マッハツェンダ型光変調器、マッハツェンダ型光変調方法、光送信器、光変調器、光送信装置、および光受信装置

本発明は、光ファイバ通信技術に関し、特に光送信器および光通信装置の高速大容量化技術に関する。

ブロードバンド接続の普及やアクセス手段の多様化等によるトラフィックの増加に対応するため、光ファイバ伝送システムでは、光信号を時間領域で多重化して伝送する時間多重伝送技術や、光信号を波長領域で多重化して伝送する波長多重伝送技術が開発され実用化されている。
例えば、基幹伝送系においては、波長数１００以上、総伝送容量が１Tbits/sを超える波長多重光伝送装置が実用化されている。 また、伝送容量をさらに上げるために、１波長あたりのビットレートを１０Gbits/sから４０Gbits/sへ上げる技術の開発が進められ実用化されつつある。 さらに、アクセス系や基幹伝送系のみならずサーバ等の装置間のデータ伝送や装置内のボード間のデータ伝送等においてもその大容量化が進められている。

これらのデータ伝送では、いずれにおいても、光通信装置の小型化および低消費電力化に加えて、低価格化も求められる。
光通信装置において、その占有体積と消費電力の大部分を占めるのは電子回路の部分である。 近年、電子回路部品は化合物半導体ではなくシリコン半導体が主として用いられている。 したがって、送信側で光を変調し、受信側で電気信号を復調する光デバイスもシリコン半導体による電子回路に整合するものである必要がある。

１波長あたり１０Gbits/sを超えるデータ伝送においては、光変調器が用いられており、既に、化合物半導体やニオブ酸リチウムによる光変調器が開発されている。 しかしながら、これらの光変調器は価格が高価、あるいはサイズが大きいといった問題があり、最近では、セラミックスやシリコン半導体、さらにはシリコン基板上のセラミックスといった新しい材料が注目され、これらを用いた光変調器の研究開発がすすめられている。

セラミックスやシリコン半導体といった材料はごくありふれた材料であり、また、微細加工技術も成熟しており、低価格の光変調器を実現できる。 しかしながら、セラミックスは誘電率が非常に大きい、シリコン半導体は結晶構造の対象性より空乏層キャリアを利用する以外に屈折率制御の手段がないといった、材料上の特性より光変調器自体が静電容量を持つため高速化が難しく、１０Gbits/sから２０Gbits/s程度が限界と考えられている。

従来、レーザ光源に接続されたマッハツェンダ型光変調器の一方のアーム（光導波路）に位相変調器を挿入し、位相変調量を２πとすることにより位相変調器の駆動パルスの立ち上がりと立下りにおいて短いパルスを発生する技術が提案されている（例えば、特許３５６３０２７号公報、特開２００３−２１８１７号公報、特開２００４−８０４６２号公報、または特開２００５−２４１９０２号公報など参照）。

図１３は、従来のマッハツェンダ型光変調器を示すブロック図である。 このマッハツェンダ型光変調器９では、連続レーザ光からなる入力光信号９１は光分岐回路９２により２つのアームに分岐され、このうち一方のアームには位相変調器９３が挿入されており、この位相変調器９３からの光信号と他方のアームからの光信号とが光合波回路９４により合波されている。 位相変調器９３は、ＲＺ符号の電気信号９５によりＶ ₀からＶ _2πまでの駆動電圧を印加することにより２π位相変調を行う。 これにより、光合波回路９４からパルス状の出力光信号９６が得られ、この後、ビットインターリーブの手法により時間多重される。

実際の光変調器は素子自体が静電容量を持っているため、その応答速度は有限であり理想的な応答特性ではない。 しかしながら、従来のマッハツェンダ型光変調器を用いた変調方式では、光変調器の持つ静電容量による過渡応答特性が考慮されていない。 マッハツェンダ型光変調器の一方のアームを２π位相変調することにより短パルスを発生する方法は、駆動パルスの立上りと立下り波形および光変調器の過渡応答特性に敏感なため、この対策は特に重要である。

したがって、電気信号の立上りおよび立下り特性および位相変調器の過渡応答特性により出力光パルスの波形が決まるため、前述した従来技術によれば、電気信号として入力されるＲＺ符号のマーク符号に対して、完全には分離されない２連パルスが発生する。 このため、光パルスの周波数チャープを利用して、これら２連パルスから単一パルスを切り出した際、その光パルスのパルス幅は拡がる。 したがって、そのままビットインターリーブにより時間多重すると著しい符号間干渉が生じてしまい、高速大容量伝送には適用できないという問題点があった。

図１４は、図１３の光パルス発生装置の位相変調動作を示す信号波形図である。
一般に、光信号を位相変調する位相変調器は、図１４に示すような、周期が２倍の正弦関数で表される光変調特性９７を有している。 この光変調特性９７において、電気信号９５の駆動電圧が位相変調量ゼロに相当する電圧Ｖ ₀から位相変調量πに相当する電圧Ｖ _πまで変化した場合、出力光信号９６の光信号強度が徐々に上昇しＶ _πで最大となる。 その後、駆動電圧がＶ _πから位相変調量２πに相当する電圧Ｖ _2πまで変化した場合、出力光信号９６の光信号強度が徐々に低下しＶ _2πで最小となる。

このような光変調特性９７を有する位相変調器において、電気信号９５のビットレートの４倍の光パルス信号を得るためには、符号間隔の１/８以下の急峻な立上りおよび立下り応答特性を電気回路と光変調器を含めた全体で実現する必要がある。 そのためには電気回路と光変調器を含めた全体の帯域がビットレートの４倍以上必要である。
ところが、４倍の帯域があれば電気信号自体のビットレートを４倍上げることが可能な筈であり、従来技術により開示された方法を用いる必要はないことになる。

別の見方をすれば、電気回路と光変調器を含めた全体の帯域がビットレートに相当する帯域特性を持つ場合、マッハツェンダ型光変調器の片側のアームを２π位相変調を行うとマッハツェンダ型光変調器から出力される光パルスは切れ目なく繋がってしまう。 したがって、ビットインターリーブにより時間多重すると著しい符号間干渉が生じ、光電気信号の伝送には使用できない。

本発明はこのような課題を解決するためのものであり、光変調器自体の動作速度がそれほど高速でなくても、高速大容量の光信号伝送を実現できる光送信器および光通信装置を提供することを目的としている。

