Wavelength selection interleaved filtering technology (swift) adc of the system and method

本発明は、一般にアナログデジタル変換器（ＡＤＣ）およびフォトニクスに関し、より具体的には、高精度かつ高速のフォトニックＡＤＣに関する。

フォトニクスで支援されたＡＤＣに関して、量子化、標本化、および再構成の、対応するべき３つの主要な課題がある。 サンプリングジッタおよび量子化分解能に関連した基本的課題がある。 これらの基本的課題は、一般に「ウォールデンウォール（Walden wall）」と称され、ＡＤＣ性能の進歩を遅滞させている。

高分解能かつ高速のフォトニックＡＤＣの課題の１つに、量子化器または高忠実度で量子化することがある。 有効ビット数（ＥＮＯＢ）が１０の十分な分解能（約１０００レベル）をもたらすことができる物理的システムは、ほとんどなく、必然的に、この働きには半導体ＡＤＣがほぼ最適な候補になっている。 したがって、高分解能のフォトニックＡＤＣは、複数の従来型ＡＤＣが、総体として、別の方法よりも、より性能を発揮するのを可能にするための信号分配システムとして考えることができる。 これらの分配網は、時間、空間、または周波数に基づくものであり得て、波長分割多重（ＷＤＭ）構成要素を使用する周波数ベースの分配システムは、比較的低損失の受動的な非同期の信号ルーティング機構をもたらすので、最も好ましい方法である。 周波数ベースの分配をほぼ普遍的に採用することは、標本化するのに周波数空間にとどまることも必然的に支持する。

高精度フォトニックＡＤＣの第２の課題は、電子的ＡＤＣサンプラの性能、すなわちサンプラ性能を向上することである。 アパーチャジッタによって高精度フォトニックＡＤＣの性能が制限されることがあり、所望の高速動作に適さなくなる。 この課題に対応する方法の１つに、信号を、電子的ＡＤＣに送信するより先に、より高性能の方法を用いて標本化するものがある。 これは、モードロックレーザー（ＭＬＬ）パルスを用いて標本化される光変調器に信号を与えることによって行なわれることが多い。 このような方法は、パルスジッタ、振幅変動、および様々な非線形性の影響に対処しなければならず、かなり研究されている。 あるいは、光学的にゲート制御されるＲＦスイッチを使用して電子的サンプラを作ることができる。

サンプラの制約に対処するための代替方法に、サンプラ性能を向上する情報に対して光学的信号処理操作を実行するものがある。 最も普及している方法のうちの１つに、従来型ＡＤＣサンプラの精度を向上するために、周波数チャープ信号の分散的時間拡散（dispersive time spreading）が周波数ベースの信号分配方法と結合される時間伸張ＡＤＣ（ＴＳ−ＡＤＣ）がある。 スペクトルの効率と拡散の間のトレードオフによって、この方法の範囲が制限され、電力拡散、光学的な損失および増幅が、別の制約をもたらす。 最近のＴＳ−ＡＤＣの研究は、非理想の拡張（non-ideal dilation）、分散的非線形性（dispersive nonlinearity）、および変調効果の補償に焦点を当てている。

第３の課題は、別々の電子的ＡＤＣからの信号を単一出力へと再構成すること、すなわち別々の信号の再構成である。 この課題は、フォトニックＡＤＣに特有のものではない。 一般に、このクラスのフォトニックＡＤＣは、もっぱら時間インタリーブの再構成を用いている。 波長選択インタリーブフィルタリング技術（Selective Wavelength Interleaved Filtering Technique：ＳＷＩＦＴ）の再構成方法は、周波数領域で動作するハイブリッドのフィルタチャンネルバンク（hybrid filter channel bank：ＨＦＣＢ）法に基づくものであり、チャンネル化された入力スペクトルのほぼ完全な再構成を達成することができる。 ＨＦＣＢ再構成は、１９９０年代の初期にＡＤＣ問題に適用され、時間領域の方法より、インタリーブ誤差、特に高速サンプリングと関連するジッタにそれほど影響を受けないことが知られている。 しかし、これまでは、電子的ＡＤＣの性能と光フィルタの帯域幅の間のギャップが大きすぎて、フォトニックＡＤＣ問題に周波数領域法を適用することは受け入れ難いものであった。

ＡＤＣ問題を解決するための非フォトニックの試みには、電子的領域にＨＦＣＢ技法を用いるものがあった。 しかし、これらの試みでは、フォトニックフィルタまたはフォトニック局部発振器（ＬＯ）システムが利用されない。 非フォトニックの解決策は、ＲＦフィルタリングおよび利用されるＬＯ技術に関連したいくつかの制約を受けやすい。 例えば、非常に広帯域のＲＦ信号空間を対象にするのは、フィルタ技術が周波数の関数として変化し、各帯域に対して個別のＬＯ信号が必要とされるので難易度が高い。

さらに、チャンネル化ＲＦフィルタを構築するためのコヒーレントな光周波数フィルタリングの利点には、長い歴史がある。 しかし、これらの努力は、フォトニックＡＤＣに焦点を当てているようには見えず、この怠りにより、いくつかの重要なシステム最適化が除外されている。 小型化も注目されていない。 結局、光チャンネルバンクとＨＦＣＢ再構成の組合せは、取り組まれているようには見えない。

サブＧＨｚ帯域の高分解能光フィルタが、アレイ導波路回折格子（ＡＷＧ）、シリカベースのリング共振器、およびシリコンマイクロディスクのフィルタで研究されている。 微細構造化共振器は、一般に、サブＧＨｚに応答できる一方で、強い位相歪みの特徴を伴う、本質的に無限インパルス応答（ＩＩＲ）要素である。 したがって、容易に等化されるＦＩＲ応答が、ＨＦＣＢ用途向けに有利である。 エシェル格子、ＡＷＧ、およびＶＩＰＡ（Virtually Imaged Phased Array）などの自由空間要素が研究されており、ＧＨｚの性能が報告されている。 すべてが、フィルタに固有の構造によってフィルタの通過帯域が互いに記録されている「自己記録された」特性も有利にもたらし、有利には、個々の整列操作を必要としない。

しかし、既存のシステムの問題を克服する技術的に優れたＡＤＣ性能に対する必要性がある。 さらに、ＡＤＣと光フィルタ技術の間にギャップがある。 したがって、いくつかの課題を克服することができるのであれば、目下の現況技術を越える技術的に優れたＡＤＣ性能と、この必要性を満たすフォトニクスで支援されたＡＤＣ技術に対する機会との必要性が生じる。 これらのうち主要なものは、光フィルタ技術と低速ＡＤＣの間の互換性に対する要求である。

高精度で高速のアナログデジタル変換器（ＡＤＣ）に対する要求の斬新な解決策が示される。 ハイブリッドのフィルタチャンネルバンク（ＨＦＣＢ）は、ＡＤＣ性能の多重チャンネル拡張を達成するための、信号の周波数領域の区分化に依存する立証された方法である。 光フィルタバンク技術およびコヒーレントな光学的信号処理の最近の進歩により、従来の電子的ＨＦＣＢ手法を大幅に上回る、より高い性能およびより少ない直流電力の達成が可能になる。 波長選択インタリーブフィルタリング技術（ＳＷＩＦＴ）のアナログデジタル変換器（ＡＤＣ）は、ＡＤＣと光フィルタ技術の間のギャップに橋渡しすることができ、技術的に優れたＡＤＣ性能を提供することができるフォトニックＡＤＣへの周波数ベースの範例を先導する。

