳压器的输出电压与预定参考电压之差产生)与PFM控制参考电压(f)进行比较的结果来生成具有预定脉冲宽度的功率TrSW信号(d)。
[0008] 图8是示出在常规开关稳压器中切换PWM控制模式和PFM控制模式的定时的定时图。
[0009] 如图8所示，当控制模式从PWM控制模式切换到PFM控制模式时误差信号(b)的电压电平不同于当控制模式从PFM控制模式切换到PWM控制模式时误差信号(b)的电压电平。当在PFM控制模式期间，在预定定时处连续预定次数生成功率TrSW信号(d)时，将控制模式从PFM控制模式切换到PWM控制模式，如图7所示。
[0010] [专利文档1]日本专利No.3647811
[0011] 然而，使用上述基于PFM参考时钟(e)生成功率TrSW信号(d)的控制方法，不可能在即使负载改变时也执行切换操作直到下一PFM控制周期来临。这反过来引起了开关稳压器的输出电压的极大畸变。
发明内容
[0012] 本发明的
实施例提供了开关稳压器和控制所述稳压器的方法，其解决或减小了由
现有技术的限制和缺点引起的一个或多个问题。
[0013] 本发明的实施例提供了一种将输入电压转换为预定电平的输出电压，并且输出所述输出电压的开关稳压器。所述开关稳压器包括：开关晶体管，被配置为根据
控制信号导通和截止；电感器，被配置为当开关晶体管导通时，由输入电压对电感器充电；模式切换电路，被配置为生成用于在PWM控制模式与VFM控制模式之间切换所述开关晶体管的控制模式的切换信号；以及控制电路，被配置为根据来自模式切换电路的切换信号以PWM控制模式或VFM控制模式控制开关晶体管，以便将输出电压保持在预定电平；其中模式切换电路被配置为基于开关晶体管与电感器之间的交叉点处的电压来检测流过电感器的电感器电流的电平，并且根据所检测到的电感器电流的电平，生成用于将所述控制模式从PWM控制模式切换到VFM控制模式的切换信号；以及其中，在VFM控制模式中，控制电路被配置为当与输出电压成比例的比例电压低于参考电压时，交替地导通开关晶体管长达持续时间Ton，并且截止开关晶体管长达持续时间Toff。
[0014] 根据本发明的另一个实施例，提供了一种控制开关稳压器的方法，所述开关稳压器将输入电压转换为预定电平的输出电压并输出所述输出电压，并且包括根据控制信号而导通和截止的开关晶体管以及当所述开关晶体管导通时由所述输入电压充电的电感器。所述方法包括步骤：以从PWM控制模式和VFM控制模式中选择的控制模式来控制开关晶体管，以便将输出电压保持在预定电平；基于开关晶体管与电感器之间的交叉点处的电压，检测流过电感器的电感器电流的电平；以及根据所检测到的电感器电流的电平，将控制模式从PWM控制模式切换到VFM切换模式；其中，在VFM控制模式中，当与输出电压成比例的比例电压低于参考电压时，开关晶体管被交替地导通长达持续时间Ton和截止长达持续时间Toff。
附图说明
[0015] 图1是图解根据本发明的第一实施例的开关稳压器1的示例性配置的图；
[0016] 图2是在VFM控制模式中开关稳压器1中的信号的定时图；
[0017] 图3是当控制模式从VFM控制模式切换到PWM控制模式时开关稳压器1中的信号的定时图；
[0018] 图4是根据本发明的第二实施例的VFM控制模式中的开关稳压器1a中的信号的定时图；
[0019] 图5是图解根据本发明的第三实施例的开关稳压器1b的示例性配置的图；
[0020] 图6是在VFM控制模式中开关稳压器1b中的信号的定时图；
[0021] 图7是示出在PFM控制模式中常规开关稳压器中的信号的定时图；以及[0022] 图8是示出在常规开关稳压器中切换PWM控制模式和PFM控制模式的定时的定时图。