このような目的を達成するために、本発明にかかるマッハツェンダ型光変調器は、入力光信号を２つに分岐する光分岐回路と、光分岐回路で分岐された一方の光信号を、第１の電気信号に基づいて位相変調して出力する第１の位相変調器と、第１の電気信号の逆論理信号を、第１の位相変調器での過渡応答時間、または第１の電気信号の立上り時間および立下り時間、より短い所定の遅延時間だけ遅延した第２の電気信号に基づいて、第１の光変調器からの光信号を第１の位相変調器より小さくかつ逆極性で位相変調して出力する第２の位相変調器と、光分岐回路で分岐された他方の光信号と第２の位相変調器からの光信号とを合波することによりパルス状の出力光信号を出力する光合波回路とを備えている。

また、本発明にかかるマッハツェンダ型光変調方法は、２つに分岐された入力光信号の一方の光信号を、第１の電気信号に基づいて第１の位相変調をした後、第２の電気信号に基づいて第１の位相変調より小さくかつ逆極性で第２の位相変調をし、第２の位相変調で得られた光信号と連続光信号の他方の光信号とを合波することによりパルス状の出力光信号を出力し、第２の電気信号は、第１の電気信号の逆論理信号を、第１の位相変調器での過渡応答時間、または第１の電気信号の立上り時間および立下り時間、より短い所定の遅延時間だけ遅延させた電気信号からなる。

また、本発明にかかる光送信器は、連続光信号を出力するレーザ光源と、連続光信号を入力光信号とする上記（請求項１）記載のマッハツェンダ型光変調器と、マッハツェンダ型光変調器へ入力する電気信号の逆論理信号を、マッハツェンダ型光変調器の第１の位相変調器での過渡応答時間、または電気信号の立上り時間および立下り時間、より短い所定の遅延時間だけ遅延させることにより、マッハツェンダ型光変調器へ入力する第２の電気信号を出力する電気遅延回路と、マッハツェンダ型光変調器からの出力光信号の片側の側波帯成分を取り出す光フィルタとを備える。

また、本発明にかかる光変調器は、所望の時間チャンネルに同期したクロック信号からなる第１の電気信号に基づいて、複数の時間チャンネルが多重化された入力光信号から所望の時間チャンネルの光パルスを時間分離して出力する上記（請求項１）記載のマッハツェンダ型光変調器と、第１の電気信号の逆論理信号を、マッハツェンダ型光変調器の第１の位相変調器での過渡応答時間、または第１の電気信号の立上り時間および立下り時間、より短い所定の遅延時間だけ遅延させることにより、マッハツェンダ型光変調器へ入力する第２の電気信号を出力する電気遅延回路とを備える。

また、本発明にかかる光送信装置は、連続光信号を出力するレーザ光源と、ｍ（ｍは正数）個の時間チャンネルと２つの周波数チャンネルに多重化される２×ｍ個の通信チャンネルごとに、連続光信号を分岐する光分岐回路と、通信チャンネルごとに設けられ、光分岐回路からの光信号をそれぞれの電気信号に基づき位相変調する上記（請求項１）記載のマッハツェンダ型光変調器と、通信チャンネルごとに設けられ、当該通信チャンネルのマッハツェンダ型光変調器からの出力光信号を、当該通信チャンネルの時間チャンネルに応じた時間だけ遅延させる光遅延回路と、一方の周波数チャンネルに対応して設けられ、当該周波数チャンネルに属するｍ個の通信チャンネルの光遅延回路からの出力光信号を合波する第１の光合波回路と、他方� �周波数チャンネルに対応して設けられ、当該周波数チャンネルに属するｍ個の通信チャンネルの光遅延回路からの出力光信号を合波する第２の光合波回路と、第１の光合波回路からの出力光信号の高周波側側波帯成分を取り出す第１の光フィルタと、第２の光合波回路からの出力光信号の低周波側側波帯成分を取り出す第２の光フィルタと、第１および第２の光フィルタからの出力光信号を合波する光合波回路とを備える。

また、本発明にかかる他の光送信装置は、連続光信号を出力するレーザ光源と、ｍ（ｍは正数）個の時間チャンネルと２つの周波数チャンネルに多重化される２×ｍ個の通信チャンネルごとに、連続光信号を分岐する光分岐回路と、通信チャンネルごとに設けられ、光分岐回路からの光信号をそれぞれの電気信号に基づき位相変調する上記（請求項１）記載のマッハツェンダ型光変調器と、通信チャンネルごとに設けられ、当該通信チャンネルのマッハツェンダ型光変調器からの出力光信号を、当該通信チャンネルの時間チャンネルに応じた時間だけ遅延させる光遅延回路と、一方の周波数チャンネルに属するｍ個の通信チャンネルごとに設けられ、当該通信チャンネルの光遅延回路からの出力光信号からの高周波側側波帯成分を取り出す第� �の光フィルタと、他方の周波数チャンネルに属するｍ個の通信チャンネルごとに設けられ、当該通信チャンネルの光遅延回路からの出力光信号からの低周波側側波帯成分を取り出す第２の光フィルタと、一方の周波数チャンネルに対応して設けられ、当該周波数チャンネルに属するｍ個の第１の光フィルタからの出力光信号を合波する第１の光合波回路と、他方の周波数チャンネルに対応して設けられ、当該周波数チャンネルに属するｍ個の第２の光フィルタからの出力光信号を合波する第２の光合波回路と、第１および第２の光合波回路からの出力光信号を合波する光合波回路とを備える。

また、本発明にかかる光受信装置は、ｍ（ｍは正数）個の時間チャンネルと２つの周波数チャンネルとが多重化された２×ｍ個の通信チャンネルを持つ受信光信号を、周波数チャンネルごとに分岐する光分岐回路と、一方の周波数チャンネルに対応して設けられ、光分岐回路からの光信号の高周波側側波帯成分を取り出す第１の光フィルタと、他方の周波数チャンネルに対応して設けられ、光分岐回路からの光信号の低周波側側波帯成分を取り出す第２の光フィルタと、当該通信チャンネルに応じた時間位置のパルスを含む出力光信号を分離する上記（請求項６）記載のマッハツェンダ型光変調器と、当該マッハツェンダ型光変調器からの出力光信号の当該通信チャンネルに応じた時間位置から、当該通信チャンネルに対応する光パルスから� �る出力光信号を分離出力する時間分離スイッチとを備える。

