目前，在许多国家(如，德国、英国、瑞士、日本等)，输送含有时 刻数据即时间编码的标准电波。在日本，通过两个发射局(福岛县及佐贺 县)，发射出采用标准时刻格式的时间编码进行振幅调制的40kHz及60kHz 长波标准电波。该时间编码，按每更新正确时刻的分钟行即每一分钟、以 一个周期60秒的帧被输送。
近年，通过接收上述含时间编码的标准电波，并根据其修正现在时刻 数据，即所谓的电波钟表被普遍使用。电波钟表，在每规定时间内，通过 内置天线接收标准电波，将经放大调制的时间编码进行解码，以修正现在 时刻。
可是，电波钟表实际接收的接收信号，在从发射局输出的标准电波中 混入、重叠了从发射局到电波钟表的传送过程中的种种噪音信号。因此， 有可能会产生由接收信号中含有的噪音带来时刻数据的误判。
这里，通常考虑用带通滤波器和低通滤波器等滤波器来消除接收信号 中的噪音。但是，由于滤波器都有一定的通过频带，所存在的问题是在本 来想要通过滤波器的接收频率(标准电波的频率)附近的的噪音成分也让 通过了。

本发明的目的在于要在用于接收长波标准电波的电波接收装置所包 括的检波电路中，通过采用乘法器，除法器，微分电路及加法器构成消除 噪音成分的电路，可以确实消除接收频率附近的噪音本身。
为解决上述课题，本发明提供一种电波接收装置，具有：载波信号生 成装置，其根据天线接收的接收信号，生成与该接收信号的载波相同频率 且相同相位的载波信号；信号再生装置，其根据由该载波信号生成装置生 成的载波信号、与所述接收信号，进行信号再生；载波移相乘法装置，其 将由所述载波信号生成装置生成的载波信号的相位移相90度，与所述接 收信号相乘后，作为载波移相乘法信号输出；乘法装置，其将所述接收信 号与所述载波信号相乘后，作为乘法信号输出；第一移相装置，其将该乘 法装置输出的乘法信号的相位移相90度后，作为第一移相信号输出；第 二移相装置，其将由所述载波移相乘法装置输出的载波移相乘法信号的相 位移相90度后，作为第二移相信号输出；被加信号生成装置，其将由所 述载波移相乘法装置输出的载波移相乘法信号和由所述第二移相装置输 出的第二移相信号中的一方信号，除以所述第一移相信号，将经该除法得 到的信号与另一方信号相乘，作为被加信号输出；和输出装置，其在所述 乘法信号上加上所述被加信号，作为检波信号输出。
通过采用上述构成，可以确实消除接收频率附近的噪音本身。
附图说明：
图1表示应用本发明的电波钟表的内部结构框图。
图2表示电波接收装置的电路结构框图。
图3表示第一实施方式的检波电路的电路结构框图。
图4表示第2实施方式的检波电路的电路结构框图。
图5表示第3实施方式的检波电路的电路结构框图。
图6表示变形例1的检波电路的电路结构框图。
图7表示变形例2的检波电路的电路结构框图。
图8表示直线式电波接收装置的电路结构框图。
图9表示应用本发明的中继器的内部结构框图。

下面，参照附图说明实施本发明的最佳实施方式。另外，以下虽就本 发明应用于通过接收长波标准电波以修正时刻的电波钟表的情况进行说 明，但本发明的应用并不局限于此。
第一实施方式
首先，说明本发明的第一实施方式。
图1是本发明第一实施方式的电波钟表100的内部结构框图。如图1， 电波钟表100的构成包括CPU(Central Processing Unit)110、输入部分 120、显示部分130、ROM(Read Only Memory)140、RAM(Random Access Memory)150、电波接收装置162、时间编码生成部分170、计时电路部 分180、和振荡电路部分182。另外，除振荡电路部分182外，各部分通 过总线B连接，振荡电路部分182与计时电路部分180连接。
CPU110根据规定的定时或者从输入部分120来的操作信号，读取储 存于ROM140的程序、并将该程序展开于RAM150，根据该程序向电波钟 表110的各构成部分输送指令及数据等。具体来说，例如按每规定时间， 控制电波接收装置162、进行标准电波的接收处理，根据由时间编码生成 部分170输入的标准时间编码、对在计时电路部分180计时的现在时刻进 行修正。
