【発明の詳細な説明】 【０００１】 【発明の属する技術分野】本発明は、一般的に、光学システムに関し、更に特定すれば、光アナログ−デジタル変換器に関するものである。 【０００２】 【従来の技術】技術の急速な進歩、特に処理の高速化、
チャネル帯域幅の拡大、及び伝送信頼性向上の結果、光学領域及びその可能性に対する関心が確実に増大している。 電気的な無線周波数（ＲＦ）に基づく処理と比較すると比較的新しい分野であるため、既存の利用可能な光学技術は、多くの分野において未だ未熟である。 特に、
デジタル光学部品による高速広帯域処理は、その発展が約束されていたものの、ＲＦ領域においては既に当然である基礎的技術の多くが欠如していたり未熟であるために、頓挫してしまっている。 【０００３】このような観点から、光アナログ−デジタル変換器は、技術的進歩が望まれる技術の１つである。
即ち、現在のデジタル光学システムは、電気的／ＲＦ領域におけるデジタル化を基本としており、光学領域とＲ
Ｆ領域との間において、変換を双方向に行う必要があるが、この変換は低速であり、損失が多く、しかもノイズが多い。 更に、今日の光アナログ−デジタル変換器は、
「ダウンワード・フォールディング（下方折半）連続近似手法」（ｄｏｗｎｗａｒｄ−ｆｏｌｄｉｎｇｓｕｃｃ
ｅｓｓｉｖｅ ａｐｐｒｏｘｉｍａｔｉｏｎ ａｐｐｒ
ｏａｃｈ）を利用して、サンプリングされたアナログ信号を特定のスレシホルドと比較する検査を行う。 サンプル即ちサンプリングされた信号の振幅がスレシホルド未満である場合、そのビットを「ロー（低）」にセットし、該サンプルをそのまま次のビット段に受け渡す。 サンプルの信号振幅がスレシホルドよりも大きい場合、そのビットは「ハイ（高）」にセットされ、システムは、
それを次のビット段に受け渡す前に、スレシホルド値だけサンプルの振幅を減少させる。 このようにして、連続する各段において、サンプルをスレシホルドと比較する検査を行って、徐々に０に近づけていく。 かかる変換器のアルゴリズムは、光学分野では実施が困難である。 これは、光信号を互いに減算するための簡素で高精度の方法が依然として開発されていないからである。 【０００４】したがって、ＲＦ技術には殆ど又は全く依存せずに、光アナログ信号を光デジタル信号に変換することにより、システムの複雑度を減らし、高速広帯域処理の進展を可能にするためのデバイスの提案が、切望されている。 【０００５】 【課題を解決するための手段】本発明は、従来技術における前述の欠点及びその他の欠点に対処し、これらを克服するものである。 本発明は、第１の態様において、アナログ信号をデジタル信号に変換する装置を提供する。
この装置は、光キャリア信号を発生する手段と、光キャリア信号をアナログＲＦ信号で周波数変調し、変調光信号を発生する手段と、一連のアナログ−デジタル・ステージとを含み、各アナログ−デジタル・ステージが、デジタル信号における１ビットの信号を発生する。 一連のアナログ−デジタル・ステージの各々は、変調光信号を第１及び第２のパスバンド内でフィルタリングし、それに応答して第１及び第２のフィルタ済信号を発生する手段と、第２フィルタ済信号が第２バンドパス以内にある場合には第１の２進信号を発生し、第２のフィルタ済信号が第２のパスバンドの外側にある場合には第２の２進信号を発生する手段と、第２のフィルタ済信号の周波数を低下させてダウンシフト信号を発生する手段と、第１
のフィルタ済信号とダウンシフト信号とを結合して周波数が低下された変調信号を発生する手段とを含んでいる。 【０００６】別の態様では、本発明は、アナログ信号をデジタル信号に変換する方法を提供する。 この方法は、
光キャリア信号を発生するステップと、光キャリア信号をアナログＲＦ信号で周波数変調し、変調信号を発生するステップと、一連のステップにおいてデジタル・ビットを発生するステップとを含む。 各一連のステップは、
変調信号を第１及び第２のパスバンド内でフィルタリングし、それに応答して第１及び第２のフィルタ済信号を発生するステップと、第２のフィルタ済信号が第２のバンドパス以内にある場合には第１の２進信号を発生し、