また、本発明にかかる他の光受信装置は、ｍ（ｍは正数）個の時間チャンネルと２つの周波数チャンネルとが多重化された２×ｍ個の通信チャンネルを持つ受信光信号を、周波数チャンネルごとに分岐する光分岐回路と、一方の周波数チャンネルに対応して設けられ、光分岐回路からの光信号の高周波側側波帯成分を取り出す第１の光フィルタと、他方の周波数チャンネルに対応して設けられ、光分岐回路からの光信号の低周波側側波帯成分を取り出す第２の光フィルタと、当該２つの通信チャンネルに応じた時間位置から、これら通信チャンネルごとに当該光パルスからなる出力光信号を分離出力する上記（請求項６）記載のマッハツェンダ型光変調器とを備える。

本発明にかかるマッハツェンダ型光変調器およびマッハツェンダ型光変調方法によれば、光変調器自体の動作速度がそれほど高速でない現状のものを利用して、符号間干渉がなく、電気信号の立上りおよび立下り特性や位相変調器の過渡応答特性を補償した良好な波形の２連パルスを生成でき、同時に大きな周波数チャープを生成することができる。
これにより、出力光信号の周波数チャープ量をパルス幅のフーリエ変換値よりも大きい値に設定することができるため、光フィルタを用いた簡単な構成によりフーリエ変換限界に近い高品質なＲＺ符号光電気信号を生成でき、符号間干渉のない高速大容量の光電気信号の伝送が可能になる。

また、本発明にかかる光送信器によれば、ビットレートに対して帯域が大幅に不足している位相変調器に対しても適用することが可能であり、その帯域特性を補償し良好な変調波形と周波数チャープ特性を得ることができる。

また、本発明にかかる光変調器によれば、光変調器自体の動作速度がそれほど高速でない現状のものを利用して、符号間干渉がなく、電気信号の立上りおよび立下り特性や位相変調器の過渡応答特性を補償した良好な波形で、所望の時間位置から光パルスを時間分離することができる。 したがって、高いレートでビットインターリーブされた高速大容量の光電気信号から、任意の時間チャンネルの光パルスを時間分離することができる。

また、本発明にかかる光送信装置や光受信装置によれば、位相変調器の帯域が２５GHzであっても４チャンネルの時間多重と２チャンネルの周波数多重の組合わせにより１波長の１光源で２００Gbits/sの高速大容量伝送が実現できる。 また、多重化による符号間干渉およびビート雑音発生に起因する受信レベルのペナルティも１〜２ｄＢ程度に抑制できる。

図１は、本発明の第１の実施例にかかる光送信器の構成を示すブロック図である。

図２は、本発明の位相変調方式の原理を示す信号波形図である。

図３は、本発明の位相変調動作の原理を示す信号波形図である。

図４は、本発明の第１の実施例に対応する従来の光送信器の動作を示す信号波形図である。

図５は、本発明の第１の実施例にかかる光送信器の動作を示す信号波形図である。

図６は、本発明の第２の実施例に対応する従来の光送信器の動作を示す信号波形図である。

図７は、本発明の第２の実施例にかかる光送信器の動作を示す信号波形図である。

図８は、本発明の第３の実施例にかかる光変調器の構成を示すブロック図である。

図９は、本発明の第４の実施例にかかる光送信装置の構成を示すブロック図である。

図１０は、本発明の第４の実施例にかかる他の光送信装置の構成を示すブロック図である。

図１１は、本発明の第５の実施例にかかる光受信装置の構成を示すブロック図である。

図１２は、本発明の第５の実施例にかかる他の光受信装置の構成を示すブロック図である。

図１３は、従来のマッハツェンダ型光変調器を示すブロック図である。

図１４は、図１３の光パルス発生装置の位相変調動作を示す信号波形図である。

次に、本発明の実施例について図面を参照して説明する。
［第１の実施例］
まず、図１を参照して、本発明の第１の実施例にかかる光送信器について説明する。 図１は、本発明の第１の実施例にかかる光送信器の構成を示すブロック図である。
この光送信器１０は、連続レーザ光からなる入力光信号を電気信号により位相変調して光パルス出力信号を出力する通信装置であり、レーザ光源１１、マッハツェンダ型光変調器１２、電気遅延回路１３、および光フィルタ１４から構成されている。

レーザ光源１１は、レーザ光発生回路からなり、発生させた連続レーザ光を入力光信号３１として出力する機能を有している。
マッハツェンダ型光変調器１２は、電気光学効果等を利用した光変調回路からなり、レーザ光源１１からの入力光信号３１を電気信号によりマッハツェンダ型光変調方式で光強度変調および光位相変調し、パルス状の出力光信号３６を出力する機能を有している。

電気遅延回路１３は、一般的な遅延回路からなり、電気信号（第１の電気信号）Ｓａの逆論理信号Ｓｂを遅延時間τだけ遅延させ、電気信号（第２の電気信号）Ｓｃとして出力する機能を有している。 遅延時間τとしては、後述するマッハツェンダ型光変調器１２内の位相変調器２２の過渡応答時間、または電気信号Ｓａの立上りおよび立下り時間、よりも短い時間長が用いられる。 なお、逆論理信号Ｓｂについては、例えば差動出力型の論理回路を用いることにより、電気信号Ｓａと同期し、かつ逆論理の逆論理信号Ｓｂを得ることができる。

光フィルタ１４は、１次のガウス関数で近似されるバンドパス型の透過特性を持つ光フィルタ回路からなり、マッハツェンダ型光変調器１２から出力された出力光信号３６のうち、片側の側波帯の信号成分のみ透過させ、出力光信号３７として出力する機能を有している。 この際、光フィルタ１４の中心周波数はレーザ光源１１の周波数より所定周波数だけ高周波側にシフトしており、その帯域幅はＲＺ符号の光パルス幅のフーリエ変換値よりも大きい。

マッハツェンダ型光変調器１２は、光分岐回路２１、位相変調器（第１の位相変調器）２２、位相変調器（第２の位相変調器）２３、および光合波回路２４から構成されている。
光分岐回路２１は、光導波路やバルク回路部品からなり、入力された入力光信号３１を入力光信号３２，３３の２つに分岐して異なるアーム（光導波路）から出力する機能を有している。
光合波回路２４は、光導波路やバルク回路部品からなり、光分岐回路２１からの入力光信号３２と位相変調器２３からの光信号３５を合波し、出力光信号３６として出力する機能を有している。