在输入部分120，为执行电波钟表100的各种功能、设有开关等结构， 当操作这些开关的时候，相应的操作信号向CPU110输出。
显示部分130由小型液晶显示器等构成，根据由CPU110输入的显示 信号、用数字显示现在时刻。
在ROM140，记录了有关电波钟表的系统程序和应用程序、以及实现 本实施方式的程序和数据等。
RAM150，作为CPU110的工作区域来使用，从ROM140读出的程序、 由CPU110处理的数据等在此临时储存。
电波接收装置162，用接收天线ANT1、将接收的长波标准电波中不 要成分去除、取出需要频率信号，变换为与该频率信号对应的电子信号、 向时间编码生成部分170输出。
时间编码生成部分170，接收由电波接收装置162输入的信号并变换 为数字信号，生成包含标准时刻编码、累积编码、星期编码等钟表功能必 要的数据的标准时间编码，向CPU110输出。
计时电路部分180，对由振荡电路部分182输入的信号进行计数、以 对现在时刻计时，并向CPU110输出现在时刻数据。振荡电路182是始终 输出一定频率的时钟信号的电路。
图2是表示本实施方式的超外差接收方式的电波接收装置162的电路 结构框图。如图2，电波接收装置162由包括接收天线ANT1、RF放大电 路10、滤波电路20a、20b、20c、频率变换电路30、局部振荡电路32、IF 放大电路40、AGC(Auto Gain Control)电路80、检波电路50a构成的集 成电路所构成。
接收天线ANT1能接收含时刻编码的规定频率的长波标准电波，如由 杆状天线构成。接收天线ANT1接收的长波标准电波、变换为电信号输出。
RF放大电路10，根据由AGC电路80输入的控制信号对应的放大率， 对由接收天线ANT1输入的信号进行放大或衰减并输出。
滤波电路20a，由带通滤波器等构成，对应由RF放大电路10输入的 信号，令规定范围内的频率通过，截止范围外的频率成分，并输出。
频率变换电路30，对由滤波电路20a输入的信号、和由局部振荡电路 32a输入的局部振荡信号进行合成，并变换为中间频率的信号(中间频率 信号)输出。
滤波电路20b，由带通滤波器等构成，对由频率变换电路30a输入的 信号，以中间频率为中心，令规定范围内的频率通过、截止范围外的频率 成分，并输出。
IF放大电路40，根据由AGC电路80输入的控制信号，对滤波电路 20b输入的信号进行放大或衰减后输出。
滤波电路20c，由带通滤波器等构成，对应由IF放大电路40输入的 信号，令规定范围内的频率通过，截止范围外的频率成分，并输出。
检波电路50a，输出、对滤波电路20c输入的信号p进行检波而生成 的检波信号。由检波电路50a输出的检波信号，输出给时间编码生成部分 170、以生成标准时间编码。生成的标准时间编码输入给CPU110，以在进 行现在时刻修正等各项处理时予以利用。
AGC电路80，根据滤波电路20c输入的信号p的强弱，输出调整RF 放大电路10及IF放大电路40的放大率的控制信号。
图3是表示检波电路50a的电路结构框图。如图3，检波电路50a具 有载波抽取电路60、信号再生电路70a。载波抽取电路60包括载波再生 电路61、移相器62，乘法器63、LPF64a、64b。另外，信号再生电路70a 包括乘法器71、76a、LPF72、微分电路73、74a、除法器75a、加法器77a。
载波再生电路61，由PLL电路等构成，生成与接收信号的载波同一 频率且同一相位的载波再生信号，以信号a输出。
移相器62，将由载波再生电路61输入的信号a的相位做如向前移90 度式的移相，以信号b输出。
这里所说的移相，是指相位向前移或相位向后移。
乘法器63，对由滤波电路20c输入的信号p和由移相器62输入的信 号b相乘，以信号c输出。
LPF64a，对由乘法器63输入的信号c，令规定低频范围内的频率通 过、截止范围外的频率成分，以信号d输出。
LPF64b，对由LPF64a输入的信号d，令规定低频范围内的频率通过， 截止范围外的频率成分，以信号d1输出。
