| 说明书全文 |
【０００１】
【発明の技術分野】
本発明は一般的にＡ／Ｄ変換に関係し、特に、高いサンプリングレートのＡ／Ｄ変換方法と変換装置に関する。
【０００２】
【発明の背景】
例えば、電気通信システムの発展は高いサンプリングレートにおけるＡ／Ｄ変換を要求する。 一般的に、最新の高速電子Ａ／Ｄコンバータ(Modern fast electronic A/D converter)は所望される１Ｇサンプル／秒以上の定常サンプリングレートよりもかなり低い５０Ｍサンプル／秒の定常サンプリングレートで作動する。 Ａ／Ｄ変換における光学的解決法ではサンプリングレートを上昇させることが提案されていた。 一例では、マッハツエンダ(Mach-Zender)干渉計のバンクを用いた方法がある（参考文献１参照）。 しかし、所要のモジュレータでは大き過ぎると考えられた。 さらに、この方法ではモジュレータ間の電気的な漏話(electrical crosstalk)に関わる問題を生じる。 他の欠点としては、終端器(terminations)が並列接続されたコンデンサ列から構成される点と、パルス光源が必要となる点がある。
【０００３】
参考文献２は電圧を角度化し、続いてその角度を２進数形態に変換する処理を説明している。 当該電圧−角度変換は機械的、音響又は電気−光学デバイスに基づいている。 これは得られる変換率を厳しく制限する。 さらに、集積化に不向きな大型光学システムが角度から２進信号への変換を実行する。
【０００４】
別の研究方法は、チャープ光学パルスを使用したアナログ信号を「タイムストレッチ」("time stretch")する、複雑な処理であった。 （参考文献３参照）
【０００５】
本発明の目的は前記問題点を回避し、高速Ａ／Ｄ変換が可能である、光−電気Ａ／Ｄ変換法と装置を提供することである。
【０００６】
本目的は添付の請求項によって達成される。
【０００７】
簡単に言えば、本発明は可変波長レーザを伴い、その波長はアナログ信号によって変調される。 当該変調レーザ・ビームは回折格子を通過し、それにより偏向ビームが作られる。 偏向角度はアナログ信号の振幅と一致する。 偏向ビームはキノフォーム配列した(kinoform array)特定のキノフォーム上で衝突をうける。 衝突したキノフォームは一群の光検出器に向けて対応するビーム束を生み出す。 配列内の各キノフォームは異なるビーム束を生み出し、各ビーム束は個々のディジタル値を持つ。 配列した光検出器上の出力分布(power distribution)はディジタル値を決定するためにサンプリングされる。
【０００８】
前述の配置は複数の長所を有する。
１． ６〜８ビット分解能で１Ｇサンプル／秒以上の極めて高いサンプリングレートでＡ／Ｄ変換を成し遂げることができる。
２． 実際のＡ／Ｄ変換に使用される複数の不可欠要素（回折格子及びキノフォーム）はサンプリング周波数に影響を受けない安定した受動素子である。
３． 該Ａ／Ｄコンバータ自体は低消費電力（前記レーザにおいて約１０ｍＷかつ１０ｍＷ／ディジタルビット）である。
４． 実際のＡ／Ｄコンバータは小型で、通常は２０ｘ４ｘ１ｍｍ ３より小さい。
【０００９】
【詳細な説明】
以下に本発明の基本原理を説明するのに必要な要件のみを記述することにする。 レンズのような一般的に実用されている他の要件は省略する。
【００１０】
さらに、同一又は類似の機能を果たす要素には同じ参照番号を付与している。
【００１１】
光信号と電気信号とを区別するために、光信号は点線で、電気信号は実線で図内に表記されている。
【００１２】
図１は本発明に基づいた装置の実施形態を示した概要図である。 可変波長レーザ１０（可変波長レーザについては参考文献４参照）はディジタル化されるアナログ信号の振幅によって変調される波長（又は周波数）である。 該変調レーザビームは回折格子１２に配向されている（回折格子１２はアレー導波路型回折格子又は一般的な分散要素(dispersive element)によって置換されてもよい）。 回折格子はアナログ信号によって発生する波長シフト(wavelength shift)に応じて変調レーザビームを異なる方向に偏向させる。 回折格子１２から発生する偏向ビームは例えばキノフォームの一群(a set of kinoform)（キノフォームは参考文献５〜６に記載）のような回折要素の一群１４に到達する。 各回折要素は、偏向ビームが衝突するときに、それぞれが送出ビーム束を生成し、各ビーム束は異なるディジタル値となる。 回折ビームは、例えば、ＰＩＮ／ｎｓｎ型光検出器といった、光検出器列１８方向に向けられており、稼動した光検出器の組合せ(the combination of activated photo detectors)は逆符号化されたディジタル値(decoded digital value)と一致した値を示す。 ディジタル値の逆符号化は実際には処理ユニット２０で実行され、これは以下において更に詳細に説明される。