ＳＷＩＦＴは、時間領域で動作する従来手法とは対照的に、周波数領域で動作する、フォトニクス対応のＡＤＣを実現する。 新規のＨＦＣＢ手法は、ＲＦシステムにおいてより低速で広く適用され、より高速へとＨＦＣＢを拡大するのにフォトニクスを利用して、広帯域の、空間および電力の効率的な分配に、革新的な光学部品を使用する。

一態様では、アナログデジタル変換用の波長選択インタリーブフィルタリング技術向けのシステムは、アナログ入力用のリモートアパーチャと、アナログ入力を当初の光信号に変換するように動作可能な変調器と、この光信号を複数の後続の光信号へとフィルタリングして、電気信号へダウンコンバートするために局部発振器に送信するように動作可能な複数の光フィルタを有するフォトニックフロントエンド（photonic front end）と、複数の後続の光信号から導出して送信される電気信号の１つをそれぞれが受信して変換するように動作可能な複数のアナログ−デジタル変換器（ＡＤＣ）を有する区分化されたサブシステムと、複数の変換された後続の光信号を、アナログ入力のデジタル表現へと再構成するように動作可能な処理サブシステムとを備える。 一態様では、ベースバンドのダウンコンバージョンの代わりにＩＦ変換が用いられる。

一態様では、電気信号を光信号に変換して再度電気信号に変換する処理で生じる歪みが補償される。 一態様では、複数の光フィルタの少なくとも１つは、個々の通過帯域が本質的に互いに整列している自己記録されたフィルタを備える。 一態様では、変調器は、フォトニックフロントエンドから遠く離れている。 一態様では、処理サブシステムは、ハイブリッドのフィルタチャンネルバンクの再構成アルゴリズムを実行することにより、複数の変換された後続の光信号を再構成する。 一態様では、光フィルタは、解析フィルタおよび光学的局部発振器フィルタを備える。 一態様では、区分化されたサブシステムは、複数の変換された後続の光信号を記憶するように動作可能なメモリをさらに備える。 一態様では、このシステムは、フィルタの安定化をさらに備え、干渉経路がデジタル的に追跡される。 一態様では、フィルタの帯域幅とＡＤＣの帯域幅が関連しており、この態様の一実施形態では、ＡＤＣの帯域幅は、フィルタの帯域幅以上である。

一態様では、アナログデジタル変換用の波長選択インタリーブフィルタリング技術向けの方法は、アナログ入力を入力するステップと、アナログ入力を当初の光信号に変換するステップと、複数の光フィルタを有するフォトニックフロントエンドを使用して、光信号を複数の後続の光信号へとフィルタリングするステップと、複数のＡＤＣを使用して複数の後続の光信号を受信し、複数の後続の光信号から導出して送信される電気信号の１つを、複数のＡＤＣのうち１つのＡＤＣを使用して変換するステップと、複数の変換された後続の光信号を、アナログ入力のデジタル表現へと再構成するステップとを含む。

一態様では、この方法は、歪みを補償するステップをさらに含む。 一態様では、解析フィルタは、個々の通過帯域が本質的に互いに整列している自己記録されたフィルタである。 一態様では、変調器は、フォトニックフロントエンドから遠く離れている。 一態様では、再構成するステップは、ハイブリッドのフィルタチャンネルバンクの再構成アルゴリズムを実行することによって遂行される。

一態様では、アナログデジタル変換向けの方法は、光フィルタを使用して、周波数区分化を用いて、信号を、光領域の周波数区分化された信号へと区分化するステップと、前記周波数区分化された諸信号を、複数の同時デジタル化要素へとデジタル化するステップと、前記光フィルタの特性から導出された特性のデジタルフィルタを使用して、複数の同時デジタル化要素を基に、副次的な区分化された信号からアナログ信号のデジタル表現を再構成するステップとを含む。

一態様では、光信号は、コヒーレントな光学的局部発振器を使用して電気的領域へ再変換される。 一態様では、再構成するステップは、ハイブリッドのフィルタチャンネルバンク法を利用する。 一態様では、光フィルタは、ヘテロダイン制御システムを使用して制御され、かつ安定化される。

本明細書で説明された方法を遂行するために、機械実行可能な命令のプログラムを明確に具現する機械読取り可能なプログラム記憶デバイスも提供され得る。

表１は、本明細書に用いられる頭字語および略記を、関連する意味とともに列挙する。

本発明が、本発明の限定的でない例示的実施形態として示される図面を参照することにより、続く詳細な説明でさらに説明され、図面の全体にわたって、類似の参照数字は類似の部品を表す。 しかし、本発明は、まさにその示された機構および手段に限定されないことを理解されたい。

ＳＷＩＦＴのＡＤＣの概略図である。

ＳＷＩＦＴシステムの実施形態を示す、フォトニック要素を強調したブロック図である。

ＨＦＣＢ−ＡＤＣを通る信号の流れを示す、ＤＳＰ動作を強調した図である。

ＳＷＩＦＴシステムの単一チャンネルの詳細を示す図である。

検出後の補償がある場合とない場合の、光学的フィルタリングされたＥＯＥリンクの測定された応答を示す図である。

雑音レベルに対する光学的位相雑音の寄与を示す図である。

スプリアスレスポンスと利得変動の間の関係のモデルを示す図である。

重要な較正、制御、および同期の要素が強調されているＳＷＩＦＴのＡＤＣシステムのブロック図である。

図９Ａは、約１０ｍのファイバに関して、単一ファイバの信号ルーティングの干渉の位相変動を示す図であり、図９Ｂは、約１０ｍのファイバに関して、２重ファイバのルーティング信号＋ＬＯの干渉の位相変動を示す図である。

アナログ式またはデジタル式のキャリア追跡を用いて、ファイバ位相変動を追跡し、かつ補償するための機構を示す図である。

フィルタ中心周波数のオフセットを伴うフィルタ再構成誤差を示す図である。

解析フィルタを櫛形ＭＬＬにロックするためのＰＤＨの適合を示す図である。

櫛形ＭＬＬの整列を維持するためのフィルタの調整を示す図である。

鋭い誤差信号応答向けに調整された側波帯周波数を示す図である。

図１は、ＳＷＩＦＴのＡＤＣと、変調器１２を有するリモートアパーチャ１０、フォトニックフロントエンド（ＰＦＥ）１４、複数の個々のＡＤＣ １６から成る区分化されたＡＤＣ、ならびに出力補償および再構成処理（ＯＣＲＰ）１８を含むその４つの構成部分との概略図である。 図１に示されるように、簡単な変調器ベースのアパーチャ要素は、ＰＦＥ要素からある距離をおいて入力を受信する。 ＰＦＥは、低位相雑音発振器のコンパクトな低出力源として最適化されたＭＬＬから生じる周波数基準の超安定の組から高忠実度を導出する。 ＰＦＥの中心に、１組の高分解能光フィルタがある。 ＰＦＥは、完全に周波数領域で動作して、ＩＦデータを区分化して複数のＡＤＣに配送するコヒーレントなＩＦダウンコンバージョン受信器配列を実現するために重要な信号処理および分配の機能を実行し、複数のＡＤＣは、それぞれが、複数の後続の光信号から導出して送信される電気信号の１つを受信して変換するように動作可能である。 ＯＣＲＰ要素は、ＨＦＣＢ再構成方法を用いて、変換された後続の光信号を再度組み立てる。 処理中に、アナログリンクの非線形性がデジタル的に補償され、ＰＦＥの非理想性は、較正され、かつ補償される。