乘法器71，对由滤波电路20输入的信号p、和由载波再生电路61输 入的信号a相乘，以信号e输出。
LPF72，对由乘法器71输入的信号e，令规定低频范围内的频率通过， 截止范围外的频率成分，以信号f输出。
微分电路73，将由LPF72输入的信号f、对时间进行微分，以信号g 输出。
微分电路74a，将由LPF64a输入的信号d，对时间进行微分，以信号 i输出。
除法器75a，对由LPF64a输入的信号d，除以由微分电路73输入的 信号g，以信号h输出。
乘法器76a，对由微分电路74a输入的信号i、和由除法器75a输入的 信号h相乘，以信号j输出。
加法器77a，对由LPF72输入的信号f、和由乘法器76a输入的信号j 进行加法运算，以信号k输出。该信号k，即为检波电路50a输出的检波 信号。
下面，对构成检波电路50a的各电路的工作、用各信号的理论式予以 说明。
由滤波电路20c输入的信号p内，包含有希望接收信号(本来希望接 收频率的信号)和噪音。希望接收信号的频率用ω表示，该信号波用 “Asinωt”表示。这里，虽然振幅A为时间函数，但由于希望接收信号为长 波标准电波，因此是在相当长周期内变化，且调制度为10％或者100％。 因此，基本可将振幅A视为常数。故，信号p，如下式(1)所示，可以 用希望接收信号的振幅A和噪音的振幅B的合成来表示。
p＝Asinωt+B[sin{(ω+Δω)t+φ}+cos{(ω+Δω)t+φ}]……(1)
其中，Δω为与希望接收信号频率的差，φ为与希望接收信号的相位差。
首先，说明一下关于载波抽取电路60的载波信号的抽取。
载波抽取电路60中，由载波再生电路61输入的信号a(载波再生信 号)用“sin(ωt+δ)”表示，移相器62将信号a的相位向前移90度以信号b 输出，信号b成为“cos(ωt+δ)”。另外，为简要说明的原因，排除了噪音成 分。乘法器63将信号b和信号p相乘，以信号c输出。因此，信号c如 下式(2)给出。
$c=A\sin \mathrm{\omega t}·\cos (\mathrm{\omega t}+\delta )$
$=\frac{A}{2}\{\sin 2\mathrm{\omega t}·\cos \delta -(1-\cos 2\mathrm{\omega t})·\sin \delta \}······\left(2\right)$
故，信号c，以通过LPF64a的方式、截止高频成分，仅以式(3)所 示成分、以信号d输出。
$d=\frac{A}{2}\sin \delta ······\left(3\right)$
信号d，一般来说变化缓慢，因此能以通过LPF64b的方式充分消除 噪音信号，成为信号d1。通过以信号d1反馈到载波再生电路61补正相位， 可以补正信号a的δ量的相移，信号a收敛于“sinωt”，成为与接收信号频 率相同且相位相同的载波信号，故，信号b成为“cosωt”。
接着，说明一下检波电路50a中检波信号的生成。
载波抽取电路60中，乘法器63将信号p和信号b相乘，以信号c输 出。因此，信号c如下式(4)给出。
$c=p·b$
$=\{A\sin \mathrm{\omega t}+B[\sin \{(\omega +\mathrm{\Delta \omega })t+\phi \}+\cos \{(\omega +\mathrm{\Delta \omega })t+\phi \}\left]\right\}·\cos \mathrm{\omega t}$
$=\frac{A}{2}\sin 2\mathrm{\omega t}+\frac{B}{2}[\sin 2\mathrm{\omega t}·\cos (\mathrm{\Delta \omega t}+\phi )+(1+\cos 2\mathrm{\omega t})·\sin (\mathrm{\Delta \omega t}+\phi )]$
