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一种短波多通道多带宽信道的模拟方法

阅读：1032发布：2020-05-14

专利汇可以提供一种短波多通道多带宽信道的模拟方法专利检索，专利查询，专利分析的服务。并且本发明公开一种短波多通道多带宽信道的模拟方法，其步骤包括：(1)输入特征数据；(2)输入模拟信号；(3)对模拟信号采样；(4)获得解析信号；(5)获得平均功率；(6)判断平均功率是否大于噪声门限；(7)获得加频偏信号；(8)设置路径数目；(9)获得多径延时信号；(10)获得总衰落信号；(11)获得各通道信噪比；(12)获得加噪声信号；(13)获得输出信号。本发明可模拟多种信道特性，能自主判断是否有有效信号输入，且具有能够模拟在不同频段内信噪比不同的情况的优点，适用于各种短波通信实验。，下面是一种短波多通道多带宽信道的模拟方法专利的具体信息内容。

权利要求

1.一种短波多通道多带宽信道的模拟方法，其特征在于，所述方法是通过短波通信信道的模拟装置中的串口数据输入模块、模数/数模转换模块、信号处理模块实现的，具体步骤包括如下：
(1)输入特征数据：
串口数据输入模块接收串口调试助手输入用户的由27个特征值构成的信道控制信号；
所述的27个特征值为27个十六进制数，每个十六进制数的长度为一字节；27个特征值中第1个特征值表示信道控制信号的长度；第2个特征值用于设置模数/数模转换模块的采样率；第3个、第4个特征值用于设置频偏；第5个特征值用于设置路径数目；第6—11个特征值用于设置各路径延时；第12—19个特征值用于设置各路径衰落率；第20—27个特征值用于设置各通道信噪比；
(2)输入模拟信号：
用户将短波通信模拟信号输入到短波通信信道的模拟装置中；
(3)对模拟信号进行采样：
(3a)读取信道控制信号中第2个特征值，模数/数模转换模块选择与该特征值相对应的短波通信模拟信号采样率；
(3b)按照所选择的短波通信模拟信号采样率，对用户输入的短波通信模拟信号进行采样，获得采样后的数字信号，通过信号处理模块中的多通道缓冲串口McBSP，将采样后的数字信号存储在数字信号处理器DSP的存储器内；
(4)获得解析信号：
信号处理模块从数字信号处理器DSP存储器内读取采样后的数字信号，将读取的采样后数字信号作为复信号的实部，对复信号的实部做希尔伯特变换，得到复信号的虚部，将实部和虚部组成解析信号；
(5)获得平均功率：
(5a)按照每512个采样点为一个周期，对解析信号进行分割；
(5b)按照下式，计算解析信号每个周期内512个采样点的平均功率：
其中，Pm表示解析信号第m个周期内512个采样点的平均功率，Σ表示求和操作，k表示解析信号一个周期内采样点的序号，Y(k)表示解析信号一个周期内第k个采样点的实部，Z(k)表示解析信号一个周期内第k个采样点的虚部，|·|2表示取模的平方操作；
(6)判断连续前8个平均功率是否均大于噪声门限值，若是，则执行步骤(7)，否则，舍弃数字信号处理器DSP存储器内存储的采样后数字信号中的前4096个数字信号后执行步骤(4)；
(7)获得加频偏的信号：
(7a)将信道控制信号中的第3个、第4个特征值分别作为十六进制数的高八位和低八位，将十六进制数转化为十进制数，用十进制数减去150，将差值作为载波频率；
(7b)按照下式，产生相互正交的载波信号：
fsin＝sin(2πnf/fs)
fcos＝cos(2πnf/fs)
其中，fsin表示正弦载波信号，sin(·)表示正弦操作，π表示圆周率，n表示每条载波信号中离散样点的序号，f表示载波频率，单位为赫兹，fs表示短波通信模拟信号采样率，fcos表示余弦载波信号，cos(·)表示余弦操作；
(7c)用正弦载波信号与余弦载波信号分别与解析信号实部和虚部相乘，得到加频偏的信号；
(8)设置路径数目：
(8a)将信道控制信号中第5个特征值作为信号路径的总数；
(8b)将加频偏的信号复制为与信号路径的总数相等的多条路径信号；
(9)获得多径延时信号：
(9a)利用多径延时获取法，从信道控制信号中获得每条路径信号的延时；
(9b)按照下式，计算每条路径的延时点数：
其中，Np表示第p条路径的延时点数，p的取值范围是{1,2,3,4}，τp表示第p径多径延时，单位为毫秒；
(9c)将4条路径信号分别右移与其路径相对应的延时点，将右移后的4条路径信号组成多径延时信号；
(10)获得总衰落信号：
(10a)利用多径衰落率获取法，从信道控制信号中获得4条路径的衰落率；
(10b)利用谐波叠加法，对各路径多径延时信号进行处理，获得各路径加衰落的信号；
(10c)将所有路径的加衰落信号叠加，合成为一个总衰落信号；
(11)利用多通道信噪比获取法，从信道控制信号中获得4个通道的信噪比；
(12)获得加噪声信号：
(12a)利用递归公式，产生两组均匀分布的伪随机数；
(12b)按照下式，将两组均匀分布的随机数转换为一组高斯白噪声：
Y＝(-2ln X1)12cos2πX2