位相変調器２２は、光分岐回路２１の一方のアームに接続されて、ＲＺ（Return to Zero）符号の電気信号（第１の電気信号）Ｓａを駆動電気信号として、Ｖ ₀からＶ _φ+Δθまでの駆動電圧を印加することにより、光分岐回路２１からの入力光信号３３をφ＋Δθだけ位相変調した光信号３４を出力する機能を有している。 Ｖ ₀はマッハツェンダ型光変調器の光出力が最小となる駆動電圧、φは入力光信号３３に与える位相変調量である。 以下では、入力光信号３３について最大の光変調度を得るためにＶ ₀として光出力がゼロとなる駆動電圧を用い、位相変調量φとして２πを用いる場合を例として説明するが、これに限定されるものではなく、Ｖ ₀やφの値は所望の光信号強度あるいは光強度に応じて選択すればよい。 Δθ（＞０）は、位相変調器２２での過渡応答時や、電気信号Ｓａの立上り時間および立下り時間を補償するための位相補償量である。

位相変調器２３は、位相変調器２２の出力に接続されて、電気遅延回路１３からの電気信号（第２の電気信号）Ｓｃを駆動電気信号として、Ｖ ₀からＶ _-Δθまでの駆動電圧を印加することにより、位相変調器２２からの光信号３４を−Δθ（＜０）だけ位相変調した光信号３５を出力する機能を有している。 この際、位相変調器２３で与える位相変調量−Δθは、位相変調器２２で与える位相変調量φ＋Δθよりも小さくかつ符号が反対の位相量を用いる。 したがって、位相変調器２２で与える位相変調量と位相変調器２３で与える位相変調量の平均値が、出力光信号３６において所望の光変調度あるいは光強度を得るための位相変調量に等しくなるよう、φやΔθを設定すればよい。

［本発明の位相変調方式の原理］
次に、図２を参照して、本発明の位相変調方式の原理について説明する。
図２は、本発明の位相変調方式の原理を示す信号波形図である。 図２において、波形５１，５１Ａ，５２Ａ，５３，５３Ａは、電気信号の立ち上がり時間および立ち下がり時間がゼロで位相変調器の応答速度が無限大である場合の位相変調量の変化を示し、波形５１，５４Ａは、電気信号の立ち上がり時間および立ち下がり時間と、位相変調器の応答速度が有限（実回路）の場合の位相変調量の変化を示している。

本発明の位相変調方式は、位相変調器を駆動する電気信号波形の過渡期間において、出力光信号パルスにおける所望の光強度に応じた位相変調量φよりΔθだけ多く位相変調した場合、実回路での位相変調波形がより急峻に変化する現象を原理としている。

図２に示すように、従来の位相変調方式は、波形５１に示すように、位相変調器２２においてφだけ位相変調し、位相変調器２３での位相変調量がゼロの場合に相当する。 このため、位相変調器２２と位相変調器２３の合成位相変調量は、波形５３に示すように波形５１と等しい。 したがって、実回路における位相変調器２２と位相変調器２３の合成位相変調量は、位相変調器２２での過渡応答時間や電気信号Ｓａの立上り時間および立下り時間に起因して遅れを生じ、波形５４に示すように、その立ち上がりおよび立ち下がり特性はなだらかとなる。

これに対して、本発明の位相変調方式では、位相変調器２２において、波形５１Ａのようにφ＋Δθの位相変調量を用い、位相変調器２３において、波形５２Ａに示すように、−Δθの位相変調量を用いる。 この際、位相変調器２３では、位相変調器２２より遅延時間τだけ遅れて位相変調を開始する。
したがって、これら位相変調器２２と位相変調器２３の合成位相変調量、すなわちマッハツェンダ型光変調器１２の両アームの位相差は、波形５１Ａと波形５２Ａが合成された波形５３Ａとなり、その立ち上がりおよび立ち下がりの時点から遅延時間τの期間において、Δθ分だけ多めに位相変調されることになる。

これにより、電気信号波形の過渡期間長が従来と同じであっても、その過渡期間内に従来よりも多くの位相変調が加えられる。 したがって、実回路における位相変調器２２と位相変調器２３の合成位相変調量は、波形５４Ａに示すように、その立ち上がりおよび立ち下がり特性が急峻となる。
このため、電気信号の立上りおよび立下り特性や位相変調器の過渡応答特性による波形劣化を補償することができる。

本発明の第１の実施例では、このような過渡期間内に多くの位相変調を加える具体的な構成として、マッハツェンダ型光変調器の一方のアームに位相変調器２２と位相変調器２３を直列に設け、位相変調器２３において位相変調器２２より遅延時間τだけ後に位相変調器２２より小さくかつ逆極性で位相変調を行うことにより、両位相変調を合成する構成を一例として説明している。 しかし、上記のような原理を実現できるものであれば、他の構成でもよい。 例えば、３つ以上の位相変調器で実現してもよい。

図３は、本発明の位相変調動作の原理を示す信号波形図である。
一般に、光信号を位相変調する位相変調器は、図３に示すような、周期が２倍の正弦関数で表される光変調特性５５を有している。 この光変調特性５５において、位相変調量がゼロからπまで変化した場合、光信号強度が徐々に上昇しπで最大となる。 その後、位相変調量がπから２πまで変化した場合、光信号強度が徐々に低下し２πで最小となる。

このような光変調特性５５を有する位相変調器において、電気信号５６に応じた従来の位相変調波形５４で位相変調した場合、位相変調波形５４の立ち上がりおよび立ち下がりがなだらかであるため、得られる出力光信号５７の光パルス幅は大きくなる。 例えば、位相変調波形５４の過渡期間が符号間隔Ｔの半分程度Ｔ／２の場合、得られる出力光信号５７の光パルス幅もＴ／２まで拡がる。

これに対して、前述した本発明の位相変調波形５４Ａで位相変調した場合、従来と同じ電気信号５６を用いた場合でも、位相変調波形５４Ａの立ち上がりおよび立ち下がりが急峻であるため、得られる出力光信号５７の光パルス幅は小さくなる。 例えば、位相変調波形５４Ａの過渡期間がＴ／４以下の場合、得られる出力光信号５７の光パルス幅もＴ／４以下となる。 したがって、ビットインターリーブにより時間多重を行う場合であっても、光変調器自体の動作速度がそれほど高速でない現状のものを利用して、符号間干渉のない高速大容量の光信号伝送を実現できる。