$+(1+\cos 2\mathrm{\omega t})·\cos (\mathrm{\Delta \omega t}+\phi )-\sin 2\mathrm{\omega t}·\sin (\mathrm{\Delta \omega t}+\phi )]······\left(4\right)$
故，信号c，以通过LPF64a的方式、截止高频成分，仅以式(5)所 示成分、以信号d输出。
$d=\frac{B}{2}\{\sin (\mathrm{\Delta \omega t}+\phi )+\cos (\mathrm{\Delta \omega t}+\phi )\}······\left(5\right)$
在信号再生电路中，乘法器71将信号p和信号a相乘，以信号e输 出。因此，信号e如下式(6)给出。
$e=p·a$
$=\{A\sin \mathrm{\omega t}+B[\sin \{(\omega +\mathrm{\Delta \omega })t+\phi \}+\cos \{(\omega +\mathrm{\Delta \omega })t+\phi \}\left]\right\}·\sin \mathrm{\omega t}$
$=\frac{A}{2}(1-\cos 2\mathrm{\omega t})+\frac{B}{2}[(1-\cos 2\mathrm{\omega t})·\cos (\mathrm{\Delta \omega t}+\phi )+\sin 2\mathrm{\omega t}·\sin (\mathrm{\Delta \omega t}+\phi )$
$+\sin 2\mathrm{\omega t}·\cos (\mathrm{\Delta \omega t}+\phi )-(1-\cos 2\mathrm{\omega t})·\sin (\mathrm{\Delta \omega t}+\phi )]······\left(6\right)$
信号e，以通过LPF72的方式、截止高频成分，仅以下式(7)中所 示成分、以信号f输出。
$f=\frac{A}{2}+\frac{B}{2}\{\cos (\mathrm{\Delta \omega t}+\phi )-\sin (\mathrm{\Delta \omega t}+\phi )\}······\left(7\right)$
由此，微分电路73，对信号f进行微分，以信号g输出。因此，信号 g如下式(8)给出。
$g=\frac{d}{\mathrm{dt}}f$
$=-\mathrm{\Delta \omega }·\frac{B}{2}\{\sin (\mathrm{\Delta \omega t}+\phi )+\cos (\mathrm{\Delta \omega t}+\phi )\}······\left(8\right)$
另一方面，微分电路74a对信号d进行微分，以信号i输出。故，信 号i如下式(9)给出。
$i=\frac{d}{\mathrm{dt}}d$
$=\mathrm{\Delta \omega }·\frac{B}{2}\{-\sin (\mathrm{\Delta \omega t}+\phi )+\cos (\mathrm{\Delta \omega t}+\phi )\}······\left(9\right)$
另外，除法器75a，将信号d除以信号g，以信号h输出。故，信号h 如下式(10)给出。
$h=d/g$
$=-\frac{1}{\mathrm{\Delta \omega }}······\left(10\right)$
接着，乘法器76a，将信号h和信号i相乘，以信号j输出。故，信号 j如下式(11)给出。
$j=h\times i$
$=\frac{B}{2}\{\sin (\mathrm{\Delta \omega t}+\phi )-\cos (\mathrm{\Delta \omega t}+\phi )\}······\left(11\right)$