其中，Y表示高斯白噪声，ln(·)表示以自然常数e为底的对数操作，X1和X2分别表示服从[0,1]均匀分布的随机数；
(12c)利用截止频率为1.5KHz的低通滤波器，对高斯白噪声进行滤波，将滤波后的数据进行4次频谱搬移，频谱搬移频率分别为1.8KHz、4.8KHz、7.8KHz和10.8KHz，获得300—
3300Hz、3300—6300Hz、6300—9300Hz和9300Hz—12300四个相互独立通道内的噪声；
(12d)将四个相互独立通道内的噪声叠加，将叠加后的噪声作为多通道噪声；
(12e)将多通道噪声与总衰落信号相加，将相加后的信号作为加噪声信号；
(13)获得输出信号：
模数/数模转换模块对加噪声信号进行数模转换，得到输出信号。
2.根据权利要求1所述的一种短波多通道多带宽信道的模拟方法，其特征在于，步骤(6)中所述的噪声门限值是按照下述步骤得到的：
第一步，模数/数模转换模块对短波通信信道的模拟装置中的内部噪声进行采样；
第二步，对采样噪声作希尔伯特变换；
第三步，按照下式，计算噪声门限：
其中，P表示噪声门限值，N表示对模拟装置内部噪声采样后得到的采样点的总数，i表示采样点的序号，Y(i)表示第i个采样点的实部，Z(i)表示第i个采样点的虚部。
3.根据权利要求1所述的一种短波多通道多带宽信道的模拟方法，其特征在于，步骤(9a)中所述的多径延时获取法的具体步骤如下：将信道控制信号中第6个、第7个特征值分别作为第一个十六进制数的高八位和低八位，第8个、第9个特征值分别作为第二个十六进制数的高八位和低八位，第10个、第11个特征值分别作为第三个十六进制数的高八位和低八位，将第一个、第二个、第三个十六进制数转化为三个十进制数后除以10，分别得到第2条路径信号、第3条路径信号和第4条路径信号的延时，单位均为毫秒，第1条路径信号的延时等于0。
4.根据权利要求1所述的一种短波多通道多带宽信道的模拟方法，其特征在于，步骤(10a)中所述的多径衰落率获取法的具体步骤如下：将信道控制信号中第12个、第13个特征值分别作为第一个十六进制数的高八位和低八位，第14个、第15个特征值分别作为第二个十六进制数的高八位和低八位，第16个、第17个特征值分别作为第三个十六进制数的高八位和低八位，第18个、第19个特征值分别作为第四个十六进制数的高八位和低八位，然后将第一个、第二个、第三个和第四个十六进制数转化为四个十进制数后除以10，分别得到4条路径的衰落率，单位均为赫兹。
5.根据权利要求1所述的一种短波多通道多带宽信道的模拟方法，其特征在于，步骤(10b)中所述的谐波叠加法的具体步骤如下：
第一步，按照下式，产生每条路径的有色高斯随机信号：
其中，ψp表示第p条路径的有色高斯随机信号，M1,p表示第p条路径有色高斯随机信号实部对应的加权模型的总数，c1,q,p表示第p条路径中第q个有色高斯随机信号实部对应的多普勒系数，f1,q,p表示第p条路径中第q个有色高斯随机信号实部对应的离散多普勒频率，单位为赫兹，t表示与采样后的数字信号同步的离散时间，单位为秒，θ1,q,p表示第p条路径中第q个有色高斯随机信号实部对应的多普勒相位，M2,p表示第p条路径有色高斯随机信号虚部对应的加权模型个数，c2,q,p表示第p条路径中第q个有色高斯随机信号虚部对应的多普勒系数，f2,q,p表示第p条路径中第q个有色高斯随机信号虚部对应的离散多普勒频率，单位为赫兹，θ2,q,p表示第p条路径中第q个有色高斯随机信号虚部对应的多普勒相位；
第二步，按照下式，得到每条路径加衰落后的信号：
Fp＝μ1,ps1,p-μ2,ps2,p
其中，Fp表示第p条路径加衰落后的信号，μ1,p表示第p条路径有色高斯随机信号实部，s1,p表示第p条路径拟加衰落的信号的实部，μ2,p表示第p条路径有色高斯随机信号的虚部，s2,p表示第p条路径拟加衰落的信号虚部。
6.根据权利要求1所述的一种短波多通道多带宽信道的模拟方法，其特征在于，步骤(11)中所述的多通道信噪比获取法的具体步骤如下：将信道控制信号中第20个、第21个特征值分别作为第一个十六进制数的高八位和低八位，第22个、第23个特征值分别作为第二个十六进制数的高八位和低八位，第24个、第25个特征值分别作为第三个十六进制数的高八位和低八位，第26个、第27个特征值分别作为第四个十六进制数的高八位和低八位，然后将第一个、第二个、第三个和第四个十六进制数转化为四个十进制数，用四个十进制数减去
250，再除以10，分别得到4个通道的信噪比，单位均为dB。
7.根据权利要求1所述的一种短波多通道多带宽信道的模拟方法，其特征在于，其中步骤(12a)中所述的递归公式如下：
Gx+1＝(AGx+B)mod M
其中，Gx表示产生的第x个伪随机数，x表示产生的伪随机数的序号，A表示乘性系数，B表示加性系数，mod表示模运算，A、B、M均为正整数，其取值需要满足：B、M互质；A-1是整除M的每个素数的倍数；如果M是4的倍数，则A-1也是4的倍数；A、B和G0均比M小。