一実施形態では、ＩＦデータは、第３の要素、商用ＡＤＣを用いるＳＡＭ配列に配送される。 各ＳＡＭ要素は、信号スペクトルの一部分を標本化してデジタル化し、ＯＣＲＰ要素は、ＨＦＣＢ再構成法を用いて、ＳＡＭ出力を再度組み立てる。

図２には、本発明の一実施形態のシステムレベルのブロック図が、フォトニック信号経路を強調して示されている。 このＳＷＩＦＴシステムは、ＳＡＭサブシステム２０の一連の電子的ＡＤＣ １６に１ＧＨｚのＩＦ信号を分配するＰＦＥ １４から成り、ＡＤＣ １６のデジタル出力は、ＯＣＲＰ １８に再結合される。 区分化、分配、およびデジタル変換は、主として周波数領域で実行される。 ＰＦＥ １４は、信号源からＳＡＭサブシステム２０の入力への信号伝達および遠隔化に関与する。 そのため、ＰＦＥ １４は、遠隔化の要件に対処しなければならず、また、必要とされるシステムのＥＮＯＢおよびＮＦに対応するために、アナログ信号の忠実度および雑音指数（ＮＦ）を維持するのに十分なアナログのリンク性能を発揮しなければならない。 この性能は、解析フィルタ２２、すなわち、入力のＲＦスペクトルをチャンネル化するとともに、この場合は櫛形ＭＬＬとして提案されている共通のソースから光学的局部発振器（ＬＯ）を抽出するための一連の周波数領域の光学フィルタリング操作を用いて達成される。 時間領域の区分化に的を絞った手法は、このような性能を達成することができない。

これらの解析フィルタ２２は、一般に自己記録されたフィルタ（個々の通過帯域が互いに本質的に整列している）であり得る。 これらの解析フィルタ２２は、ＳＡＭシステムを備えた台頭しつつある新世代の商用ＡＤＣシステムに適合する１ＧＨｚ程度の分解能を達成することができる。 この目的に光フィルタを使用することにより、１０〜１２個のＲＦフィルタの全体のバンクを、高度な消光およびワットレベルの合計消費電力を有するチップ形式で実現することができる。 同様に、ＲＦシンセサイザより高性能の光学的ＬＯのバンクが、単一構成要素、例えばＭＬＬ ２４で実現される。 ＬＯの信号は、単一のチップ規模のフィルタ要素（図２のＬＯフィルタバンク）を用いて互いに分離される。 光フィルタ技術が改善するのにつれて、さらに高い分解能を達成することができる。

解析フィルタ２２の出力は、コヒーレント平衡の光検出システムの中で、ＬＯフィルタの出力またはＬＯ ２６の信号と結合される。 もたらされるアナログのリンクは、高分解能（１０ビット程度）のＡＤＣに必要な大きなダイナミックレンジ（６９ｄＢ）に対応することになる。 この場合は光変調器１２である信号検出要素を、この処理要素から遠隔で配置して維持する能力は、有益であり得る。 これは、光ファイバ技術を用いて、斬新なＳＷＩＦＴシステムを使用して達成することができる。

検出後に、信号はＳＡＭサブシステム２０に送信され、ＳＡＭサブシステム２０は、個々の周波数帯に対してアナログデジタル変換を遂行し、後続のＯＣＲＰのために、結果を共通のバッファ２８に記憶する。 リアルタイム動作のために、バッファの平均的な読取り速度と書込み速度を一致させなければならない。 ＳＡＭハードウェアモジュールは、ＯＣＲＰのために同期したデータストリームが得られるように、また構成するＡＤＣ １６のジッタ性能が損なわれないように、信号の、適切な整合および整列をもたらし、かつタイミングを管理しなければならない。 ２．５ＧＨｚの等価入力帯域幅（ＥＩＢ）および１ＧＳ／秒を上回るサンプリング能力を有する１２ビット分解能のＡＤＣ １６が予定されており、この分解能レベルでＳＷＩＦＴシステムが物理的に実現され得るはずであり、全体の帯域幅が並列チャネライゼーション倍され、例えば、それぞれが１ＧＨｚのＢＷを対象にする１０個のＡＤＣは、１０ＧＨｚのＡＤＣをもたらすことになる。

図３は、ＳＷＩＦＴのＡＤＣを通る信号の流れを示しており、ＤＳＰの動作が強調されている。 ＯＣＲＰは、チャンネル化された入力から完全な信号を高精度で再構成することができる、ＨＦＣＢのほぼ完全な再構成アルゴリズムを実行することになる。 十分な精度で機能する再構成アルゴリズムのために、差動チャンネルのずれおよびコヒーレントなダウンコンバージョン処理における残留位相ワンダを含む、ＰＦＥの非理想的挙動に対処するように、広範囲のフロントエンド等化、補償、および較正の処理が実施されることになる。 場合によっては、サンプラのエイリアシングを再構成アルゴリズムによって補償することができる。 ＨＦＣＢ再構成のための理想的フィルタライン形状を生成するように、デジタル化された信号に対して、等化およびさらなるベースバンドフィルタリングが遂行される。 もたらされるベースバンド信号の組（図３の左側）は、ゼロを挿入することによってアップサンプリングされ、信号の、周波数範囲全体にわたる複製（図３の中央）を生成する。

再構成フィルタは、それぞれのアップサンプリングされた信号の適切な部分を選択する。 好ましくない複製は、デジタル解析と再構成フィルタを合成することによって抑制され、その設計目標は−７０ｄＢの阻止帯域抑制であり、利得整合誤差およびフィルタ整列誤差によって制約される。 消去は優れた抑制をもたらすが、チャンネル間の利得および位相の不一致の影響を受けやすい。 この阻止帯域消光は、これらのエイリアスがある複製信号からの信号漏れを抑制するのに必須である。 フィルタリングされた複製は、組み合わせられ、再構成された出力信号を生成する。 ＤＳＰの雑音レベルは、合成再構成と解析フィルタの組を通る残留信号の漏れが支配的である。

再構成の後、光ダイオードの飽和およびフィルタリングされた位相変調の非線形性の両方を補償するために、アナログリンクの非線形性の歪み後補正をデジタル的に適用することができる。 この処理のテストの実証された結果が以下に示される。 これらの操作を容易にするために、リアルタイム較正プロシージャおよびオフライン較正プロシージャが導入されることになる。

ＳＷＩＦＴシステムの単一チャンネルのブロック図が、図４に示されている。 システムの各要素の詳細な解析が続く。

上記で論じられたように、広帯域ＡＤＣ １６は、時間インタリーブ、時間伸長、またはＨＦＣＢを用いて、より遅い速度のＡＤＣで構築され得る。 時間インタリーブとＨＦＣＢは、共通の理論的根拠を共有する。 ＨＦＣＢは、１９８０年代後期に導入され、広帯域ＲＦ受信器、データ伝送システム、ならびに音声処理および画像処理に広範な用途が見いだされた。 また、２つのチャンネルのＲＦフィルタバンクを利用する、８０ＧＳ／秒のリアルタイムのデジタルオシロスコープが導入されている。 光フィルタおよびＡＤＣ技術が、重要な相補的状態を達成しており、新規の光フィルタは１〜２ＧＨｚの通過帯域で必要な利得および位相の性能を与えることができ、その一方で、台頭しつつあるＡＤＣは、２〜３ＧＳ／秒のサンプリング速度で相応した４ＧＨｚの入力帯域幅を有する。 ＳＷＩＦＴは、例えば、ＲＦ信号チャネライゼーションと続くデジタル信号再構成とに適した狭帯域光フィルタバンクの設計および製作における革新を用いて、１０ＧＨｚの、２０ＧＳ／秒のハイブリッドのフィルタチャンネルバンクのＡＤＣを実現することができる。