第２のフィルタ済信号が第２のパスバンドの外側にある場合には第２の２進信号を発生するステップと、第２のフィルタ済信号の周波数を低下させ、ダウンシフト信号を発生するステップと、第１のフィルタ済信号とダウンシフト信号とを結合して、周波数を低下させた変調信号を発生するステップとを含んでいる。 【０００７】 【発明の実施の形態】本発明の好適な実施の形態について、以下に説明する。 なお、同様の参照番号は、同様の構造を表すためのものである。 図１には、ダウンワード・フォールディング連続近似手法を利用した、周波数変調に基づく光アナログ−デジタル変換器１０が示されている。 周波数領域においてダウンワード・フォールディング動作を行うことにより、本発明は、光学的なパワー減算という困難な作業を回避し、その代わりに、周波数ダウンコンバージョンを基本とする。 本発明は、特に、
高速デジタル光リンクにおいて有用である。 光学領域においてデジタル化することにより、ビット・レートの高速化が可能となり、ノイズ・レベルの低下を実現することができ、システムの煩雑性を減少させることができる。 【０００８】図１に示すように、光アナログ−デジタル変換器１０は、連続するステージ（段）１２、４６、４
８を含み、これらのステージは、スプリッタ１４、１１
４、２１４、第１及び第２のフィルタ１６及び１８、１
１６及び１１８、２１６及び２１８、周波数ダウンシフタ２０、１２０、２２０、ならびに、加算器２２、１２
２、２２２を含んでいる。 アナログＲＦ入力信号２４
は、光学的周波数変調変調器（ＦＭ変調器）３０において、レーザ２８からのキャリア出力２６を変調する。 なお、レーザ２８の内部変調によって、アナログＲＦ入力信号２４によりキャリア出力２６を変調して、該入力信号２４をキャリア上に載せても良い。 光学的ＦＭ変調器３０は、このようなレーザ内部又は外部の変調器のいずれを含むことも可能であり、新たに開発されたものであっても、当技術分野では公知のものでもよい。 【０００９】このようにして、デジタル化すべきアナログＲＦ入力信号２４により光キャリア３６が周波数変調される。 図２には、変調器３０から発生される光変調信号３６に対する好適な振幅−周波数マッピング３４のグラフが示されている。 周波数マッピング３４は、最小信号振幅Ｓ minが周波数帯域の下限ｆ Lに対応し、最大信号振幅Ｓ maxが周波数帯域の上限ｆ Hに対応するように行われる。 中間の信号振幅は、ｆ L及びｆ H間の周波数に線形にマッピングする。 したがって、ＦＭ変調器３０が発生する信号３６は単一トーンであり、その周波数は、ＲＦ
入力信号２４の振幅に応じて、ｆ L 〜ｆ Hの範囲で上下方向に移動する。 図２に示す振幅−周波数マッピング３４
は、線形量子化のために用いられているが、別の実施形態では、図２の周波数マッピング３４を非線形にすることによって、非線形量子化も容易に実施することができる。 【００１０】図１を参照すると、光変調信号３６は、第１のステージ１２に入力し、ここで１×２の光スプリッタ１４に印加される。 １×２の光スプリッタ１４は、光変調信号３６を等しい第１及び第２の中間信号１９、２
１に分割し、それぞれを第１及び第２の出力経路１５、
１７に出力する。 光スプリッタ１４は、入力された光信号を分割し、それを少なくとも２本の出力経路に出力することができる任意の光デバイスから選択すればよい。 【００１１】相補型である第１及び第２のフィルタ１
６、１８は、バンドパス・フィルタであり、低周波数ｆ
Lから高周波数ｆ Hまでのバンドパス周波数範囲を協同してカバーする。 第１のフィルタ１６は、第１の中間信号１９中の周波数ｆ Lから（ｆ H ＋ｆ L ）／２までの低い方の周波数のものを通過させ、そして、該フィルタ１６の出力４７に低周波フィルタ済信号（第１のフィルタ済信号）４１を出力する。 一方、第２のフィルタ１８は、第２の中間信号２１中の周波数（ｆ H ＋ｆ L ）／２からｆ H
までの高い方の周波数のものを通過させ、該フィルタ１
８の出力２３に高周波フィルタ済信号（第２のフィルタ済因業）４３を出力する。 第２のフィルタ１８の出力２