说明书全文

一种短波多通道多带宽信道的模拟方法

技术领域

[0001] 本发明属于通信技术领域，更进一步涉及无线通信技术中的一种短波多通道多带宽信道的模拟方法。本发明可用于各种短波无线通信的实验中，实现对短波无线通信信道特性的模拟，使开发人员在实验室环境下就可以方便地测试短波无线通信系统的性能，减少短波无线通信系统的开发成本并缩短开发周期。

背景技术

[0002] 模拟无线通信信道技术主要是指对无线信道进行建模，并对无线信号添加多径时延、多径衰落、多普勒频移和高斯白噪声的技术。无线信道的研究是无线通信研究工作的重要部分，所以模拟无线通信信道的研究不仅有理论意义，还有非常大的实用价值。如何更加准确地建立无线信道模型，并对信号添加多径时延、多径衰落、多普勒频移和高斯白噪声是研究模拟无线信道技术的重点，并且为了实用性更好，使信道能适用于更多场景，在设计模拟无线通信信道时还要考虑可以通过参数改变信道特性。

[0003] 西安电子科技大学在其申请的专利文献“一种短波通信信道的模拟装置及方法”(申请日：2015.03.09，申请号201510102471.8，公告号CN104702357A)和魏萌在其发表的硕士学位论文“短波信道探测技术及短波宽带信道模拟器研究”([D].西安电子科技大学，2014)中公开了一种基于宽带短波电离层传播模型ITS模型的宽带短波信道模拟方法。该宽带短波信道模拟方法是在ITS模型的基础上，通过简化，将ITS模型改进成一种低复杂度、低运算量且易于实现的信道模型。该模拟方法的具体步骤是，1、输入特征数据；2、采样模拟信号；3、获得数字复信号；4、获得加频偏信号；5、设置路径数目；6、获得加眼使信号；7、获得总衰落信号；8、获得加噪声信号；9、输出模拟信号。该模拟方法的优点是能够自主判断是否有连续信号到来，能够选择不同的信道带宽和信号采样率，并且复杂度及运算量低，易于实现，但是，该方法仍然存在的不足之处是，可选的采样频率和信道带宽较少，并且所添加的带限高斯噪声在不同其频带内各处功率相同，难以模拟不同频带内信噪比不同的情况。