ＨＦＣＢ手法は、同一の通過帯域形状および低挿入損失を有する複数のオーバーラップする光チャンネルを必要とする。 上記で論じた既存の光フィルタ技術は、ＨＦＣＢ要件のいくつかを達成することができるが、すべてを達成できるわけではない。 単一チャンネルフィルタなら、優れたフィルタ形状および低挿入損失をもたらすが、配列で使用されたとき、スプリット損失を招く可能性があり、個々に調整しなければならない。 このカテゴリには、ファブリー−ペローフィルタ、複合リング共振器および実時間遅延の光学的ＦＩＲ／ＩＩＲフィルタが含まれる。 フィルタバンク配列は、ＡＷＧなどの導波路配列、および例えば仮想的に結像された位相配列または類似のデバイスといった自由空間の焦点面配列を使用して、ＧＨｚ通過帯域を有して構築されている。

図４は、アナログのコヒーレントな２重変換受信器に内蔵されたＨＦＣＢのＡＤＣの斬新な実装形態の１つのチャンネルを示す。 広帯域の０．０１〜１０ＧＨｚのＲＦ入力信号が位相変調器に与えられ、位相変調器の光源は、高出力で低位相の外部空洞レーザー（ＥＣＬ）３０である。 Ｅ−Ｏ変換利得は、高出力の光搬送波（Ｐｃ＝＋２５ｄＢｍ）を用いて達成される。 ベースバンドのＲＦ信号は、位相変調によって光搬送波の側波帯へとアップコンバートされる。 フィルタが、第１の側波帯を、１０個のオーバーラップする１．２５ＧＨｚのチャンネルに分離する。 １組の位相同期の光学的ＬＯを用いるコヒーレントな光検出を用いて電気的ＩＦ信号を回復することにより、線形性が維持されている。

位相同期の光学的ＬＯの配列は、ＭＬＬ ２４およびリング共振器の光学的デマルチプレクサ２６を使用して実現される。 ＥＣＬ ３０は、より低い真性位相雑音を有するＭＬＬ ２４に対して位相同期される。 全体のシステムを通して光学的コヒーレンスおよび電気的コヒーレンスを維持する方法が、以下で説明される。 付加的Ｏ−Ｅ変換利得は、適度のＬＯパワー（Ｐ _LO ＝＋４ｄＢｍ）を用いて達成される。 このシステムは、５．５ｄＢおよび１６．６ｄＢの雑音指数のＥＯＥ利得を有する光検出器上に入射するＬＯパワーによって決定される散弾雑音限界の近くで動作する。

回復された電気的ＩＦ信号は、フィルタリングされ、１０個の２．６６ＧＳ／秒の１２ビットＡＤＣバンクによってデジタル化される。 光検出器の共通モード阻止性能に対する厳格な制御を伴う２つの位相整列した受信器（ＩおよびＱ）を必要とするベースバンドの他候補の代わりに、通過帯域ＩＦが選択された。 光学的ＬＯは、図４（挿入図）に示されるような、６６７ＭＨｚに電気的ＩＦがある光チャンネル通過帯域の中心未満に配置される。 通過帯域のＩＦ信号からベースバンドのＩ信号およびＱ信号を抽出するのに、ＤＳＰ法が用いられる。 ＲＦ信号は、デジタル化されたＩＦ信号から、周知のＨＦＣＢ原理を用いて再構成される。 フィルタリングされた位相変調リンクは、ベッセル関数の非線形性を有し、これは、以下で説明されるＤＳＰ法を用いて補償される。

２重変換処理によって多数のスプリアス信号が生成される。 回復された電気的ＩＦ信号の雑音および相互変調積を抑制するのに、３つの方法を利用することができる。 双腕位相変調器は、偶数次数の光側波帯を（高出力光搬送波を含めて）２０〜４０ｄＢだけ抑制することができる。 光学的２乗検波によって生成された多くの２次相互変調積が存在し、これらは直流の近くでかなり顕著である。 バランスのとれた受信器は、偶数次数の相互変調項と同様に光学的ＬＯ ＲＩＮも２０〜３０ｄＢだけ抑制する。 ６６７ＭＨｚに中心のある通過帯域ＩＦは、直流オフセット問題を緩和し、直流近くのＩＭＤ抑制も強める。 電気的ＩＦフィルタは、所望の１．２５ＧＨｚの通過帯域上の信号からのエイリアシングを制限する。 図４の挿入図は、フィルタによって抑制される、ＬＯのまわりで対称な光学的結像領域があることを示す。 ＤＳＰ法は、この影像排除を遂行するためにも利用することができる。

従来の、フォトニクスで支援されたＡＤＣ法は、主に時間領域の再構成技法を適用する。 このような方法は、信号を、周波数帯に分割するのでなく時間的に分割する。 したがって、そのフォトニックフロントエンドは、存在するとすれば、図２に示されたものとは完全に異なる。 例えば、可能性としては、信号がＭＬＬによって標本化され、ＬＯバンクが存在せず、解析フィルタバンクが存在せず、ＬＯレーザーとのミキシングを用いるコヒーレントな光検出は用いられないことになる。

また、高速で高精度のＡＤＣに関する対象のＲＦ周波数における信号伝送に関連した損失のために、フィルタリングおよびＬＯ処理の電子装置を信号源から遠方に配置するのは非常に困難である。 信号取得箇所が、物理的に難易度が高い環境にある場合、必要な電子装置および処理装置をすべて信号源の近くに配置するのは不都合なことがある。 一方、（斬新なシステムで行なわれるように）低損失光ファイバおよび光変調器を使用すると、物理的に信号源の近くになければならないのは、光変調器だけである。 処理から「遠方に」変調器を配置するこの機能により、フォトニック実装と電子的実装の間に別の区別が与えられる。

ＰＦＥおよび信号のダウンコンバージョンを、ＡＤＣ問題に対処する他の光学的試みから区別するさらなる特質には、以下が含まれる。

このような特質の１つに、自己記録された光フィルタバンクがある。 個々の光フィルタの記録が重要であるので、互いに個々に記録されなければならない１組の個々の光フィルタではなく、「自己記録された」光フィルタバンクを使用することは大いに望ましい。

別の特質に、光学フィルタリングの通過帯域操作がある。 （直流に中心がある）ベースバンドへダウンコンバートするのでなく、それ自体のナイキストサンプリング率より高い動作帯域幅を有する電子的ＡＤＣの入手可能性によって容易になった、通過帯域構成で動作させることには、いくつかの利点がある。