３における高周波フィルタ済信号４３は、周波数ダウンシフタ２０に供給されるとともに、第１のビットを表す信号ＭＳＢ 1となる。 即ち、第２の中間信号２１が第２
のフィルタ１８のパスバンドに該当する場合、ＭＳＢ 1
は、高レベル状態に対応する「１」にセットされる。 逆に、第２の中間信号２１が第２のフィルタ１８のパスバンドを外れる場合、出力２３には信号パワーはなく、したがってＭＳＢ 1は低レベル状態に対応する「０」にセットされる。 第２の中間信号２１は単一のトーンであるので、第２の中間信号２１は常にパスバンド領域の完全に内側か、あるいは完全に外側となり、双方にまたがることはない。 【００１２】低周波フィルタ済信号４１がある場合、該信号は第１のフィルタ１６から第１の中間経路４２上に出力され、加算器２２に直接入力されるので、周波数調整は行われない。 高周波フィルタ済信号４３がある場合、該信号は第２のフィルタ１８から第２の中間経路３
８に出力され、周波数ダウンシフタ２０に印加される。
周波数ダウンシフタ２０は、高周波フィルタ済信号４３
を（ｆ H −ｆ L ）／２だけダウンコンバードし、ダウンシフト信号４５を発生する。 その際、ダウンシフト信号４
５は、周波数範囲ｆ L 〜ｆ Hまでの低い方の半分に入るように、以下の式にしたがって発生する。 【数１】 ｆ new ＝ｆ old −（ｆ H −ｆ L ）／２ （１） ダウンシフト信号４５は、ダウンシフタ２０から第３の中間経路４０を介して加算器２２に入力される。 【００１３】第１のステージ１２への入力信号３６は単一のトーンであり、該ステージの２つのフィルタ１６、
１８は相補的であるので、同一である第１及び第２の中間信号１９、２１は、２つのフィルタ１６、１８の一方のみのパスバンドに入っている。 ２つの中間信号１９、
２１は、フィルタのパスバンドに該当するときにのみ通され、さもなければ通過を阻止される。 したがって、２
つの相補的であるフィルタの一方（１６又は１８）のみが常に、第１又は第２の中間信号１９又は２１を通過させ、他方のフィルタは常に、第１又は第２の中間信号１
９又は２１を阻止する。 第１及び第２中間信号１９、２
１はそれぞれ、第１及び第２のフィルタ１６、１８に到達する前に、第１及び第２中間経路１５、１７双方に現れるが、フィルタ１６、１８の処理後、２つの経路４
２、３８の一方のみに、信号４１又は４３が得られる。
経路４２又は３８のどちらが信号４１又は４３を搬送するかは、その時点におけるトーン周波数によって決められる。 【００１４】第１のフィルタ１６からの経路４２と、第２のフィルタ１８及びダウンコンバータ２０からの経路４０とは、２×１の光加算器２２において合体する。 ２
×１光加算器２２は、２つの光導波路からの信号を単一の光媒体に結合する光学部品であれば、任意のものを採用することができる。 一実施形態では、スプリッタ１４
として選択されたデバイスを、該スプリッタと逆に動作させることにより、加算器２２として機能するようにしている。 【００１５】信号経路４０、４２は第１のステージ１２
の終端の加算器２２において再結合されるので、第１のステージのダウンシフト出力４４は、周波数範囲ｆ L 〜
ｆ Hの下半分に制限される。 第１のステージのダウンシフト出力４４は、必要に応じて増幅され、次いで第２のステージ４６に受け渡される。 第２のステージ４６は第１のステージ１２と同様な構成であるが、以下の点で相違している。 すなわち、第１のステージ４６においては、第１及び第２のフィルタ１１６、１１８が、新たな狭められた周波数範囲ｆ L 〜（ｆ L ＋ｆ H ）／２の上半分及び下半分の間で区別を行い、周波数ダウンシフタ１２
０が、以下の式（２）によって信号１３８をダウンコンバートするように、動作する。 【数２】 ｆ new ＝ｆ old −（ｆ H −ｆ L ）／４ （２） すなわち、第２のステージ４６は、ｆ L 〜ｆ L ＋（ｆ L −
ｆ H ）／４の範囲の出力を有する。 また、第２のステージ４６は、第２のフィルタの出力から信号が出力されたとき、言い換えると、第２のステージ４６に入力された信号の周波数が第２のフィルタ１１８のパスバンドｆ L