[0004] 华为技术有限公司在其申请的专利文献“一种无线信道模拟方法及其装置”(申请日：2006.09.30，申请号200610063000.1，公告号CN1933378A)中公开了一种无线信道模拟方法。该方法用于移动基站，对基带信号进行多径衰落处理以模拟上行、下行信道，且在模拟上行信道时，对多径衰落处理后的信号叠加一功率恒定的噪声。该无线信道模拟方法利用基站现有的硬件资源进行信道模拟，有利于对开销进行控制。但是，该方法仍然存在的不足之处是，它无法自主判断是否有连续有效信号到来，造成该方法处理信号的盲目性，并且该方法不能选择不同的信号采样率，对输入信号的带宽有特定要求，缺乏灵活性。

发明内容

[0005] 本发明的目的是针对上述已有技术无法在不同频段添加不同信噪比的噪声的不足，提供一种更具有普适性的短波多通道多带宽信道的模拟方法，该方法通过利用滤波和频谱搬移生成多通道噪声来满足对不同频带噪声信噪比不同的需求，较好地适用于各种短波通信系统实验中。

[0006] 为了实现上述目的，本发明方法的思路是：首先将用户拟传输的基带模拟信号进行采样；然后进行希尔伯特变换产生解析信号，根据解析信号的平均功率是否大于噪声门限，判断是否有连续的有用信号；对有用信号进行频谱搬移实现多普勒频移，对信号进行延时操作实现多径时延，利用谐波叠加的方法产生瑞利衰落，将高斯白噪声滤波、频谱搬移产生多通道噪声，最后进行数模转换获得输出信号。

[0007] 本发明的方法通过短波通信信道的模拟装置中的串口数据输入模块ST16C554芯片、模数/数模转换模块TLV320AIC3106芯片、信号处理模块TMS320C6455芯片实现的，具体步骤包括如下：

[0008] (1)输入特征数据：

[0009] 串口数据输入模块接收串口调试助手输入用户的由27个特征值构成的信道控制信号；

[0010] (2)输入模拟信号：

[0011] 用户将短波通信模拟信号输入到短波通信信道的模拟装置中；

[0012] (3)对模拟信号进行采样：

[0013] (3a)读取信道控制信号中第2个特征值，模数/数模转换模块选择与该特征值相对应的短波通信模拟信号采样率；

[0014] (3b)按照所选择的短波通信模拟信号采样率，对用户输入的短波通信模拟信号进行采样，获得采样后的数字信号，通过信号处理模块中的多通道缓冲串口McBSP，将采样后的数字信号存储在数字信号处理器DSP的存储器内；

[0015] (4)获得解析信号：

[0016] 信号处理模块从数字信号处理器DSP存储器内读取采样后的数字信号，将读取的采样后数字信号作为复信号的实部，对复信号的实部做希尔伯特变换，得到复信号的虚部，将实部和虚部组成解析信号；

[0017] (5)获得平均功率：

[0018] (5a)按照每512个采样点为一个周期，对解析信号进行分割；

[0019] (5b)按照下式，计算解析信号每个周期内512个采样点的平均功率：

[0020]

[0021] 其中，Pm表示解析信号第m个周期内512个采样点的平均功率，Σ表示求和操作，k表示解析信号一个周期内采样点的序号，Y(k)表示解析信号一个周期内第k个采样点的实部，Z(k)表示解析信号一个周期内第k个采样点的虚部，|·|2表示取模的平方操作；

[0022] (6)判断连续前8个平均功率是否均大于噪声门限值，若是，则执行步骤(7)，否则，舍弃数字信号处理器DSP存储器内存储的采样后数字信号中的前4096个数字信号后执行步骤(4)；

[0023] (7)获得加频偏的信号：

[0024] (7a)将信道控制信号中的第3个、第4个特征值分别作为十六进制数的高八位和低八位，将十六进制数转化为十进制数，用十进制数减去150，将差值作为载波频率；