［第１の実施例の動作］
次に、図４および図５を参照して、本発明の第１の実施例にかかる光送信器の動作について説明する。 図４は、従来の光送信器の動作を示す信号波形図である。 図５は、本発明の第１の実施例にかかる光送信器の動作を示す信号波形図である。
ここでは、電気信号Ｓａおよび電気信号Ｓｃのビットレートを２５Gbits/sとした場合を例として説明する。 なお、電気信号Ｓａおよび電気信号Ｓｃを生成する電気回路はＲＺ符号に対応するものであり、通常のＲＺ電気信号回路と同様に符号間隔の１/３の立上り、立下り応答特性を有する。 また、位相変調器２２と位相変調器２３の静電容量により決まる帯域はいずれもビットレートに対応した２５GHzである。

レーザ光源１１からの入力光信号３１は、マッハツェンダ型光変調器１２の光分岐回路２１で２つの入力光信号３２，３３に分岐される。 このうち入力光信号３３は、位相変調器２２へ入力されて、ＲＺ符号の電気信号Ｓａを駆動電気信号としてφ＋Δθだけ位相変調され光信号３４として出力される。 この光信号３４は、位相変調器２３へ入力されて、電気遅延回路１３で生成されたＲＺ符号の電気信号Ｓａを駆動電気信号として−Δθだけ位相変調され光信号３５として出力される。

この際、位相変調器２３で与える位相変調量は、位相変調器２２で与える位相変調量よりも小さくかつ符号が反対である。 このため、電気信号Ｓａ，Ｓｃの立上りおよび立下り特性や位相変調器の過渡応答特性を補償した良好な波形の２連パルスが生成されると同時に大きな周波数チャープを生成することができる。
この後、光信号３５と入力光信号３２は、光合波回路２４に入力されて合波され出力光信号３６として出力される。 この出力光信号３６は、光フィルタ１４に入力されて、その片側の側波帯の信号成分のみ透過し、出力光信号３７として出力される。

［従来の位相変調動作］
図４には、従来技術に相当する光送信器として、図１の位相変調器２２のみを用いて２π位相変調した場合の各部の信号波形が示されており、“１０１１”パターンのＲＺ電気信号に対する電気信号Ｓａ，Ｓｃの波形、位相変調器２２の矩形電気パルスに対する光信号３４の過渡応答波形、マッハツェンダ型光変調器１２の出力光信号３６の波形、マッハツェンダ型光変調器１２の出力光信号３６の周波数、および光フィルタ１４の出力光信号３７の波形が示されている。

これら各波形および周波数特性は、本実施例にかかる光送信器（図１参照）の構成に対し、ＲＺ符号、電気信号波形および位相変調器の静電容量を考慮して高速フーリエ変換法により解析した結果である。
なお、光フィルタ１４は１次のガウス関数で近似されるバンドパス型の透過特性を持ち、その中心周波数はレーザ光源１１の周波数より１００GHz高周波側にシフトしている。 また、光フィルタ１４の帯域幅はＲＺ符号の光パルス幅のフーリエ変換値よりも大きな１００GHzとしている。

図４のマッハツェンダ型光変調器１２の出力光信号３６の周波数特性からわかるように、マッハツェンダ型光変調器１２から出力される２連光パルスは、高周波側と低周波側に互いに反対方向へチャープしている。 このことを利用して光フィルタ１４を用いてチャープしたマッハツェンダ型光変調器１２の出力光信号３６から高周波側の側波帯成分を切り出すことにより２連パルスを分離し、ビットインターリーブによる時間多重を可能にしている。

図４に示されているように、電気信号Ｓａ，Ｓｃの波形、位相変調器２２の応答特性は２５Gbits/sの信号に対して各々十分な帯域を持ち、また出力光信号３６の波形からわかるように、短光パルス信号を生成できているように一見思われる。
しかしながら、光フィルタ１４により２連光パルスから単一パルスを切り出すと、図４の光フィルタ１４の出力光信号３７の波形からわかるように、光パルスのパルス幅に拡がりが生じる。

光フィルタ１４により２連光パルスから単一パルスを生成するためには、パルス幅のフーリエ変換値以上のスペクトル幅に相当する一定の周波数チャープが必要である。 例えば、光フィルタ１４による生成する光パルスのパルス幅を１０psec（ピコ秒）とすると、パルスを生成するために必要な周波数チャープ量は、理想的なガウス関数波形を仮定した場合でフーリエ変換限界より４４GHzと計算される。 実際の波形はガウス関数からはずれるためそれより大きな周波数チャープが必要である。

図４の場合、位相変調器２２で２π位相変調するとマッハツェンダ型光変調器１２の出力光信号３６の位相変調量はπとなる。 したがって、その時間微分で与えられる周波数チャープは２５GHzとなり、理想的なガウシアン波形を仮定したとしても周波数チャープに相当するスペクトル幅が不足し、光フィルタ１４により片側の側波帯成分を切り取った光パルスはパルス幅が拡がることになる。 図４の光フィルタ１４の出力光信号３７の波形からも明らかなように、このようなパルス幅が拡がった光信号は時間多重すると符号間干渉が生じるため高速大容量の光信号を伝送することは困難である。

［本実施形態の位相変調動作］
このような問題を解消するためには、マッハツェンダ型光変調器１２の出力光信号として良好な波形の２連パルス波形を生成すると同時に、十分な周波数チャープを生成しなければならない。
本実施例は、図１に示すように、マッハツェンダ型光変調器１２の一方のアームに挿入された、位相変調器２２を２π位相変調する電圧より大きい電圧振幅で駆動して位相変調した後、位相変調器２３により位相変調器２２とは逆符号の位相変調をかける構成としている。

これにより、電気信号の立上りおよび立下り特性や位相変調器の過渡応答特性を補償した良好な波形の２連パルスを生成でき、同時に大きな周波数チャープを生成することができる。 したがって、この大きな周波数チャープにより、光フィルタを用いた簡単な構成でフーリエ変換限界に近い高品質なＲＺ符号光電気信号を生成し、符号間干渉のない高速大容量の光電気信号が伝送可能になる。

図５には、本実施例にかかる光送信器において、位相補償量Δθをπ/３、遅延時間τを１４psecとした場合の各部の信号波形が示されており、“１０１１”パターンのＲＺ電気信号に対する電気信号Ｓａ，Ｓｃの波形、位相変調器２２および位相変調器２３全体の駆動電気パルスに対する光信号３５の過渡応答波形、マッハツェンダ型光変調器１２の出力光信号３６の波形、マッハツェンダ型光変調器１２の出力光信号３６の周波数、光フィルタ１４の出力光信号３７の波形が示されている。 なお、遅延時間１４psecは、位相変調器２２の矩形電気パルスに対する過渡応答時間である。