さらに別の特質に、コヒーレントなダウンコンバージョンがある。 このやり方では、位相同期の光学的処理方法は、強度ベースのシステムに対して特徴的である。

他の特質には、整列および制御の方法が含まれる。 コヒーレントなシステムが操作されているので、個々の信号は互いに光学的に位相同期でなければならない。 様々な整列および制御のシステムが、フォトニックシステムの正確な動作を維持することができる。 具体的には、デジタル的に支援された位相同期方法は、この問題に適用することができる、光通信システムにおける最近の開発の所産であるが、これは通常の方法または自明の方法ではない。

そのうえ、サブ速度ＡＤＣの速度および分解能と光フィルタの分解能との間に両立性がなければならない。

フォトニックＡＤＣに対する従来型の手法は、データを標本化するのにＭＬＬを使用するが、この斬新なシステムは、ＭＬＬをサンプラとしては利用しない。

この斬新なシステムにおける２つのレーザー源の使用は、単一レーザー源が位相基準に関連した難易度を下げるとする一般通念に逆行するものである。 実際、位相同期機能が一体化された低雑音で高出力のレーザー源の出現により、本解決策は、ＭＬＬをサンプリング源として利用するものより優れている。

フォトニックＡＤＣシステムの通過帯域動作は、サブ速度の電子的ＡＤＣより高い帯域幅を必要とするので、その他のものと異なっている。 しかし、後続のＳＡＭ要素に使用されるサンプラおよびＡＤＣの数を低減するのは有利なことである。

ＨＦＣＢの再構成方法は、電子装置では適用されているが、フォトニクスで支援されたＡＤＣでは使用されていない。 ＨＦＣＢ技法は、アナログフィルタの高度な再現性に依存するものであり、したがって、この斬新なシステムへの適用は自明ではない。

この斬新なシステムは、以下のことにより、高速かつ高精度のＡＤＣを有利に実現する。 このシステムは、電子的信号を、大きなダイナミックレンジおよび高感度を有する光領域へアップコンバートし、信号のアップコンバージョンを、デジタル変換処理および光源から遠隔で行なえるようにし、この光信号を、光フィルタを使用して、スペクトルの構成要素へと区分化し、共通のＭＬＬ源から複数のＬＯ信号を導出し、周波数区分化された諸チャンネルを、コヒーレントなダウンコンバージョン処理により、平衡検出を用いることによって、共通の中間周波数範囲へとダウンコンバートして、レーザーの相対的強度雑音などの雑音の共通モード源を抑制する。 また、この斬新なシステムは、ＭＬＬをＥＣＬに対して位相ロックし、光フィルタバンクを、信号源およびＬＯ源に対して記録し、かつ整列させ、副次的ＡＤＣを使用して副次的アナログ信号をデジタル形式に変換し、個々のＡＤＣ要素間の整列および変動補償のための較正信号を送信して、ＨＦＣＢ法を用いることにより、副次的信号から完全な信号を再構成する。

個々のＡＤＣの速度要件を引き下げてそれらの信号を組み合わせることにより、単一ＡＤＣを用いるよりも、より高速度および高分解能が可能になり、それによって「ウォールデンウォール」を乗り越える。 さらに、合成ＡＤＣにＨＦＣＢ技法を適用すると、フォトニックで支援されたＡＤＣに関する主要な技法である時間インタリーブ法と比較して、ジッタおよびタイミングエラーに対する感度が低下することが知られている。 複数のＮビット分解能のＡＤＣを用いて信号を標本化することにより、一度に１つのＡＤＣしか使用しないシステムより大きなダイナミックレンジを得ることが可能であり、したがって、より優れた分解能を得る。 電力消費がより少ない、より低速のＡＤＣを使用することにより、合成ＡＤＣシステムは、より高速の個々のＡＤＣと比較して電力損失を低減することができる。 不整合誤差に対する感応性は、諸フィルタが互いにオーバーラップする領域内に限定されるので、この手法は、時間インタリーブシステムと比較して誤差に対する感度が低減される。

有利には、あらゆる合成ＡＤＣ手法に必要な誤差補償法の多くは、サブバンドで実行することができ、再構成された信号の全帯域幅にわたって実行されるのとは対照的に個々のサブバンドに限定される。 連続した時間信号については、信号が存在しない周波数チャンネルを無効にすることができ、例えば、連続した時間信号は、サブ速度ＡＤＣをすべて有効にする必要があることになる時間インタリーブ手法と比較して、独特な省電力の可能性をもたらす。 狭い周波数チャンネルが用いられるので、時間インタリーブを用いるフォトニックシステムと比較して、高いスペクトル効率が得られる。 これは、光スペクトルがなくなるリスクなしで、より速い速度のための解決策の、継続的なスケーリングの利点をもたらす。 有効なＡＤＣの第２ナイキストゾーンにおける動作については、光フィルタに対する性能要求が、ベースバンドまたは第１ナイキストゾーンと比較してかなり低減される。 複数の個別のＬＯ源を単一構成要素（モードロックレーザー）で置換する機会は、フォトニクスを用いない解決策に対して、サイズ、重さ、およびパワーにおける利点がある。 １組の個別のＲＦフィルタと比較して、光領域フィルタリングにより、自己記録され、かつ一体化される解決策が可能になり、フォトニクスを利用しない解決策に対して利点をもたらす。

このシステムの利益は、システムに利用される局部発振器の配列用に単一ソースを使用することであり、モードロックレーザーによって可能になった、従来のものと異なる、自明でない解決策である。

ＯＣＲＰサブシステムの出力から様々なレベルのＥＮＯＢ変換を生成するためのシステムのＳＮＲ配分が示され、この動作マージンを達成するのに考えなければならない動作パラメータならびに雑音源および誤差原因の説明が続く。 これらの要因は、アナログの電気−光−電気（ＥＯＥ）リンク、レーザー位相雑音、および再構成誤差フロアに寄与する要因である。

システムのＳＮＲおよびＥＮＯＢの配分：８ビット、９ビット、または１０ビットのＥＮＯＢにおけるシステム性能は、ＳＷＩＦＴのデジタルバックエンドの構成要素および処理に対する要求性能に変わる。 これらの要件を評価するには、入力からＳＡＭサブシステム、ＯＣＲＰの再構成された出力まで、信号のダイナミックレンジに影響する要素を考慮に入れる。 光学的チャンネル化フィルタの完全なデジタル再構成、高精度のチャンネル整合、理想的なサブバンドＡＤＣ性能、および正確な特性記述を想定すると、ＳＮＲ＝６．０２×ＥＮＯＢ＋１．７６という標準的な関係から求められるＳＮＲを有する入力信号向けに出力ＥＮＯＢを送信することができる。 したがって、理想的な場合には、１０ビットのＥＮＯＢに対して６１．９６ｄＢのシステムＳＮＲが必要とされることなどになるはずである。 −７０ｄＢのＯＣＲＰの再構成誤差が想定され得て、この誤差は、必要とされる出力のダイナミックレンジよりかなり小さく、このことは、非理想に対するいくらかのマージンをもたらす。

アパーチャおよびＥＯＥリンクの解析。 アパーチャは、高出力の外部空洞ＣＷレーザーからの入来ＲＦ信号を、搬送波上の光側波帯に変換する電気光学変調器を有する。 商用のＬｉＮｂＯ ₃変調器は、高い光入力パワーを扱う能力のために利用することができる。 変調器入力ポート（ＲＦ入力）からＡＤＣ入力ポートへのＥＯＥ経路の利得および雑音の特性を調査することができる。