[0025] (7b)按照下式，产生相互正交的载波信号：

[0026] fsin＝sin(2πnf/fs)

[0027] fcos＝cos(2πnf/fs)

[0028] 其中，fsin表示正弦载波信号，sin(·)表示正弦操作，π表示圆周率，n表示每条载波信号中离散样点的序号，f表示载波频率，单位为赫兹，fs表示短波通信模拟信号采样率，fcos表示余弦载波信号，cos(·)表示余弦操作；

[0029] (7c)用正弦载波信号与余弦载波信号分别与解析信号实部和虚部相乘，得到加频偏的信号；

[0030] (8)设置路径数目：

[0031] (8a)将信道控制信号中第5个特征值作为信号路径的总数；

[0032] (8b)将加频偏的信号复制为多条路径信号，数目为信号路径的总数；

[0033] (9)获得多径延时信号：

[0034] (9a)利用多径延时获取法，从信道控制信号中获得每条路径信号的延时；

[0035] (9b)按照下式，计算每条路径的延时点数：

[0036]

[0037] 其中，Np表示第p条路径的延时点数，p的取值范围是{1,2,3,4}，τp表示第p径多径延时，单位为毫秒；

[0038] (9c)将4条路径信号分别右移与其路径相对应的延时点，将右移后的4条路径信号组成多径延时信号；

[0039] (10)获得总衰落信号：

[0040] (10a)利用多径衰落率获取法，从信道控制信号中获得4条路径的衰落率；

[0041] (10b)利用谐波叠加法，对各路径多径延时信号进行处理，获得各路径加衰落的信号；

[0042] (10c)将所有路径的加衰落信号叠加，合成为一个总衰落信号；

[0043] (11)利用多通道信噪比获取法，从信道控制信号中获得4个通道的信噪比；

[0044] (12)获得加噪声信号：

[0045] (12a)利用递归公式，产生两组均匀分布的伪随机数；

[0046] (12b)按照下式，将两组均匀分布的随机数转换为一组高斯白噪声：

[0047] Y＝(-2lnX1)1/2cos2πX2

[0048] 其中，Y表示高斯白噪声，ln(·)表示以自然常数e为底的对数操作，X1和X2分别表示服从[0,1]均匀分布的随机数；

[0049] (12c)利用截止频率为1.5KHz的低通滤波器，对高斯白噪声进行滤波，将滤波后的数据进行4次频谱搬移，频谱搬移频率分别为1.8KHz、4.8KHz、7.8KHz和10.8KHz，获得300—3300Hz、3300—6300Hz、6300—9300Hz和9300Hz—12300四个相互独立通道内的噪声；

[0050] (12d)将多个相互独立通道内的噪声叠加，将叠加后的噪声作为多通道噪声；

[0051] (12e)将多通道噪声与总衰落信号相加，将相加后的信号作为加噪声信号；

[0052] (13)获得输出信号：

[0053] 模数/数模转换模块对加噪声信号进行数模转换，得到输出信号。

[0054] 本发明与现有技术相比具有以下优点：

[0055] 第一，由于本发明模拟了短波信道的多普勒频移、多径时延、瑞利衰落和噪声干扰的特性，克服了现有技术中模拟信道的特性单一的不足，使得本发明可以更加灵活地应用于不同的短波通信环境的信道模拟中。

[0056] 第二，由于本发明按照每512个采样点为一个周期，对解析信号进行分割，计算解析信号每个周期内512个采样点的平均功率，根据平均功率来判断是否有连续有效信号到来，克服了现有技术中无法判断是否有连续有效信号到来的不足，使得本发明更加智能化，减少了不必要的开销。

[0057] 第三，由于本发明将高斯白噪声进行滤波、频谱搬移产生多通道噪声，各通道信噪比可以设置不同值，克服了现有技术中所添加的高斯白噪声在不同频带内功率相同，难以模拟不同频带内信噪比不同的情况的不足，使得本发明能够更好地应用于不同的短波通信系统性能的测试中。附图说明