具体实施方式
[0023] 以下参照附图描述本发明的优选实施例。
[0024] <第一实施例>
[0025] 图1是图解根据本发明的第一实施例的开关稳压器1的示例性配置的图。
[0026] 开关稳压器1是采用电感器的降压(step-down)开关稳压器。开关稳压器1根据从直流电源20提供的并从VDD端输入的输入电压Vin生成预定电平的电压，并将所生成的电压作为输出电压Vout从输出
端子OUT输出到负载21。
[0027] 开关稳压器1包括由PMOS晶体管实现的开关晶体管M1，其执行用于输入电压Vin的输出控制的切换操作；由NMOS晶体管实现的同步整流晶体管M2；
电阻器R1和R2，用于获得作为输出电压Vout的部分(fraction)的分压Vfb(与输出电压Vout成比例的电压)；以及参考电压生成电路2，用于生成参考电压Vref。开关稳压器1还包括差分放大电路3，其放大分压Vfb和参考电压Vref之间的电压差并输出经放大的电压差作为信号PWMErr；
振荡电路4，用于生成三
角波信号TW；以及PWM比较器5，其从信号PWMErr和三角波信号TW生成用在PWM控制模式中的脉冲信号Spw。
[0028] 开关稳压器1还包括可变频率调制(VFM)比较器6，其将分压Vfb和参考电压Vref进行比较，并产生指示比较结果的二进制信号VFMErr；VFM控制电路7，其根据信号VFMErr生成控制信号Spv；以及驱动电路8，其根据脉冲信号Spw和控制信号Spv来控制开关晶体管M1和同步整流晶体管M2。开关稳压器1进一步包括模式切换电路9，其排他地选择并激活PWM比较器5或VFM控制电路7；电感器L1；以及平滑输出电容器C1。在图1中，寄生
二极管与开关晶体管M1和同步整流晶体管M2中的每一个并联。
[0029] 在本
申请中，可以将参考电压生成电路2、差分放大电路3、振荡电路4、PWM比较器5、VFM比较器6、VFM控制电路7、驱动电路8以及
电阻器R1和R2统称为控制电路。在开关稳压器1中，除了电感器L1和输出电容器C1之外的组件被集成为一个IC。所述IC具有端子VDD、LX、FB和GND。端子VDD是开关稳压器1的输入端子，而端子GND连接到地电势。
[0030] 直流电源20连接在端子VDD和端子GND之间，并将输入电压Vin提供到端子VDD。负载21连接在输出端子OUT和地电势之间。开关晶体管M1连接在端子VDD和端子LX之间，而同步整流晶体管M2连接在端子LX和端子GND之间。电感器L1连接在端子LX和输出端子OUT之间，而输出电容器C1连接在输出端子OUT和地电势之间。当开关晶体管M1导通时，电感器L1充电。电感器L1与输出电容器C1(即，输出端子OUT)之间的交叉点连接到端子FB，而电阻器R1和R2的
串联电路连接在端子FB和地电势之间。
[0031] 电阻器R1和R2之间的交叉点连接到差分放大电路3和VFM比较器6的相应反相输入。将参考电压Vref输入到差分放大电路3和VFM比较器6的相应正相输入。将从差分放大电路3输出的信号PWMErr输入到PWM比较器5的反相输入，而将从振荡电路4输出的三角波信号TW输入到PWM比较器5的正相输入。PWM比较器5根据信号PWMErr和三角波信号TW生成脉冲信号Spw。将从VFM比较器6输出的信号VFMErr输入到VFM控制电路7。VFM控制电路7基于信号VFMErr生成控制信号Spv。将脉冲信号Spw和控制信号Spv输入到驱动电路8。