然后，加法器77a，将信号j和i相加，以信号k输出。故，检波信号 信号k如下式(12)给出。
$k=f+j$
$=\frac{A}{2}······\left(12\right)$
即，由检波电路50a将仅含希望接收信号振幅的信号输出。这里，由 于长波标准电波能以2值振幅和脉冲宽度、将含于电波中的数据判别出来， 故，即便信号k仅为希望接收信号的振幅A的1/2，只要能以1/2振幅检 测出来就可以，因此，没什么特别的问题。
如上所述，在第一实施方式，接收含时刻数据的长波标准电波的电波 钟表100，用检波电路50a，进行如下检波。首先，将在载波再生电路61 生成的载波信号(信号a)的相位向前移90度成为信号b、与输入检波电 路50a的信号p相乘得到的信号，通过LPF64a，以信号d输出。另外， 信号p与信号a相乘得到的信号e、通过LPF72、以信号f输出。接着， 将信号f经微分得到的信号g除以信号d所得到的信号h、与将信号d经 微分得到的信号i、相乘得到的信号j输出。然后，信号f和信号j相加得 到的信号k、作为检波信号输出。即，通过将载波信号(信号a)的相位 向前移90度、并进行同步检波及适当的处理，可以清除噪音信号。为此， 用现有技术中的滤波器不能完全消除接收频率附近的噪音，在此能确实消 除。
第二实施方式
下面，说明第二实施方式。
如上述第一实施方式，作为检波信号输出的信号k用下式(13a)表 示。
$k=f+d/\left(\frac{d}{\mathrm{dt}}\right)f*\left(\frac{d}{\mathrm{dt}}\right)d······\left(13a\right)$
第二实施方式，构成满足由式(13a)变形得到下式(13b)的检波电 路。
$k=f+d*\{\left(\frac{d}{\mathrm{dt}}\right)d/\left(\frac{d}{\mathrm{dt}}\right)f\}······\left(13b\right)$
即，第二实施方式，是将第一实施方式的检波电路50a(参照图3)， 置换为图4所示的检波电路50b。故，下面说明中，和上述第一实施方式 相同要素使用相同符号，而省略详细说明。
图4表示的是第二实施方式检波电路50b的电路结构框图。
如图4，检波电路50b，具有载波抽取电路60、信号再生电路70b。 信号再生电路70b具有乘法器71、76b、LPF72、微分电路73、74b、除法 器75b和加法器77b。
微分电路74b，将由LPF64a输入的信号d对时间进行微分、以信号 i1输出。
除法器75b，将由微分电路74b输入的信号i1除以由微分电路73输 入的信号g，以信号h1输出。
乘法器76b，将由LPF64a输入的信号d、乘以由除法器75b输入的信 号h1，以信号j1输出。
接着，加法器77b，将由LPF72输入的信号f与由乘法器76b输入的 信号j1相加，以信号k1输出。该信号k1，为检波电路50b输出信号的检 波信号。
下面，就构成检波电路50b各电路的工作、用各信号的理论式予以说 明。
另外，由于信号a～g的得出与第一实施方式中的相同，这里就省略说 明。
微分电路74b，将由式(5)得到的信号d微分、以信号i1输出。因此， 信号i1由下式(14)得出。
$i1=\frac{d}{\mathrm{dt}}d(=i)$
$=\mathrm{\Delta \omega }·\frac{B}{2}\{-\sin (\mathrm{\Delta \omega t}+\phi )+\cos (\mathrm{\Delta \omega t}+\phi )\}······\left(14\right)$
接着，除法器75b，将信号i1除以、由式(8)得到的信号g，以信号h1 输出。故，信号h1由下式(15)得出。
h1＝i1/g
＝{sin(Δωt+φ)-cos(Δωt+φ)}/{sin(Δωt+φ)+cos(Δωt+φ)}……(15)
然后，乘法器76b，将信号d和信号h1相乘，以信号j1输出。故， 信号g1由下式(16)得出。
$j1=d\times h1$