これら各波形および周波数特性は、図４と同様、本実施例にかかる光送信器（図１参照）の構成に対し、ＲＺ符号、電気信号波形および各位相変調器の応答波形を考慮して高速フーリエ変換法により解析した結果である。
ここで、位相補償量Δθと遅延時間τは、位相変調器２２および位相変調器２３の過渡応答時間を補償するように設定されている。

なお、位相補償量Δθと遅延時間τは、電気信号Ｓａおよび電気信号Ｓｃの立上りおよび立下り時間を補償するように設定することも可能である。 また、位相変調器２３を複数の位相変調部に分割し、位相変調器２２に対する各位相変調部の時間遅延τを位相変調器２２の過渡応答時間または電気信号Ｓａの立上りおよび立下り時間よりも短い時間の範囲内で互いに異なる値とすればより最適な調整が可能となる。

本実施例にかかる光送信器において、位相変調器２２で与える位相変調量を２πより大きな７π/３とした場合、位相変調器２２および位相変調器２３全体の矩形電気パルスに対する光信号３５の過渡応答波形において、位相変調量が２πに到達する時間は１１psecと従来の約半分に短縮される。 このことにより位相変調量の時間微分で与えられる周波数チャープは２倍の値になる。

ここで、位相変調量が２πに到達した後の位相変調は、時間遅延１４psecの後に位相変調器２３により与えられる位相変調量−π/３により相殺され、出力光パルス波形には影響しない。 これはパルス立下りについても同様である。
なお、本実施例では、遅延時間を１１psecでなく１４psecとしているが、これは高速フーリエ変換法による解析により最適設計して求めた値で、駆動パルス波形が完全な矩形でなく立上りおよび立下り時間を持つことを厳密に考慮したからである。

図５のマッハツェンダ型光変調器１２の出力光信号３６の波形および周波数特性から、位相変調器２２と位相変調器２３を２段の作動駆動構成としたことにより立上りおよび立下り特性が急峻になり、波形の改善とともに周波数チャープが大きくなっていることがわかる。

すなわち、位相補償量Δθと遅延時間τを最適化することにより、マッハツェンダ型光変調器１２の出力光信号３６として、振幅が等しく周波数チャープの符号が反対の２連パルスを出力として得ることができる。 これにより、出力光信号３６は、光パルス幅のフーリエ変換値より大きな周波数チャープに相当するスペクトル幅を持つことになる。
したがって、図５の光フィルタ１４の出力光信号３７の波形からわかるように、光フィルタ１４により出力光信号３６の片側の側波帯成分を切り取ってもパルス幅の拡がりは抑えられ、ビットインターリーブによる時間多重が可能な光信号が得られる。

このように、本実施例にかかるマッハツェンダ型光変調器１２は、光分岐回路２１により２つに分岐された入力光信号３１の一方の光信号を、位相変調器（第１の位相変調器）２２により電気信号（第１の電気信号）Ｓａに基づいて位相変調した後、電気信号Ｓａの逆論理信号Ｓｂを、位相変調器２２での過渡応答時間、または電気信号Ｓａの立上り時間および立下り時間、より短い所定の遅延時間τだけ遅延させた電気信号（第２の電気信号）Ｓｃに基づいて、位相変調器（第２の位相変調器）２３により、位相変調器２２より小さくかつ逆極性で位相変調し、位相変調器２３で得られた光信号と入力光信号の他方の光信号とを光合波回路２４で合波することによりパルス状の出力光信号３６を出力するようにしたものである。

また、本実施例にかかる光送信器は、連続光信号を出力するレーザ光源１１と、この連続光信号を入力光信号とする上記マッハツェンダ型光変調器１２と、このマッハツェンダ型光変調器へ入力する電気信号Ｓａから電気信号Ｓｃを出力する電気遅延回路１３と、マッハツェンダ型光変調器１２からの出力光信号の片側の側波帯成分を取り出す光フィルタ１４とを備えるものである。

したがって、光変調器自体の動作速度がそれほど高速でない現状のものを利用して、符号間干渉がなく、電気信号の立上りおよび立下り特性や位相変調器の過渡応答特性を補償した良好な波形の２連パルスを生成でき、同時に大きな周波数チャープを生成することができる。
これにより、出力光信号の周波数チャープ量をパルス幅のフーリエ変換値よりも大きい値に設定することができるため、光フィルタを用いた簡単な構成によりフーリエ変換限界に近い高品質なＲＺ符号光電気信号を生成でき、符号間干渉のない高速大容量の光電気信号の伝送が可能になる。

また、マッハツェンダ型光変調器１２において、位相変調器２２および位相変調器２３での位相変調量の平均値は、出力光信号３６において所望の光強度を得るための位相変調量に等しくなるようにしてもよい。 例えば、位相変調器２２および位相変調器２３での位相変調量の平均値をπに設定しておけば、いかなる値の位相補償量Δθを用いても常に光強度が最大となる出力光信号３６を得ることができる。

また、マッハツェンダ型光変調器１２において、位相変調器２２の位相変調量として、出力光信号３６における所望の光変調度を得るための位相変調量２πと、位相変調器２２での過渡応答時間、または電気信号Ｓａの立上り時間および立下り時間、を補償する所定の位相補償量Δθとの和を用い、位相変調器２３の位相変調量として、位相補償量−Δθを用いるようにしてもよい。 例えば、伝送光信号の品質を重視して光変調度１００％が必要な場合は、Ｖ ₀は光出力がゼロとなる駆動電圧、位相変調量φは２π、Δθは所定の位相補償量とすればよい。 また位相変調量の駆動電気回路の消費電力の低減を重視して光変調度を５０％とする場合は、Ｖ ₀は光出力が１／２となる駆動電圧、位相変調量φはπ、Δθは所定の位相補償量とすればよい。 このように、要求される仕様に応じた任意の光変調度を実現することができる。

また、マッハツェンダ型光変調器１２において、電気信号ＳａとしてＲＺ符号の電気信号を用い、光合波回路２４により、出力光信号３６として振幅が等しく周波数チャープの符号が反対の２連パルスを出力するようにしてもよい。 この２連パルスの周波数チャープ特性を利用すれば、所定の透過型光フィルタを用いて単一パルスに分離することにより、時間多重あるいは周波数多重が可能となる。