[0032] 驱动电路8将用于对开关晶体管M1进行切换的控制信号PD输出到开关晶体管M1的栅极，并将用于切换同步整流晶体管M2的控制信号ND输出到同步整流晶体管M2的栅极。将来自模式切换电路9的切换信号Sc输入到PWM比较器5和VFM控制电路7。将端子LX(或开关晶体管M1与电感器L1之间的交叉点)处的电压VLx输入到VFM控制电路7和模式切换电路9。
[0033] 使用上述配置，模式切换电路9控制PWM比较器5和VFM控制电路7，以便当从输出端子OUT输出的输出电流iout很小(轻负载)时，以后面描述的可变频率调制(VFM)控制模式控制开关晶体管M1，而当输出电流iout很大(重负载)时，以PWM控制模式控制开关晶体管M1。模式切换电路9基于电压VLx确定是否将控制模式从PWM控制模式切换到VFM控制模式，并基于从VFM控制电路7输出的控制信号Spv的连续脉冲的数量确定是否将控制模式从VFM控制模式切换到PWM控制模式。例如，如果电压VLx变为0，则模式切换电路9假设流过电感器L1的电感器电流iL已经变为0，并确定将控制模式从PWM控制模式切换到VFM控制模式。
[0034] 在确定将控制模式从PWM控制模式切换到VFM控制模式之后，模式切换电路9去激活PWM比较器5并激活VFM控制电路7。同时，在输出预定数量的脉冲作为用于导通开关晶体管M1的控制信号Spv之后，VFM控制电路7
输出信号到模式切换电路9。当接收来自VFM控制电路7的信号时，模式切换电路9激活PWM比较器5并去激活VFM控制电路7。
[0035] 在PWM控制模式期间，随着开关稳压器1的输出电压Vout增大，从差分放大电路3输出的信号PWMErr减小，并且从PWM比较器3输出的脉冲信号Spw的占空比减小。结果，开关晶体管M1导通的持续时间减小，并且开关稳压器1的输出电压Vout减小。另一方面，如果开关稳压器1的输出电压Vout减小，则出现以上过程的相反情况，以便保持输出电压Vout的电平。
[0036] 接着，参照图2描述VFM控制模式中开关稳压器1中的示例性控制处理。图2是VFM控制模式中开关稳压器1中的信号的定时图。
[0037] 当分压Vfb变为等于或高于参考电压Vref时，VFM比较器6在延迟时间ΔTd之后将信号VFMErr改变为高电平。当信号VFMErr处于高电平时，VFM控制电路7将控制信号Spv保持在高电平。当控制信号Spv处于高电平时，驱动电路8截止开关晶体管M1并导通同步整流晶体管M2。结果，电感电流iL逐步减小并变为0。
[0038] 另一方面，当分压Vfb变得低于参考电压Vref时，VFM比较器6在延迟时间ΔTd之后将信号VFMErr改变为低电平。当信号VFMErr处于低电平时，VFM控制电路7生成在预定时间段中交替变高和变低的脉冲信号，并将生成的脉冲信号作为控制信号Spv输出。当控制信号Spv处于高电平时，驱动电路8截止开关晶体管M1并导通同步整流晶体管M2；而当控制信号Spv处于低电平时，导通开关晶体管M1并截止同步整流晶体管M2。
[0039] 在图2中，开关晶体管M1导通的持续时间由Ton表示，而开关晶体管M1截止的持续时间由Toff表示。如图2所示，当信号VFMErr处于低电平时，VFM控制电路7生成交替地对于持续时间Ton变低和对于持续时间Toff变高的脉冲信号，并输出生成的脉冲信号作为控制信号Spv。确定持续时间Ton和持续时间Toff，以便电感器电流iL不会降至0。此外，VFM控制电路7计数所生成的控制信号Spv中低电平脉冲的数量，并且当低电平脉冲的数量达到预定值(如4)时，输出信号至模式切换电路9。当接收来自VFM控制电路7的信号时，模式切换电路9激活PWM比较器5并去激活VFM控制电路7，以将控制模式从VFM控制模式切换到PWM控制模式。图3是当将控制模式从VFM控制模式切换到PWM控制模式时，开关稳压器1中的信号的定时图。