ここでは、

で表される狭帯域のＲＦ入力信号を考える。 広帯域の場合は後に示される。 偶数次数を抑制するように「調整された」双腕ＭＺＭ位相変調器で生成される光信号は、フィルタリングされた側波帯については、

と表すことができる。 光搬送波のパワーは、

であり、また、β＝π／Ｖ _πは、変調器利得である。 ２乗検波受信器を用いるコヒーレントな検出によって生成される信号は、

となる。 もたらされる信号光電流は、バランスのとれた受信器を用いて２倍にされる。 ＡＤＣ入力に印加されるＩＦ電圧は、Ｖ _IF ＝２Ｒ _TIA Ｉ _PD （Ｅ _C ／Ｅ _LO ）βＺであり、この式で、公称の直流光電流

では、ＬＯ信号が支配的である。 Ｒ _TIA ＝３５０、Ｉ _PD ＝１．１ｍＡ、Ｖ _π ＝５Ｖ、およびＥ _C ／Ｅ _LO ＝３．８（６ｄＢのチャネライザ挿入損失を含む）とき、狭帯域の電圧利得は１．９である。 波高値５３２ｍＶ（−１．５ｄＢｍ）の狭帯域ＲＦ入力で、波高値１０００ｍＶのフルスケールＡＤＣ入力電圧振幅が得られる。 ＩＦ雑音電圧には、表２に示されるように、散弾、ＬＯのＲＩＮ、ＬＯの位相雑音、ＴＩＡ雑音電流、および信号−ＡＳＥうなりの５つの成分がある。

表２は、０．５０ｍＶ _RMSのＡＤＣ入力で現われる、６６ｄＢのＳＮＲに相応する雑音電圧を示す。 これは、０．４９ｍＶ _RMSのＡＤＣ入力雑音と同等である。 Ｖ _π ＝５Ｖの廉価な商用の変調器が使用されてさえ、ＥＯＥリンクは、１６．１ｄＢの雑音指数を達成する。 ２４ｄＢのＡＤＣ雑音指数で、２０．５ｄＢのシステム雑音指数を達成するのに十分なＥＯＥ利得がある。 １２〜１８ＧＨｚの動作については、ＮＦは、変調器のＶ _π （約６Ｖ）における予期される増加のために、他の要因は実質的に変化せず１８ｄＢまで増加する。 全体システムのＮＦは２２．２ｄＢになる。

光学的にフィルタリングされるアナログのリンク、従来の輝度変調（ＩＭ）は、例えば帯域幅といった光信号を棄却するので、広帯域の光アナログリンクより劣っていると予期することができよう。 ２乗検波を用いるＩＭ向けに構成された双腕ＭＺＭによって生成される光信号は、

である。 この信号は、ＩＦ電圧のＶ _IF ＝２Ｒ _TIA Ｉ _PD βＺを生成し、この場合、直流の光電流は、

である。 Ｅ _C ≧Ｅ _LOのとき、所与の光電流Ｉ _PDに対して、利得の利点が輝度変調からフィルタリングされた位相変調へと移る。 小さなＲＦ入力電圧に関しては、大部分の信号が、いずれの場合も第１の側波帯に出現する。 光学フィルタリングは、光信号パワーの半分を棄却するが、これは平衡検出を用いて回復することができる。

光学的位相変調は、元来線形であるが、位相変調を用いるＥ−Ｏ−Ｅ変換は、顕著な非線形性を示す。 輝度変調は、

の非線形性を有するが、フィルタリングされた位相変調は、ベッセル関数の非線形性を示す。 次式によって表される一般的な入力信号を考えると、

この信号は、複数の信号成分を有し、それぞれ別々の周波数ω _kに中心がある。 Ｚ（ｔ）を用いた位相変調によって生成される１次の上側の光側波帯は、

と書くことができる。

積の第１項は、変調後の光搬送波に残っているパワーを表し、

と、近似することができる。 この積の項の影響は、

が、各チャンネルの合計のパワーから計容易に算されるので、信号再構成に続くＤＳＰで補償することができる。 加算におけるこの項は、チャンネル毎に補償され得る非線形性も与える。 Ｊ ₁ （ρ）の歪みに対する歪み後の線形性補償の有効性が、図５に、プロトタイプの１〜１２ＧＨｚの光学フィルタリングされるアナログリンクに関して示されている。 ツートーン測定が、８．０５ＧＨｚで２ＭＨｚのトーン間隔を用いて遂行された。

リンクパラメータは、図５に示されている。 ５０ＭＨｚのＩＦ波形が、８ビットのリアルタイムＤＳＯを用いて記録され、ＦＦＴを用いて解析された。 測定により、４．２ＶのＶ _πと一致する＋２１ｄＢｍのＩＩＰ３が示されており、

である。 非補償のＳＦＤＲは、−２ｄＢｍ（５００ｍＶの波高値）の単一トーンのパワーで５４ｄＢｃであり、

に相当する。 図５で、赤い実線は、既知の伝達関数に基づく補償を用いて得られたＩＭＤの応答を示す。 ３次の相互変調が約２０ｄＢ低減され、これによってＳＦＤＲが６５ｄＢｃへと増加する。 この改善は、ディジタイザ（ＡＤＣ）の分解能（ここでは８ビット）によって制限され、１０ビットのＡＤＣ分解能を用いて７０ｄＢｃのＳＦＤＲを達成することが期待される。 １０個のチャンネルがすべてβρ＝０．２で動作して、キャリアの空乏（carrier depletion）によるゲイン圧縮は１０パーセントのみであり、結果的に、これは、すべてのチャンネルが有効な状態でチャンネルＳＮＲを維持することができ、それによって、前述の広帯域信号のダイナミックレンジにおける

の増加を達成する。

レーザー位相雑音は、光学ＡＤＣの性能の多くの態様に影響を及ぼす。 ＨＦＣＢのＡＤＣは、レーザー位相雑音の影響に対して、時間領域法より抵抗力を持つ。 しかし、レーザー位相雑音は、狭帯域光学フィルタリングによって無相関になる。 結果として、光周波数オフセットおよびレーザーの線幅と光フィルタの帯域幅の比に左右される、２乗検波によって生成された雑音レベルに対する追加の広帯域成分がある。 図６は、受信器の雑音レベルに対するレーザーの線幅の相対的重要性を示す。 赤色のバーは、Ｐ _LO ＝＋６ｄＢｍで１ＧＨｚの光学帯域幅を有する散弾雑音レベルを示す。 青色のバーは、レーザー位相雑音が寄与する様々なレーザーの線幅に対する雑音を示す。 これらの結果は、ＶＰＩ（商標）シミュレーションを用いて計算されたものである。 １０ｋＨｚの線幅向けの結果は研究所測定によって確認された。 レーザーの線幅を１００Ｈｚ以下に低減することの利益はほとんどなく、したがって、一実施形態では、ＥＣＬおよびＭＬＬの両方に対する目標は１ｋＨｚ未満である。