また、マッハツェンダ型光変調器１２において、位相変調器２３を複数の位相変調部から構成し、これら位相変調部の時間遅延が、位相変調器２２の過渡応答時間、または第１の電気信号の立上りおよび立下り時間、よりも短い時間の範囲内で互いに異なるように設定してもよい。 これにより、電気信号の立ち上がりおよび立ち下がり時間と位相変調器の応答特性を各々最適に補償することが可能となる。 また、電気信号の立ち上がりおよび立ち下がり時間に複数の帯域制限要因があった場合においても、各々最適に補償することが可能となる。

また、光送信器１０において、マッハツェンダ型光変調器１２から出力される出力光信号３６の周波数チャープ量として、光フィルタ１４から出力される出力光信号３７のパルス幅のフーリエ変換値よりも大きい値を用いてもよい。 これにより、光フィルタ１４を用いて２連パルスから単一光パルスを分離しても、フーリエ変換に近い良好な波形の出力光信号２７を得ることが可能となる。

また、光送信器１０において、光フィルタ１４はバンドパス型透過特性を有し、その中心周波数として、レーザ光源１１からの連続光信号の周波数から高周波数側または低周波数側へシフトした値を用いてもよい。 中心周波数が高周波数側または低周波数側へシフトしたバンドパス型透過特性を持つ光フィルタ１４を用いることにより、周波数チャープした出力光信号３６から単一光パルスからなる出力光信号３７を得ることができる。

また、光送信器１０において、光フィルタ１４の透過特性として、ｎ次（ｎは正数）のガウス関数で近似される透過特性を用いてもよい。 ガウス関数のスペクトルのフーリエ変換がガウス関数の波形になることから、ガウス型透過特性を持つ光フィルタを用いれば、伝送特性に優れたガウス型の波形を持つ出力光信号３７を得ることが可能となる。

また、光送信器１０において、光フィルタ１４の透過スペクトル帯域幅として、ＲＺ符号の光パルス幅のフーリエ変換値よりも大きい値を用いてもよい。 これにより、出力光信号３７に必要なスペクトル成分が光フィルタ１４により削られることなく、パルス幅の拡がりのない高品質な出力光信号３７を得ることが可能となる。

なお、本実施例では、電気信号のビットレートを２５Gbits/sとしたが、これに限定されるものではない。 例えば１０Gbits/sあるいは４０Gbits/sなど、任意のビットレートについて適用可能であり、前述と同様の作用効果が得られる。 また、用いるビットレートや電気信号波形のそれぞれについて、位相補償量Δθ、遅延時間τ、光フィルタ１４の透過特性を最適化することができる。 なお、マッハツェンダ型光変調器１２のいずれかのアームに所定の位相シフタを備えることにより、電圧信号ＳｃのＤＣバイアスは任意に設定することができ、位相変調器２３は正の駆動電圧の範囲で動作させることが可能である。

［第２の実施例］
次に、図６および図７を参照して、本発明の第２の実施例にかかる光送信器について説明する。 図６は、従来の光送信器の動作を示す信号波形図である。 図７は、本発明の第２の実施例にかかる光送信器の動作を示す信号波形図である。

第１の実施例では、電気信号Ｓａおよび電気信号Ｓｃのビットレートを２５Gbits/sとした場合を例に説明した。 本実施例では、２５Gbits/sの半分以下の１０GHzとした場合の例に説明する。 この１０GHzという帯域は、セラミックスやシリコン半導体、シリコン基板上のセラミックスといった材料を用いた光変調器の現状の値である。 なお、本実施例は、位相補償量Δθや遅延時間τが異なるだけで、その構成は、第１の実施例の構成と同様であり、ここでの詳細な説明は省略する。

［従来の位相変調動作］
図６には、従来技術に相当する光送信器として、図１の位相変調器２２のみを用いて２π位相変調した場合の各部の信号波形が示されており、“１０１１”パターンのＲＺ電気信号に対する電気信号Ｓａ，Ｓｃの波形、位相変調器２２の矩形電気パルスに対する光信号３４の過渡応答波形、マッハツェンダ型光変調器１２の出力光信号３６の波形、マッハツェンダ型光変調器１２の出力光信号３６の周波数、および光フィルタ１４の出力光信号３７の波形が示されている。

この場合、位相変調器２２の応答特性は立上りおよび立下り時間は３５psecであり、図６の位相変調器２２の過渡応答特性が次の符号区間まで届いているため、２５Gbits/sの電気信号に対して帯域が不足していることがわかる。
このため、マッハツェンダ型光変調器１２から出力される２連パルスは分離されず著しい符号間干渉効果を生じるとともに、マッハツェンダ型光変調器１２の出力光信号の周波数チャープもパルス幅のフーリエ変換値の１/３から１/４以下の小さな値となる。
したがって図６の光フィルタ１４の出力光信号の波形からもわかるように、２５Gbits/s信号は符号間干渉により伝送することはできない。

［本実施形態の位相変調動作］
本実施例は、上述のように、ビットレートに対して帯域が大幅に不足している位相変調器に対しても適用することが可能であり、その帯域特性を補償し良好な変調波形と周波数チャープ特性を得ることができる。
図７には、本実施例にかかる光送信器において、位相補償量Δθを２π/３、遅延時間を１４psecとした場合の各部の信号波形が示されており、“１０１１”パターンのＲＺ電気信号に対する電気信号Ｓａ，Ｓｃの波形、位相変調器２２および位相変調器２３全体の駆動電気パルスに対する光信号３５の過渡応答波形、マッハツェンダ型光変調器１２の出力光信号３６の波形、マッハツェンダ型光変調器１２の出力光信号３６の周波数、光フィルタ１４の出力光信号３７の波形が示されている。

この図７から分かるように、位相変調器２２と位相変調器２３を用いて２段の作動駆動構成としたことにより、前述の図２と同じ原理に基づいて、出力波形と周波数チャープが改善されている。 図７の光フィルタ１４からの出力光信号３７の波形から、２５Gbits/s、さらには時間多重により高速光電気信号が得られることがわかる。

［第３の実施例］
次に、図８を参照して、本発明の第３の実施例にかかる光変調器について説明する。 図８は、本発明の第３の実施例にかかる光変調器の構成を示すブロック図である。
第１の実施例では、マッハツェンダ型光変調器１２を光送信器１０に適用した場合を例として説明した。 本実施例では、マッハツェンダ型光変調器１２を光変調器６に適用した場合について説明する。