[0058] 图1为本发明的流程图；

[0059] 图2为本发明多通道噪声的频谱仿真图。

具体实施方式

[0060] 下面结合附图对本发明作进一步的描述。

[0061] 参照附图1，对本发明的具体步骤作进一步的描述。

[0062] 本发明通过短波通信信道的模拟装置中的串口数据输入模块ST16C554芯片、模数/数模转换模块TLV320AIC3106芯片、信号处理模块TMS320C6455芯片实现的，具体步骤包括如下：

[0063] 步骤1，输入特征数据。

[0064] 串口数据输入模块接收串口调试助手输入用户的由27个特征值构成的信道控制信号。

[0065] 所述的27个特征值为27个十六进制数，每个十六进制数的长度为一字节；27个特征值中第1个特征值表示信道控制信号的长度；第2个特征值用于设置模数/数模转换模块的采样率；第3个、第4个特征值用于设置频偏；第5个特征值用于设置路径数目；第6—11个特征值用于设置各路径延时；第12—19个特征值用于设置各路径衰落率；第20—27个特征值用于设置各通道信噪比。

[0066] 步骤2，输入模拟信号。

[0067] 用户将短波通信模拟信号输入到短波通信信道的模拟装置中。

[0068] 步骤3，对模拟信号进行采样。

[0069] 读取信道控制信号中第2个特征值，模数/数模转换模块选择与该特征值相对应的短波通信模拟信号采样率，当特征值为00时，与该特征值对应的信号采样率为19200Hz；当特征值为01时，与该特征值对应的信号采样率为38400Hz；当特征值为02时，与该特征值对应的信号采样率为76800Hz；当特征值为03时，与该特征值对应的信号采样率为9600Hz。

[0070] 按照所选择的短波通信模拟信号采样率，对用户输入的短波通信模拟信号进行采样，获得采样后的数字信号，通过信号处理模块中的多通道缓冲串口McBSP，将采样后的数字信号存储在数字信号处理器DSP的存储器内。

[0071] 步骤4，获得解析信号。

[0072] 信号处理模块从数字信号处理器DSP存储器内读取采样后的数字信号，将读取的采样后数字信号作为复信号的实部，对复信号的实部做希尔伯特变换，得到复信号的虚部，将实部和虚部组成解析信号。希尔伯特变换的目的是构造解析信号，解析信号是没有负频率成分的复信号，希尔伯特变换相当于对实信号进行正交移相，使产生的虚部为实部的正交对。这样就可以在复数域对短波信号进行处理，更方便信号处理算法的实现。

[0073] 步骤5，获得平均功率。

[0074] 按照每512个采样点为一个周期，对解析信号进行分割。

[0075] 按照下式，计算解析信号每个周期内512个采样点的平均功率：

[0076]

[0077] 其中，Pm表示解析信号第m个周期内512个采样点的平均功率，Σ表示求和操作，k表示解析信号一个周期内采样点的序号，Y(k)表示解析信号一个周期内第k个采样点的实部，Z(k)表示解析信号一个周期内第k个采样点的虚部，|·|2表示取模的平方操作。

[0078] 步骤6，判断连续前8个平均功率是否均大于噪声门限值，若是，则执行步骤7，否则，舍弃数字信号处理器DSP存储器内存储的采样后数字信号中的前4096个数字信号后执行步骤4。

[0079] 所述的噪声门限值是按照下述步骤得到的：

[0080] 第一步，模数/数模转换模块对短波通信信道的模拟装置中的内部噪声进行采样。

[0081] 第二步，对采样噪声作希尔伯特变换。

[0082] 第三步，按照下式，计算噪声门限：

[0083]

[0084] 其中，P表示噪声门限值，N表示对模拟装置内部噪声采样后得到的采样点的总数，i表示采样点的序号，Y(i)表示第i个采样点的实部，Z(i)表示第i个采样点的虚部。

[0085] 步骤7，获得加频偏的信号。

[0086] 将信道控制信号中的第3个、第4个特征值分别作为十六进制数的高八位和低八位，将十六进制数转化为十进制数，用十进制数减去150，将差值作为载波频率。

[0087] 按照下式，产生相互正交的载波信号：

[0088] fsin＝sin(2πnf/fs)

[0089] fcos＝cos(2πnf/fs)