【００１３】
図１に３ビット又は８レベル分解能に相当する３台の光検出器が存在する。 したがって、８個の回折要素１４が存在することになる。 一般的な場合では、ｎビット分解能で２ ｎ個の回折要素１４が存在する。 図１に示すｎビットの実施形態では、ｎ個の光検出器１８が存在することになる。
【００１４】
逆符号誤りを最小にするために、ビームが部分的に２つの隣接回折要素１４上で衝突する際に、隣接するグレー・コード(Gray codes)は1ビット単位しか差異がないので、ディジタル化の段階においては、通常の２進コードの代わりにグレー・コードを使用することが好ましい。 このように、誤り決定がなされれば、量子化された信号は多くとも1ビットの誤りしか有さない。 この特徴は以下においてさらに記述される。
【００１５】
図１では、回折要素１８の最上部が偏向ビームによる衝突を受けている。 この要素が最長波長となるので、アナログ信号の最大振幅となる。 この最大振幅はグレー・コード１００に相当する量子化レベル８で表される。 このように、回折要素の最上部から発生したビームは光検出器１８のうち１つだけに衝突する。
【００１６】
図２では、量子化レベルはグレー・コード１１１に相当するので、量子化レベル６に相当するアナログ信号は３つの光検出器全てを照射する回折要素１４を要する。
【００１７】
図１と２で示したように、既述した実施形態は異なるグレー・コードを作成するためには異なる数の偏向ビームを要する。 これは１回折要素１４からの出力(power)が複数の光検出器１８を介して分配されることを意味すると同時に、別の回折要素が１光検出器のみに同じ出力を分配してもよい。 この配置では、非常に高いサンプリング・レート（１００Ｇサンプル／秒以上）で高い分解能（ｎ＞１０）の処理ユニット２０において、固有の検出閾値を設定する際に困難を伴うことになる。 図３はこの潜在的な問題点を回避する、本発明に基づいた装置の別の実施形態を図示している。
【００１８】
図３の実施形態では、光検出器１８の数が２倍になっている。 上３台の光検出器は所望のグレー・コードを検出し、下３台の光検出器は補数２（０のビットで置換された１のビット、及びその逆）を検知する。 本配置においては、偏向レーザビームによって衝突を受けると、各回折要素１４は常に３つのビームを発生させる（一般的な場合ではビーム数はｎ）。 これにより、各グレー・コードが同じ方法で検知され、光検出器の逆符号化誤りの蓋然性は低減することが保証される。
【００１９】
図４から１１はアナログ入力信号の異なる振幅に係る図３の実施形態の挙動を示している。 これらの図は８量子化レベルにおいて発生する可能性のある全てのビーム束を図示している。 前述の通り、各回折要素が３つのビーム形態を発生することは注目される。 どの量子化レベルでも、全ビームが常に光検出器に向けられることも注目される。
【００２０】
図１２は図１の実施形態に基づいたＡ／Ｄコンバータの処理ユニット２０の実施形態を示したブロック概略図である。 該３台の光検出器からの出力信号は対応する比較回路２２に転送される。 しきい値回路２４から入力される共通閾値(common threshold)ＴＨは入力される前記出力信号から減算される。 クロック発生回路２６は３つの比較回路２２の共通クロック信号ＣＬを発生し、各クロック・パルスは各比較回路への２入力間差信号の同時サンプリングを誘発する(trigger)。 その差が正の場合は、対応する光検出器１８は照射され、ビット値は「１」となる。 差が負の場合は「０」ビットとなる。 処理ユニット２０の出力時に導かれたグレー・コードは単純分類表によって通常の２進信号に変換されてもよい。
【００２１】
図１３は図３の実施形態に基づいたＡ／Ｄコンバータの処理ユニット２０の別の実施形態を図示したブロック概略図である。 処理ユニット２０の本実施形態は閾値を変更することで図１２の実施形態とは異なる。 この場合、各比較回路２２の閾値は対応する補足的光検出器(complementary photo detector)からの出力信号によって形成される。 したがって、（破線より上の）光検出器セット１８の上部における出力信号がセットの下部において対応する「補数２」の光検出器からの出力信号よりも強い場合、出力ビットは値１を有することになる。 反対の場合では、出力ビットは値０を有することになる。 この実施形態は、閾値が各ビットに対して独立し、かつ動的であることを特徴とする。