$=\frac{B}{2}\{\sin (\mathrm{\Delta \omega t}+\phi )-\cos (\mathrm{\Delta \omega t}+\phi )\}······\left(16\right)$
接着，加法器77b，将由式(7)得到的信号f与信号j1相加，以信号k1 输出。故，信号k1如下式(17)得出。
$k1=f+j$
$=\frac{A}{2}······\left(17\right)$
显然，该信号k1，与由第一实施方式得出的信号k相等。
如上所述，第二实施方式，将信号g除以由信号d微分得到的信号i1 而得出信号h1，信号h1与信号d相乘得到信号j1，信号j1与信号f相加。 即，即便在第二实施方式，也同第一实施方式一样，载波信号的相位向前 移90度，通过进行同步检波及适当的处理、消除噪音。为此，用现有技 术中的滤波器不能完全消除的接收频率附近的噪音，在此能确实消除。
第三实施方式
下面，说明第三实施方式。
第三实施方式，是将第1实施方式中的检波电路50a中的微分电路73、 74a，置换为移相电路78、79而构成的检波电路。即，第三实施方式，是 由第一实施方式的检波电路50a(参照图3)，置换为如图5所示的检波 电路50c。因此，下述说明中，与第一、第二实施方式相同的要素使用相 同符号，而省略说明。
图5表示的是第三实施方式检波电路50c的电路结构框图。
如图5，检波电路50c，具有载波抽取电路60、信号再生电路70c。 信号再生电路70c，具有乘法器71、LPF72、移相电路78、79、除法器75a、 乘法器76a和加法器77a。
移相电路78，将由LPF72输入的信号f的相位移动90度，以信号g 输出。
移相电路79，将由LPF64a输入的信号d的相位移动90度，以信号i 输出。
在上述第一实施方式的微分电路73、74进行的信号的微分，等同于 将信号的相位向前移90度。为此，由移相电路78、79输出的信号，与各 微分电路73、74a输出的信号g、i相同。
如上所述，在第三实施方式，将第一实施方式中微分电路73、74a， 分别替换为将信号f的相位进行如向前移(移相)90度的移相电路78、将 信号d的相位向前移90度的移相电路79。总之，用三角函数的和来表示 的信号的微分，等同于移相，与上述第一、第二实施方式一样，利用将载 波信号(信号a)的相位向前移90度、通过进行同步检波，来消除噪音成 分。因此，用现有技术中的滤波器不能完全消除的、接收频率附近的噪音， 在此能确实消除。
另外，已经对将第一实施方式的检波电路50a(参照图3)中微分电路 73、74a置换为移相电路的、第三实施方式的情况进行了说明，显然，也 可以将第二实施方式中的检波电路50b(参照图4)的微分电路73、74b 替换为移相电路。
再有，本发明的应用并不局限于上述3种实施方式，本发明的宗旨在 于在不超出范围内可以进行适当变化。
变形例1：在检波电路的最后阶段设置LPF
上述各实施方式中，在检波电路50a、50b、50c的最后阶段或者在信 号再生电路70a、70b、70c的最后阶段，即加法器77a、77b的后段可以设 置LPF。
图6表示在第一实施方式中的信号再生电路70d的最后阶段设置 LPF81的情况。此时，应用LPF81，对由加法器77a输出的信号k，令规 定低频范围内的频率通过，截止范围外的频率成分而得到信号1、由信号 再生电路70d输出，即作为检波电路50a的检波信号输出。
变形例2：信号p中不含有噪音成分情况下的对策
当输入检波电路50a、50b、50c的信号p中不含有噪音成分，或者噪 音十分小的情况下，由于由式(8)得到的信号g为0或者非常小，由式(10) 得到的信号h变为∞(无穷大)或者非常大，其结果是，由检波电路输出 的检波信号变得非常大。这里，为避免这种不良情况，检波电路也可以如 图7所示构成。
图7表示作为变形例2，在第一实施方式中的检波电路50a，设置比 较器91和开关电路92的情况。