＋（ｆ L −ｆ H ）／４ L 〜ｆ L ＋（ｆ L −ｆ H ）／２に入っているとき、第２のビットを表す信号ＭＳＢ 2を「１」として出力する。 【００１６】同様に、第３のステージ４８は、第１及び第２のステージ１２、４６と同様であるが、ただし、第１及び第２のフィルタ２１６、２１８が、新たな狭められた周波数範囲ｆ L 〜ｆ L ＋（ｆ L −ｆ H ）／４の上半分及び下半分のいずれに入力信号が入っているか否かを識別する点で相違している。 第３のステージ４８は、第３のビットを表す信号ＭＳＢ 3を出力するとともに、ｆ L 〜ｆ
L ＋（ｆ L −ｆ H ）／８の周波数範囲の出力を加算器２２
２から発生する。 後続のビットは、追加のステージにおいて、その度に狭くなるフィルタによって抽出することができる。 最終のステージ５０では、最下位ビットＬＳ
Ｂ即ちＭＳＢ nを得ることができる。 このようにして、
カスケード状にステージを追加することによって、多数のビットを得ることができる。 【００１７】各ステージ１２、４６、４８、５０によって発生されたビット信号ＭＳＢ 1 、ＭＳＢ 2 、ＭＳＢ 3 、
ＭＳＢ n 、は、高周波側である第２のフィルタ１８、１
１８、２１８、３１８から出力される信号３８、１３
８、２３８、３３８から取り出され、特定の用途毎に必要に応じて、処理し利用することができる。 並列なビット出力が望ましい場合、ビット信号をそのまま使用することができるが、適切な時間遅延（図示せず）によって、ビット出力を同期化することも可能である。 直列ビット出力が望ましい場合、Ｎ×１加算器（図示せず）を用いて、Ｎビットの経路を結合して１本の経路にすることができる。 また、Ｎ×１加算器においてビットを結合する前に、時間遅延を適正に実施することによって、ビットの同期を取ることも可能である。 【００１８】本発明の完全に光学的なアナログ−デジタル変換器１０は、特に、高速デジタル・リンクにおいて有用である。 光学領域においてデジタル化することによって、ビット・レートの高速化が可能となり、ノイズ・
レベルの低下を実現することができ、システムの複雑度を減少させることができる。 本発明は、これまでに示しかつ記載したものや、説明したばかりの実施態様の物理的な大きさや寸法に限定される訳ではないことは、当業者には認められよう。 本発明の範囲は、特許請求の範囲によってのみ限定されるものである。 【図面の簡単な説明】 【図１】本発明の好適な実施形態による、ダウンワード・フォールディング連続近似手法を利用した周波数変調に基づく光アナログ−デジタル変換器のブロック図である。 【図２】図１に示す光アナログ−デジタル変換器に関する、振幅−周波数マッピングのグラフである。 ───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 デイヴィッド・エル・ロリンズ アメリカ合衆国カリフォルニア州90250, ホーソーン，ガーキン・アベニュー 15000 (72)発明者 スティーヴン・アール・パーキンズ アメリカ合衆国カリフォルニア州90278, リドンド・ビーチ，ウォラコット・ストリ ート 1723 (72)発明者 エリック・エル・アプトン アメリカ合衆国カリフォルニア州90278, リドンド・ビーチ，カーティス・アベニュ ー 2516，ナンバー １ (72)発明者 エリザベス・ティー・カンキー アメリカ合衆国カリフォルニア州90266, マンハッタン・ビーチ，アルマ・アベニュ ー 2801 (72)発明者 ローレンス・ジェイ・レムボ アメリカ合衆国カリフォルニア州90503, トーランス，ウエスト・ハンドレッドナイ ンティース・ストリート 5530，ナンバー 141 (72)発明者 ジュアン・シー・カリロ，ジュニアー アメリカ合衆国カリフォルニア州90504, トーランス，ウエスト・ハンドレッドエイ ティフォース・ストリート 4036 (72)発明者 マーク・キンティス アメリカ合衆国カリフォルニア州90266, マンハッタン・ビーチ，ヴーアヒーズ・ア ベニュー 1636 |