[0040] 由此，在第一实施例的开关稳压器1的VFM控制模式中，当来自VFM比较器6的信号VFMErr处于低电平时，VFM控制电路7输出脉冲信号作为交替地对于持续时间Ton变低和对于持续时间Toff变高的控制信号Spv；由此使驱动电路8互补地导通和截止开关晶体管M1和同步整流晶体管M2；并且使模式切换电路9在开关晶体管M1和同步整流晶体管M2连续导通和截止预定次数之后，将控制模式从VFM控制模式切换到PWM控制模式。这种配置使得可以根据负载电平对开关稳压器的控制模式进行切换，而不引起开关稳压器的输出电压中大的畸变，并且由此改进轻负载和重负载二者的电源效率。
[0041] <第二实施例>
[0042] 如上所述，在第一实施例的开关稳压器1的VFM控制模式中，VFM控制电路7输出脉冲信号作为交替地对于持续时间Ton变低和对于持续时间Toff变高的控制信号Spv；并且确定持续时间Ton和持续时间Toff，以便当分压Vfb低于参考电压Vref时，电感器电流iL不会降至0(以便电感器电流iL继续流动)。在本发明的第二实施例中，开关晶体管M1在分压Vfb变为低于参考电压Vref时导通和截止长达第一时间，而在电感器电流iL变为0时导通和截止长达第二时间。
[0043] 在第二实施例中，使用开关稳压器1a，而不是开关稳压器1。除了提供VFM控制电路7a而不是VFM控制电路7之外，开关稳压器1a具有与开关稳压器1的配置基本相同的配置。因此，省略开关稳压器1a的图以及与开关稳压器1中组件相对应的组件的描述。在本申请中，可以将参考电压生成电路2、差分放大电路3、振荡电路4、PWM比较器5、VFM比较器6、VFM控制电路7a、驱动电路8以及电阻器R1和R2统称为控制电路。
[0044] 以下参照图4描述VFM控制模式中开关稳压器1a中的示例性控制处理。图4是VFM控制模式中开关稳压器1a中信号的定时图。
[0045] 当信号VFMErr降至低电平时，VFM控制电路7a输出控制信号Spv以使驱动电路8导通开关晶体管M1预定时间段，并且在预定时间段之后，输出控制信号Spv以使驱动电路8截止开关晶体管M1。然后，当基于端子LX处的电压VLx(如，当电压VLx变为0时)检测到电感器电流iL已经变为0时，VFM控制电路7a输出控制信号Spv以使驱动电路8再次导通开关晶体管M1。此后，VFM控制电路7a输出控制信号Spv以使驱动电路8互补地导通和截止开关晶体管M1和同步整流晶体管M2，以便电感器电流iL不会像第一实施例中那样变为0。
[0046] 如果以这样的方式导通和截止开关晶体管M1：即使当输出电流iout很小时电感器电流iL也继续流动，则[电感器电流×开关晶体管的接通电阻]的损耗增大，并且输出电压Vout中的波动电压也增大。在检测到电感器电流iL已经变为0之后启动第二切换周期使得可以减小由于电感器电流iL的连续流动所引起的功率损耗。
[0047] 由此，第二实施例的开关稳压器1a提供了第一实施例的开关稳压器1的有利效果，并且使得可以减小由于即使在轻负载时电感器电流iL也继续流动所引起的功率损耗。
[0048] <第三实施例>
[0049] 在上述第一和第二实施例中，不管输入电压Vin的电平，确定持续时间Ton和持续时间Toff。在本发明的第三实施例中，根据输入电压Vin的电平改变持续时间Toff。
[0050] 图5是图解根据本发明的第三实施例的开关稳压器1b的示例性配置的图。向与图1所示的开关稳压器1的组件对应的、图5所示的开关稳压器1b的组件分配相同的附图标记，并且省略这些组件的描述。这里，主要讨论开关稳压器1与开关稳压器1b之间的差别。