[0090] 其中，fsin表示正弦载波信号，sin(·)表示正弦操作，π表示圆周率，n表示每条载波信号中离散样点的序号，f表示载波频率，单位为赫兹，fs表示短波通信模拟信号采样率，fcos表示余弦载波信号，cos(·)表示余弦操作。

[0091] 用正弦载波信号与余弦载波信号分别与解析信号实部和虚部相乘，得到加频偏的信号。

[0092] 步骤8，设置路径数目。

[0093] 将信道控制信号中第5个特征值作为信号路径的总数。

[0094] 将加频偏的信号复制为与信号路径的总数相等的多条路径信号。

[0095] 步骤9，获得多径延时信号。

[0096] 利用多径延时获取法，从信道控制信号中获得每条路径信号的延时。

[0097] 所述的多径延时获取法的具体步骤如下：将信道控制信号中第6个、第7个特征值分别作为第一个十六进制数的高八位和低八位，第8个、第9个特征值分别作为第二个十六进制数的高八位和低八位，第10个、第11个特征值分别作为第三个十六进制数的高八位和低八位，将第一个、第二个、第三个十六进制数转化为三个十进制数后除以10，分别得到第2条路径信号、第3条路径信号和第4条路径信号的延时，单位均为毫秒，第1条路径信号的延时等于0。

[0098] 按照下式，计算每条路径的延时点数：

[0099]

[0100] 其中，Np表示第p条路径的延时点数，p的取值范围是{1,2,3,4}，τp表示第p径多径延时，单位为毫秒。

[0101] 将4条路径信号分别右移与其路径相对应的延时点，将右移后的4条路径信号组成多径延时信号。

[0102] 步骤10，获得总衰落信号。

[0103] 利用多径衰落率获取法，从信道控制信号中获得4条路径的衰落率。

[0104] 所述的多径衰落率获取法的具体步骤如下：将信道控制信号中第12个、第13个特征值分别作为第一个十六进制数的高八位和低八位，第14个、第15个特征值分别作为第二个十六进制数的高八位和低八位，第16个、第17个特征值分别作为第三个十六进制数的高八位和低八位，第18个、第19个特征值分别作为第四个十六进制数的高八位和低八位，然后将第一个、第二个、第三个和第四个十六进制数转化为四个十进制数后除以10，分别得到4条路径的衰落率，单位均为赫兹。设置的路径数目决定对前几条路径的信号加瑞利衰落。

[0105] 利用谐波叠加法，对各路径多径延时信号进行处理，获得各路径加衰落的信号。

[0106] 所述的谐波叠加法的具体步骤如下：

[0107] 第一步，按照下式，产生每条路径的有色高斯随机信号：

[0108]

[0109] 其中，ψp表示第p条路径的有色高斯随机信号，M1,p表示第p条路径有色高斯随机信号实部对应的加权模型的总数，c1,q,p表示第p条路径中第q个有色高斯随机信号实部对应的多普勒系数，f1,q,p表示第p条路径中第q个有色高斯随机信号实部对应的离散多普勒频率，单位为赫兹，t表示与采样后的数字信号同步的离散时间，单位为秒，θ1,q,p表示第p条路径中第q个有色高斯随机信号实部对应的多普勒相位，M2,p表示第p条路径有色高斯随机信号虚部对应的加权模型个数，c2,q,p表示第p条路径中第q个有色高斯随机信号虚部对应的多普勒系数，f2,q,p表示第p条路径中第q个有色高斯随机信号虚部对应的离散多普勒频率，单位为赫兹，θ2,q,p表示第p条路径中第q个有色高斯随机信号虚部对应的多普勒相位。

[0110] 第二步，按照下式，得到每条路径加衰落后的信号：

[0111] Fp＝μ1,ps1,p-μ2,ps2,p

[0112] 其中，Fp表示第p条路径加衰落后的信号，μ1,p表示第p条路径有色高斯随机信号实部，s1,p表示第p条路径拟加衰落的信号的实部，μ2,p表示第p条路径有色高斯随机信号的虚部，s2,p表示第p条路径拟加衰落的信号虚部。