【００２２】
前述で注目したように、１つのディジタル値から次の値へ移行中のグレー・コードの挙動は穏やかなので、アナログ信号を通常の２進コードの代わりにグレイ・コードにディジタル化するのが望ましい。 図１４は、アナログ値が２つのディジタル値間に近似又は境界上にある場合の図３の実施形態の挙動を図示している。 この場合、偏向ビームは特定の幅を有しているので、２つの回折要素を照射する。 したがって、図１４では、図１０と１１両方の回折形態で行われる(activated)。 この場合、光検出器の最上部が両回折形態によって照射されることを意味する。 同じ所見がセット１８の補足部の中央に位置する光検出器にも適用する。 これは２つの上位ビット（それぞれ１と０）がまだ確定していることを意味する。 しかし、上部の最下位の光検出器とそれに対応する下部の補足的な光検出器がどちらも照射され、第３番目の不特定ビットを作成する。 その結果は、どの検出器が最大出力信号を有するかによって決定される。 しかし、図１４は、境界線にアナログ値があるこのような場合には１ビットだけが不特定となることを図示している。 その結果は、境界線にアナログ値がある他の全ての場合においても同様であり、ｎビットＡ／Ｄコンバータに一般化してもよい。
【００２３】
本発明の原理を記述するために、１次元配列した光検出器が前提とされているが、実際には、２次元配列が望ましい。 図１５は図１の実施形態に基づいて作動するＡ／Ｄコンバータに適した２次元配列した光検出器の実施形態を図示している。 当該図示された配列は６ビット分解能を有するＡ／Ｄコンバータを対象としている。 塗潰された円は照射された光検出器を示しており、塗潰されていない円は照射されていない光検出器を示している。
【００２４】
図１６は図３の実施形態に基づいて作動するＡ／Ｄコンバータに適した二次元配列した検出器の別の実施形態を図示している。 図１６の左半分は図１５の実施形態と同一であり、右半分は補足的部分を形成することが注目される。
【００２５】
図１７は本発明に基づいたＡ／Ｄ変換法を示したフローチャートである。 当該処理手続はステップＳ１で開始する。 ステップＳ２はアナログ信号の単調関数によってレーザビーム波長を変調する。 ステップＳ３において、波長変調は回折格子１２によって角変調に変換される。 ステップＳ４は偏向ビームを回折し、衝突した回折要素固有の形態を有するビーム束にする。 ステップＳ５は対応するディジタル値を決定するために束形態をサンプリングする。 ステップＳ６でディジタル化を終了する。 この処理手続は新しいサンプル毎に繰返される。
【００２６】
重要なパラメータの代表的な値として、（変調前の）レーザ波長は、通常は定常１〜２μｍとなる。 全体的な波長変化量では、通常は定常０．１〜０．２μｍとなる。 前述の範囲では、（所望の分解能に応じて）定常１〜１００Ｇサンプル／秒のサンプリング・レートで、定常６〜８ビットのディジタル分解能を許容する。
【００２７】
回折格子１２はなるべく小さな波長変動で大きなレーザビーム偏向を発生させるべきである。 このような回折格子の一例はアレー導波路型回折格子である（参考文献７参照）。 アレー導波路型回折格子、導波路回折要素(waveguide diffractive elements)、導波管型検出器(waveguide detector)及び、例えば０．８μｍのレーザ波長を用いることによって、レーザ部を除き、Ａ／Ｄコンバータ全体を成形シリコンで一体化することができる。 例えばＩｎＰを使用することによって、コンバータ全体を１チップに一体化することができる。 非常にコンパクトなアレー導波路型回折格子はＩｎＰによって実証されている。
【００２８】
本発明の範囲から逸脱することなく、本発明の様々な変更及び変化が可能であることを当業者は理解しており、該範囲を別途の請求項によって規定する。
【ＲＥＦＥＲＥＮＣＥＳ】
[1] FJ Leonberger, CE Woodward, CA Becker, "4-bit 828-mega-sample/s electro-optic guided-wave analog-to-digital converter", Applied-Physics-Letters, Vol.40, No.7, 1 April 1982, pp.565-568.