比较器91，将由微分电路73输入的信号g的电平与规定电压V进行 比较，根据该大小、输出信号L或者信号H。即，比如当信号g的电平比 规定电压V小的情况下输出信号H、其他情况输出信号L。
开关电路92，根据由比较器91输入的信号，切换由加法器77a输入 的信号k或者由LPF72输入的信号f、并输出。即，比如当由比较器91 输入的是L信号情况下、切换为输出信号k，由比较器91输入的是H信 号情况下、切换为输出信号f，该切换得到的信号以信号m输出。
因此，当信号g的电平比规定电压小的情况下，作为同步检波信号的 信号f、作为检波信号由检波电路70e输出；当信号g的电平超出规定电 压的情况下，由加法器77a输出的信号k、作为检波信号输出。
另外，构成上述各实施方式检波电路的各电路也可以由模拟电路构 成、或者由数字电路构成。再有，各信号也可以为数字信号、检波电路由 CPU、DSP等构成，用软件实现各构成电路的功能。更有，还可以将这几 种方式进行组合。
变形例3：电波信号装置162为直接式
在上述各实施方式中，电波接收装置使用的是超外差式，这里也可以 使用直接式。
图8表示直接式电波接收装置162b的电路构成图。另外，在图8中， 与上述超外差式电波接收装置162(图2)相同的要素使用相同的符号。 如图8，电波接收装置162b，由接收天线ANT1、RF放大电路10、滤波 电路20a、检波电路50a构成。此时，检波电路50a中，输入由滤波电路 20a输出的信号p1。
变形例4：应用于中继器
上述各实施方式，是对将本发明应用于电波钟表的情况进行了说明， 但本发明还可以应用于中继器。中继器是指，比如设置于电波难以达到的 钢筋结构住宅等建筑物的窗内，接收长波标准电波、得到正确时刻信息， 并将该时刻信息予以发射的装置。因此，在窗内设置的电波钟表，可以接 收由中继器发射来的时刻信息、以进行时刻更正。
图9表示应用本发明的中继器200的内部结构框图。另外，图9中， 和上述电波钟表100(参照图1)相同的要素使用相同的符号。如图9，中 继器200，由输入部分120、显示部分130、ROM140、RAM150、电波接 收装置162、时间编码生成部分170、计时电路部分180、振荡电路部分 182和发射部分210构成。
发射部分210，根据由计时电路部分180计时的现在时刻数据、生成 中继时间编码，在该中继时间编码附加载波而成为中继波，通过发射天线 ANT2将中继波发射。此时的载波，可以与接收的长波标准电波相同，也 可以是作为中继电波专用的电波。当与长波标准电波相同的情况下，室内 设置的电波钟表可以为普通的电波钟表。另外，当作为中继电波为专用电 波的情况下，电波钟表中必须有接收该电波的装置。
如以上的发明，将由接收信号生成的载波信号的相位移相90度、与 接收信号相乘得到载波移相乘法信号、并将该载波移相乘法信号输出。因 此，接收信号和载波信号相乘，且输出、将相位移相90度得到的第一移 相信号和将载波移相乘法信号的相位移相90度得到的第二移相信号。接 着，将载波移相乘法信号及第二移相信号中的一个信号、除以第一移相信 号而得到的信号、与载波移相乘法信号及第二移相信号中的另一个信号相 乘、得到被加信号并输出该被加信号。然后，在所述乘法信号中加上被加 信号、成为检波信号并输出。因此，通过将载波信号的相位移相90度、 通过进行同步检波及适当的处理，可以将用现有技术中的滤波器不能完全 消除的、接收频率附近的噪音，在此能确实消除。
另外，可以实现、乘法信号与被加信号相加，将由该加法所得到的信 号与乘法信号、根据第一移相信号与规定电平的比较结果、进行切换并作 为检波信号输出。即，由可能会造成、在接收信号中不包含噪音成分的情 况下，接收信号的相位移相90度、得到的第一前移信号的电平变得非常 小，因此通过除法装置进行除法后得到的信号非常大，其结果，输出的检 波信号变得非常大的、不良后果。但是，通过、比如在第一移相信号比规 定电平低的情况下，作为同步检波输出的乘法信号、被作为检波信号输出， 可以避免、在接收信号中不含有噪音成分的情况下、输出的检波信号变得 非常大的不良后果。
专利文献1：特开2000-155091号公报。