[0113] 将所有路径的加衰落信号叠加，合成为一个总衰落信号。

[0114] 步骤11，利用多通道信噪比获取法，获得各通道信噪比。

[0115] 所述的多通道信噪比获取法的具体步骤如下：将信道控制信号中第20个、第21个特征值分别作为第一个十六进制数的高八位和低八位，第22个、第23个特征值分别作为第二个十六进制数的高八位和低八位，第24个、第25个特征值分别作为第三个十六进制数的高八位和低八位，第26个、第27个特征值分别作为第四个十六进制数的高八位和低八位，然后将第一个、第二个、第三个和第四个十六进制数转化为四个十进制数，用四个十进制数减去250，再除以10，分别得到4个通道的信噪比，单位均为dB。

[0116] 步骤12，获得加噪声信号。

[0117] 利用递归公式，产生两组均匀分布的伪随机数。

[0118] 所述的递归公式如下：

[0119] Gx+1＝(AGx+B)modM

[0120] 其中，Gx表示产生的第x个伪随机数，x表示产生的伪随机数的序号，A表示乘性系数，B表示加性系数，mod表示模运算，A、B、M均为正整数，其取值需要满足：B、M互质；A-1是整除M的每个素数的倍数；如果M是4的倍数，则A-1也是4的倍数；A、B和G0均比M小。

[0121] 例如令G0＝2，A＝1025，B＝3，M＝1048576，可以产生一组均匀分布的伪随机数；然后令G0＝7，A＝257，B＝33，M＝1048576，可以产生另一组均匀分布的伪随机数。

[0122] 按照下式，将两组均匀分布的随机数转换为一组高斯白噪声：

[0123] Y＝(-2lnX1)1/2cos2πX2

[0124] 其中，Y表示高斯白噪声，ln(·)表示以自然常数e为底的对数操作，X1和X2分别表示服从[0,1]均匀分布的随机数。

[0125] 利用Matlab 软件设计产生截止频率为1.5KHz的低通滤波器系数，对高斯白噪声进行滤波，将滤波后的数据进行4次频谱搬移，频谱搬移频率分别为1.8KHz、4.8KHz、7.8KHz和10.8KHz，获得300—3300Hz、3300—6300Hz、6300—9300Hz和9300Hz—12300四个相互独立通道内的噪声。

[0126] 将四个相互独立通道内的噪声叠加，将叠加后的噪声作为多通道噪声。

[0127] 将多通道噪声与总衰落信号相加，将相加后的信号作为加噪声信号。

[0128] 所谓的的多通道，是把总的工作带宽12KHz平均分为4个相互独立的3KHz子通道，同时，300—6300Hz、3300—9300Hz和6300—12300Hz可构成三个6KHz带宽的子通道，再加上一个12KHz的总通道共有8个通道。

[0129] 产生多通道带限噪声方法是短波通信信道模拟装置实现的重点和难点之一，直接影响了信道模拟装置的随机性，同时对于带宽最窄的4个子通道，其工作带宽为3KHz，则加性噪声应该是相应带宽内的带限噪声。所以，必须对得到的高斯白噪声进行滤波。

[0130] 步骤13，获得输出信号。

[0131] 模数/数模转换模块对加噪声信号进行数模转换，得到输出信号。

[0132] 下面结合仿真实验对本发明的效果做进一步的描述。

[0133] 1.仿真条件：

[0134] 本发明的仿真实验条件为38.4KHz的采样率、0Hz的频偏、1条路径、四个通道信噪比分别为0dB、10dB、20dB和30dB、各路径衰落率均为0Hz，将1KHz的单音信号作为信号源。

[0135] 2.仿真内容及其结果分析：

[0136] 按照本发明方法对输入的1KHz的单音信号进行处理，得到输出信号，对输出信号做快速离散傅里叶变换，对变换结果画图得到图2，多通道噪声的频谱图。图2中的横坐标表示频率，单位为赫兹，纵坐标表示幅度，单位为dB，频谱图中的一个峰值表示频率为1KHz的单音信号，300—3300Hz频段显示的为第一通道中0dB的噪声，3300—6300Hz频段显示的为第二通道中10dB的噪声，6300—9300Hz频段显示的为第三通道中20dB的噪声，9300—12300Hz频段显示的为第四通道中30dB的噪声。

[0137] 从图2中可以明显看出四个通道内的噪声幅度成阶梯状，且四个通道内的噪声幅度间相对大小符合所设置的信噪比，说明了本发明方法可以实现在不同频段设置不同信噪比的功能。

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