再構成感度には、チャンネル間の利得変動が含まれる。 図３は、ＨＦＣＢのＡＤＣを通る信号の流れを示しており、ＤＳＰの動作が強調されている。 再構成フィルタリングの消去に関連した感度も調査することができる。 すべての多重チャンネルＡＤＣ手法が、雑音レベルを劣化させるスプリアス応答を引き起こすチャンネル利得誤差の影響を受けやすい。 周波数領域では、利得誤差は、図７に示された感度を伴ってシステムのＳＦＤＲを劣化させる好ましくないスプリアス信号と見なされることになる。 小さな利得不整合であっても、エイリアシング消去が劣化し、その結果、ＳＦＤＲが劣化する。 ＨＦＣＢについては、阻止帯域の除去がわずか３ｄＢであるフィルタの交差周波数（ＨＦＣＢ遷移帯域として示される）で、最大のエイリアシングが起こる。 外側遷移領域のエイリアシングは、フィルタバンクの阻止帯域によって減衰される。 フィルタ阻止帯域の減衰が−２０ｄＢから−５０ｄＢのＨＦＣＢのＳＦＤＲ性能が示されている。 ＴＳ−ＡＤＣと異なり、ＨＦＣＢでは、エイリアシング誤差がフィルタによって減衰され、したがってＳＦＤＲは、阻止帯域の減衰が向上するのにつれて増大する。 したがって、最悪の場合ＨＦＣＢのＳＦＤＲ性能とＴＳ−ＡＤＣのＳＦＤＲ性能は一致するが、この斬新なＳＷＩＦＴシステムの場合には、遷移領域の外側の信号に対する性能がはるかに高いものであり得る。

できるだけ多くの帯域にわたってＳＦＤＲを最大化するには、遷移領域をできるだけ狭くし、また、フィルタの阻止帯域の減衰をできるだけ大きくするべきである。 最近公開されたＴＳ−ＡＤＣの実装形態は、スティッチ処理の一部分としてリアルタイムでチャンネル利得を較正するのにパイロットトーン（正弦波）を用いる。 ＨＦＣＢ向けの相応する手法は、較正インパルスから対外的に送信され得る、またはフィルタのオーバーラップする領域に存在することによって複数のチャンネルに出現して等しいと想定される便宜的（opportunistic）信号を利用することができる、各チャンネルの較正櫛形ライン（較正インパルス）である。

再構成感度には、チャンネル間のものも含まれ、すなわち、利得オフセットおよびフィルタ中心周波数の制御に加えて、複数の他の制御および補償のパラメータがＳＷＩＦＴでは存在することができる。 これらには、レーザー周波数制御ならびにＬＯと信号の間のコヒーレントな位相ドリフトも含まれる。 ＳＷＩＦＴ解決策の包括的な再検討が、制御システムに関して以下で扱われる。

解析フィルタと局部発振器（ＬＯ）フィルタの、２つのタイプのフィルタを利用することができる。 前述のように、これらのフィルタタイプ向けに様々な技術的解決策の可能性がある。 表３は、要件および提案された技術的解決策を要約している。

ＳＡＭサブシステムは、ＳＷＩＦＴシステムの一実施形態で使用される有力な構成要素である。 ＳＡＭサブシステムの主要な構成要素には、ＣＯＴＳのＡＤＣおよびそのクロック分配が含まれる。 ＡＤＣの利得、位相、および直流オフセットの変動は、一般に光フィルタの非理想および変動に対して小さく、したがって、ＳＡＭはＳＷＩＦＴの性能を制限しないことになる。 個々のＡＤＣ要素は、もたらされる合成ＡＤＣシステムの要求性能に適合するＥＮＯＢを有する必要がある。 さらに、このＡＤＣは、光フィルタ技術の性能に適合しなければならない。 台頭しつつある商用ＡＤＣシステムは、これらの特性を有する。

信号再構成は、関連した技術的領域である。 忠実度要件を満たすために、広帯域アナログ入力信号のデジタルバージョンを再構成するのに、ＳＷＩＦＴの再構成処理は、アナログ制御ループによって追跡されないアナログＰＦＥシステムの非理想的な挙動を較正し、補償し、かつ等化する必要がある。 これらの操作は、まとめてＯＣＲＰサブシステムと称され、ＨＦＣＢの再構成処理を実施することになる。 ＨＦＣＢの処理は、以前の電子システムの研究者によって十分に理解され、証明されている。

インタリーブＡＤＣの極めて大きなダイナミックレンジ要件を満たすために、フォトニックＡＤＣに対して、能動的な制御および安定化を行なうことができる。 また、アナログ信号の正確で再現可能な標本化を保証するために、システム較正を用いることができる。 図８に、ＳＷＩＦＴのＡＤＣシステムが、制御要素、同期要素、および較正要素を強調して示されている。 図８に示されるように、強調された要素ａ〜ｆは制御（ｃｔｒｌ）要素であり、要素ｇおよびｉは較正（ｃａｌｉｂ）要素であり、要素ｈは同期（ｓｙｎｃ）要素である。 アナログおよびデジタルの、制御および較正の両方が必要になり得る。 図８で強調された要素には以下が含まれる。

櫛形ソース安定化の要素（ａ）は、ＭＬＬを安定化して最小限の周波数ドリフトを保証する。 これは、ＭＬＬ空洞の中にエタロンを用いて行なうことができる。

ＸＣＬ整列の要素（ｂ）は、ＭＬＬに対してＣＷレーザー源を何度も正確に整列させる。 ＭＬＬがマスタークロックを送信するので、ＸＣＬのＭＬＬに対する位相同期は、ＸＣＬの圧電ベースの調整を用いて達成することができる。

ＬＯフィルタバンクの整列の要素（ｃ ₁ ．．．ｃ _N ）は、個々のＬＯフィルタを個々の櫛形ラインの適切な周波数に整列させる。 リング共振器ベースのＬＯフィルタバンクの整列は、これらリング共振器の、例えばヘテロダイン制御法を用いるディザ同期制御により達成される。

変調器のバイアス制御の要素（ｄ）は、最大の搬送波抑制のために変調器のバイアスを設定し、搬送波のドリフトを防ぐ。 これは、制御ループに対してフィードバックをもたらすのに、変調器の中に一体化された光ダイオードの標準方法を用いることができる。

信号／櫛形干渉経路の安定化の要素（ｅ）は、光源とバランスのとれた光ダイオードの間の干渉経路を安定化する。 この安定化およびサブバンドＡＤＣ同期の較正は、密接に結合され得る。

ＰＦＥ用のリモートアパーチャを設ける要件により、コヒーレントなダウンコンバージョンに先立って、ＬＯ経路と信号経路の間に位相の変動およびドリフトが生じる可能性がある。 このドリフトは、過度の利得不整合を回避するように、リアルタイムで較正され得る。 すべての多重チャンネルＡＤＣの設計は、チャネライゼーション処理によって位相情報が維持されるものと想定する。 ＴＳ−ＡＤＣ手法では、分散ファイバにおける光位相シフトにより、「分散ペナルティ」と表される信号フェージングが生じる。 ＳＷＩＦＴシステムでは、諸フィルタが、ほぼ一定の通過帯域の群遅延を有するので、通常、分散は問題にならない。 コヒーレントな検出への依存は、検出処理における線形性を維持するが、ＬＯと信号の経路が物理的に離れているので、アパーチャの遠隔化に影響を与える。 ファイバは、１０ｐｐｍ／℃温度係数を有し、このことが、かなりの位相変動にもたらす可能性がある。 ファイバの位相のドリフトおよび振動によって誘起された位相雑音を、ベースバンドへのコヒーレントな復調を伴う５０ＭＨｚのパイロットトーンを用いて、テストシステムで実験的に測定した。 図９Ａは、この斬新なシステムの信号経路の１０ｍのファイバを用いて測定された位相変動を示す。 ゆっくりした熱ドリフトが明白であり、１００℃の温度変化による何百サイクルもの位相変動が予期され得る。 この変動の大部分は、図９Ｂに示される信号とＬＯの経路の２重ファイバルーティングによって除去することができる。 単一ファイバの実験に関する瞬時周波数偏差は、位相雑音スペクトルが、単向ルーティングと２重ルーティングの両方で１８ｋＨｚまで拡張することを示す。