[0051] 在开关稳压器1b中，开关稳压器1的VFM控制电路7由VFM控制电路7b代替。VFM控制电路7b监视输入电压Vin，并且如果输入电压Vin变得低于预定电平，则减小持续时间Toff。在本申请中，将参考电压生成电路2、差分放大电路3、振荡电路4、PWM比较器
5、VFM比较器6、VFM控制电路7b、驱动电路8以及电阻器R1和R2统称为控制电路。
[0052] 以下参照图6描述VFM控制模式中开关稳压器1b中的示例性控制处理。图6是VFM控制模式中开关稳压器1b中信号的定时图。
[0053] 如果输入电压Vin波动，则电感器电流iL的峰值电流波动。结果，[电感器电流iL×开关晶体管M1的接通电阻]的损耗增大，并且输出电压Vout中的波动电压也增大。如图6所示，VFM控制电路7b以与第一实施例中基本相同的方式执行控制处理，其在输入电压Vin等于或高于预定电平时使用更长的持续时间Toff，而在输入电压Vin低于预定电平时使用更短的持续时间Toff。
[0054] 由此，第三实施例的开关稳压器1b提供了第一和第二实施例的开关稳压器1和1a的有利效果，并且通过根据输入电压Vin的电平改变持续时间Toff，使得可以防止电感器电流iL的过度流动，由此减小由于电感器电流iL过度流动而引起的功率损耗。
[0055] 还将第三实施例的配置应用于第二实施例。在那种情况下，VFM控制电路7b以基本上与第二实施例中相同的方式执行控制处理，其在输入电压Vin等于或者高于预定电平时使用更长的持续时间Toff，而在输入电压Vin低于预定电平时使用更短的持续时间Toff。
[0056] 在以上实施例中，假设开关稳压器1、1a和1b是降压开关稳压器。然而，本发明也可以应用于升压开关稳压器。
[0057] 本发明的实施例提供了开关稳压器和控制所述开关稳压器的方法，其可以根据负载电平切换控制模式，而不引起输出电压中的很大畸变，并且由此改进轻负载和重负载二者的电源效率。
[0058] 本发明的实施例提供了转换输入电压并由此输出预定电平的输出电压的开关稳压器，以及控制所述开关稳压器的方法。在开关稳压器的VFM控制模式中，当与输出电压成比例的比例电压低于参考电压时，开关晶体管被交替地导通长达持续时间Ton，并且被截止长达持续时间Toff。这种配置或方法使得可以根据负载电平将开关稳压器的控制模式进行切换，而不引起输出电压中的很大畸变，并且由此改进轻负载和重负载二者的电源效率。
[0059] 根据本发明的另一个实施例，开关稳压器被配置为基于电感器和开关晶体管之间的交叉点处的电压来检测流过电感器的电感器电流，当比例电压变得低于参考电压时导通和截止开关晶体管长达第一时间，并且当电感器电流变为0并且比例电压仍然低于参考电压时开始导通和截止开关晶体管长达第二时间。这种配置使得可以减小由于电感器电流iL即使在轻负载时也继续流动而引起的功率损耗。
[0060] 根据本发明的再一实施例，开关稳压器被配置为根据输入电压的电平改变持续时间Toff。更具体地说，当输入电压等于或高于预定电平时，开关稳压器使持续时间Toff长于当输入电压低于预定电平时使用的持续时间Toff。这种配置使得可以防止电感器电流的过度流动，并且由此减小由于电感器电流的过度流动而引起的功率损耗。
[0061] 本发明不限于具体公开的实施例，在不脱离本发明的范围的情况下，可以进行各种变化和
修改。
[0062] 本申请基于于2007年3月15日提交的日本优先权申请No.2007-066677，将其全部内容通过引用的方式合并在此。