[2] Y. Tsunoda et. al., "Combined optical A/D conversion and page composition for holographic memory applications", Applied Optics, 18, No. 10, October 1977, pp. 2607-2609.
[3] AS Bhushan et. aL, "150 Gsample/s wavelength division sampler with time-stretched output", ELECTRONICS LETTERS, 5th March 1988, No. 5, pp. 474-475.
[4] Rigole PJ., Nilsson S., Berglind E., Blumenthal DJ and Shell M.: "State-of-the-art: Widely tunable lasers", Invited paper at the In-Plane Semiconductor Lasers: from Ultraviolet to Mid-Infrared, SPIE's international symposium, Optoelectronics '97, pp 382-393, San Jose, February 1997
[5] LB Lesem et. al., "The Kinoform: A New Wavefront Reconstruction Device", IBM J.Res. Develop. 13, pp. 149-155.
[6] M. Larsson et. al, "Successive development optimization of resist kinoforms manufactured with direct-writing, electron-beam lithography", Applied Optics, Vol. 33, March 1994, pp. 1176-1179.
[7] Okamoto K.: "Fundamentals, technology and applications of AWGs", Proceedings of the European Conference on Optical Communication 1998 (ECOC'98), Vol. 2, pp 7-47, Madrid, Spain, 1998
【図面の簡単な説明】
本発明の目的と長所は添付図を考慮し、以下の説明により適切に理解できる。
【図１】 本発明に基づいた装置の実施形態を図示した説明図である。
【図２】 別のアナログ入力信号の振幅を用いた図１と同様の説明図である。
【図３】 本発明に基づいた装置の別の実施形態を図示している。
【図４】 それぞれ異なるアナログ入力信号の振幅に対する図３の実施形態の挙動を図示している。
【図５】 それぞれ異なるアナログ入力信号の振幅に対する図３の実施形態の挙動を図示している。
【図６】 それぞれ異なるアナログ入力信号の振幅に対する図３の実施形態の挙動を図示している。
【図７】 それぞれ異なるアナログ入力信号の振幅に対する図３の実施形態の挙動を図示している。
【図８】 それぞれ異なるアナログ入力信号の振幅に対する図３の実施形態の挙動を図示している。
【図９】 それぞれ異なるアナログ入力信号の振幅に対する図３の実施形態の挙動を図示している。
【図１０】 それぞれ異なるアナログ入力信号の振幅に対する図３の実施形態の挙動を図示している。
【図１１】 それぞれ異なるアナログ入力信号の振幅に対する図３の実施形態の挙動を図示している。
【図１２】 本発明に基づいたＡ／Ｄコンバータの処理ユニットの実施形態を図示したブロック概略図である。
【図１３】 本発明に基づいたＡ／Ｄコンバータの処理ユニットの別の実施形態を図示したブロック概略図である。
【図１４】 アナログ値が２つのディジタル値間で近似又は境界上にある場合の図３の実施形態の挙動を図示している。
【図１５】 本発明に基づいたＡ／Ｄコンバータにおける２次元配列(2-dimensional photo detector arrangement)した光検出器の実施形態を図示している。
【図１６】 本発明に基づいたＡ／Ｄコンバータにおける二次元配列した光検出器の別の実施形態を図示している。
【図１７】 本発明に基づいたＡ／Ｄ変換法を示したフローチャートである。 |