ファイバに誘起された位相変動は、一般に、すべてのチャンネルに同様に影響を及ぼす。 １００ＭＨｚのパイロットトーンを、ローバンドのチャンネルで回復されるＲＦ入力に付加することができる。 スペクトルの有効範囲に対するこの信号の影響は、トーンが利用されることになるのは１つのチャンネルのみであり、しかも再構成処理で除去され得るので、最小限になる。 しかし、この周波数における信号の検出には、必然的に影響が及ぶことになる。 １ＭＨｚの線幅を想定すると、スペクトルの有効範囲の影響は、最悪でも１ＭＨｚ／１０ＧＨｚ〜１００ｐｐｍである。 回復されたトーンは、ラインストレッチャの調節または等化器の位相回転のデジタル的補正に用いることができる。 一実施形態で使用される機構が、図１０に示されている。 このトーンは、個々のチャンネルの利得整合のブラインド等化および較正を支援するのにも用いることができる。

解析フィルタバンクの整列の図８の要素（ｆ）は、解析フィルタ全体を、ＬＯフィルタバンクに対して適切な周波数へと整列させる。 フィルタが自己記録されているので、フィルタの応答の変化は、通過帯域の中心周波数（ＣＦ）によって特徴づけられる。 各フィルタチャンネルは、ＣＦを、理想的な位置に対して±２０〜５０ＭＨｚだけシフトしてよい。 この静的オフセットは、等化器によって容易に補正することができる。 このＣＦ間隔は、時間または温度で著しく変化することはなく、温度変化にともなって一緒に移動する。

図１１は、再構成誤差に対するフィルタ中心周波数のオフセットの影響を示す。 実線は、ＯＣＲＰシミュレーションから得られるものである。 赤い波線は、ＣＦオフセットのみに起因する誤差を示す。 図１１は、５〜１０ＭＨｚを上回るＣＦ変動により、システム性能がかなり劣化することを示す。 図１２Ａに示されるように、解析フィルタは、元々は干渉計を非常に高精度へと安定化するために開発されたパウンド−ドゥリーバー−ホール法（ＰＤＨ）の変形形態を用いて、櫛形ＭＬＬライン上に整列され得る。 ＭＬＬラインは、ＬＯデマルチプレクサを用いて選択され、低Ｖ _π変調器を使用して約４６５．５ＭＨｚで位相調節される。

これは、図１２Ｂに示されるように２つの側波帯を生成する。 これらの側波帯は、低パワー直交コンバータを用いてＩおよびＱのベースバンド信号に復調される２乗検波の後に、ＭＬＬ搬送波と混合されて、４６５．５ＭＨｚのトーンを生成する。 Ｉ信号およびＱ信号は、フィルタＣＦのＭＬＬラインからのオフセットに関する情報を含んでいる。 この情報は、複数の方法で処理することができる。 側波帯周波数を適切に選択すれば、トーン振幅Ｉ ² ＋Ｑ ²は、中心周波数のオフセットの優れた推定をもたらす。 側波帯の周波数は、フィルタリングされた側波帯がフィルタ出力において逆位相で、ゼロオフセットで相殺するように選択され得る。 ＩとＱの間の位相は、周波数オフセットの方向を示す。 予測された誤差応答が、４６５．５ＭＨｚ近くの側波帯の周波数範囲に関して、図１２Ｃに示されている。 この方法で、１０ＭＨｚ未満のＣＦオフセットを確実に測定することができる。 「特別の」側波帯周波数を必要としない他の追跡アルゴリズムが存在する。 ＰＤＨ手法のループ帯域幅は十分に大きく、主要な極補償は、フィルタの熱時定数を用いて達成される。

信号帯域／ＬＯ櫛形ラインの干渉経路較正の要素（ｇ ₁ ．．．ｇ _N ）は、１０個のチャンネルのすべてに関して、諸フィルタと諸結合器の間の信号／ＬＯの諸光学距離を、バランスのとれた光ダイオードにおけるコヒーレントな混合に先立って等しくする前較正を含むことができる。 前述のように、全１０チャンネル向けの１００ＭＨｚにおける単一のパイロットトーンが、ファイバに誘起された位相変動を較正するのに用いられ得る。

サブバンドＡＤＣ同期の要素（ｈ）は、サブバンドＡＤＣのサンプリング速度をＬＯ櫛形ソースの繰返し速度に同期させる。 これは、ＳＡＭシステム向けの適切な基準に必須の１ＧＨｚから分周され得るＭＬＬからの高精度の出力基準クロックに接続することにより、簡単に行なわれる。

ＯＣＲＰ較正の要素（ｉ）は、フォトニックフロントエンド（ＰＦＥ）およびサブバンドＡＤＣの不完全性を較正する。 これは、上記で論じられたように、デジタル等化に基づくものである。

本開示の様々な態様は、コンピュータまたは機械で使用可能または読取り可能な媒体内に具体化された、プログラム、ソフトウェア、またはコンピュータ命令として実施され得て、コンピュータ、プロセッサ、および／または機械上で実行されたとき、コンピュータまたは機械に方法のステップを遂行させる。 本開示で説明された様々な機能および方法を遂行するために、機械実行可能な命令のプログラムを明確に具現する機械読取り可能なプログラム記憶デバイスも提供される。

本開示のシステムおよび方法は、汎用コンピュータまたは専用コンピュータのシステム上で、実現され、かつ実行され得る。 このコンピュータシステムは、既知の、または知られることになる任意のタイプのシステムでよく、一般に、プロセッサ、メモリデバイス、記憶デバイス、入出力デバイス、内部バス、および／または通信ハードウェアおよびソフトウェアとともに他のコンピュータシステムと通信するための通信インターフェースなどを含むことができる。

本出願で用いられ得る用語「コンピュータシステム」および「コンピュータネットワーク」は、固定および／または携帯型のコンピュータハードウェア、ソフトウェア、周辺装置、および記憶デバイスの様々な組合せを含み得る。 コンピュータシステムは、ネットワーク化されるか、そうでなければ協力しあって動作するようにリンクされる複数の個々の構成要素を含んでよく、あるいは１つまたは複数のスタンドアローンの構成要素を含んでよい。 本出願のコンピュータシステムのハードウェアおよびソフトウェアの構成要素は、デスクトップ、ラップトップ、およびサーバなどの固定デバイスおよび携帯デバイスを含んでよく、これらの中に含まれてもよい。 モジュールは、ソフトウェア、ハードウェア、ファームウェア、電子的回路などとして実施され得るいくつかの「機能」を実現する、デバイス、ソフトウェア、プログラム、またはシステムの構成要素でよい。

前述の実施形態は実例となる例示であり、本発明は、これら特定の実施形態に限定されるものと解釈されるべきではない。 したがって、添付の特許請求の範囲で定義されるような本発明の趣旨または範囲から逸脱することなく、様々な変更および修飾が当業者によって達成され得る。