この光変調器６は、マッハツェンダ型光変調器１２と電気遅延回路１３から構成されている。
マッハツェンダ型光変調器１２は、電気光学効果等を利用した光変調回路からなり、光パルスが時間多重された入力光信号３８を、電気信号ＣＬＫａによりマッハツェンダ型光変調方式で光強度変調および光位相変調し、電気信号ＣＬＫａと同期する時間位置の光パルスを含む出力光信号３９を分離出力する機能を有している。

第１の実施例と比較して、本実施例では、マッハツェンダ型光変調器１２に、第１の実施例でのレーザ光源１１からの入力光信号３１に代えて、光パルスが時間多重された入力光信号３８が入力されるとともに、マッハツェンダ型光変調器１２からの出力光信号３７の片側の側波帯を取り出す光フィルタ１４が省かれている。
また、電気信号Ｓａとして、第１の実施例でのＲＺ符号のデータ信号に代えて、時間分離したい所望の時間位置に同期したクロック信号からなる電気信号が用いられる。

マッハツェンダ型光変調器１２は、第１の実施例と同様に、光分岐回路２１、位相変調器（第１の位相変調器）２２、位相変調器（第２の位相変調器）２３、および光合波回路２４から構成されている。
また、これら位相変調器２２で用いられる位相変調量φ＋Δθや、位相変調器２３で用いられる位相変調量−Δθ、さらには電気遅延回路１３での遅延時間τなど、このほかの構成については、第１の実施例と同様であり、ここでの詳細な説明は省略する。

［第３の実施例の動作］
第１の実施例では、連続レーザ光からなる入力光信号３１をデータ信号からなる電気信号Ｓａの立ち上がりおよび立ち下がりタイミングで位相変調することにより、電気信号Ｓａに応じた光パルスを得ていた。 このような位相変調動作は、電気信号Ｓａの立ち上がりおよび立ち下がりタイミングで連続レーザ光からなる入力光信号３１を時間分離し、光パルスを生成する動作と捉えることができる。

本実施例は、このような構成において、入力光信号３１に代えて光パルスが時間多重された入力光信号３８を用い、電気信号Ｓａに代えてクロック信号からなる電気信号ＣＬＫａを用いている。 これにより、マッハツェンダ型光変調器１２により、電気信号ＣＬＫａの立ち上がりおよび立ち下がりタイミングで入力光信号３８の光パルスが時間分離され、出力光信号３９として出力される。

このように、本実施例は、複数の時間チャンネルが多重化された入力光信号３８を光分岐回路２１により２つに分岐し、その一方の光信号を、位相変調器（第１の位相変調器）２２により、電気信号ＣＬＫａに基づいて位相変調した後、電気信号ＣＬＫａの逆論理信号ＣＬＫｂを、位相変調器２２での過渡応答時間、または電気信号ＣＬＫａの立ち上がり時間および立ち下がり時間、より短い所定の遅延時間τだけ遅延させた電気信号ＣＬＫｃに基づいて、位相変調器（第２の位相変調器）２３により、位相変調器２２より小さくかつ逆極性で位相変調し、位相変調器２３で得られた光信号と入力光信号の他方の光信号とを光合波回路２４で合波することにより、入力光信号３８から電気信号ＣＬＫａに同期する時間チャンネルの光パルスを� �離した出力光信号３９を出力するものである。

これにより、光変調器自体の動作速度がそれほど高速でない現状のものを利用して、符号間干渉がなく、電気信号の立上りおよび立下り特性や位相変調器の過渡応答特性を補償した良好な波形で、所望の時間位置から光パルスを時間分離することができる。 したがって、高いレートでビットインターリーブされた高速大容量の光電気信号から、任意の時間チャンネルの光パルスを時間分離することができる。

［第４の実施例］
次に、図９を参照して、本発明の第４の実施例にかかる光送信装置について説明する。 図９は、本発明の第４の実施例にかかる光送信装置の構成を示すブロック図である。
本実施例では、第１または第２の実施例で説明したマッハツェンダ型光変調器１２と光フィルタ１４の出力光信号を用いて、複数の電気信号を時間多重および周波数多重する光送信装置について説明する。 ここでは、８チャンネルの異なる電気信号を多重するとともに、電気信号のビットレートを２５Gbits/s、位相変調器２２および位相変調器２３の帯域を２５GHzとした場合を例として説明する。

図９の光送信装置４Ａにおいて、レーザ光源１１からの入力光信号は光分岐回路４１により８つに分岐され、マッハツェンダ型光変調器１２Ａ〜１２Ｈへそれぞれ入力される。 マッハツェンダ型光変調器１２Ａ〜１２Ｈは、送信チャンネル１〜８に対応し、各々の送信チャンネルに対応する電気信号Ｓ１〜Ｓ８により入力光信号を符号化する。 マッハツェンダ型光変調器１２Ａ〜１２Ｈの構成は第１の実施例で説明したマッハツェンダ型光変調器１２の構成と同一である。

送信チャンネル１〜４では、マッハツェンダ型光変調器から出力される２連光パルスのうち高周波側にチャープした側波帯成分を利用する。 これら送信チャンネル１〜４では、マッハツェンダ型光変調器１２Ａ〜１２Ｄからの光信号が、光遅延回路５Ａ〜５Ｄと光合波回路４２Ａによりビットインターリーブの手法により時間多重され、光フィルタ１４Ａにより高周波側にチャープした側波帯成分が取り出される。 この光フィルタ１４Ａの構成も第１の実施例に示された光フィルタ１４との構成と同一である。

送信チャンネル５〜８では、マッハツェンダ型光変調器から出力される２連光パルスのうち低周波側にチャープした側波帯成分を利用する。 これら送信チャンネル５〜８では、マッハツェンダ型光変調器１２Ｅ〜１２Ｈからの光信号が、光遅延回路５Ｅ〜５Ｈと光合波回路４２Ｂによりビットインターリーブの手法により時間多重され、光フィルタ１４Ｂにより低周波側にチャープした側波帯成分が取り出される。 この光フィルタ１４Ｂの構成も第１の実施例に示された光フィルタ１４との構成と同一である。 なお、光フィルタ１４Ｂの中心周波数はレーザ光源１１の周波数より低周波数側へ１００GHzシフトさせてある。
この後、光フィルタ１４Ａ，１４Ｂから出力された各送信チャンネル１〜８の光信号は、光合波回路４３により周波数多重され、光ファイバ４０により受信側へ伝送される。

このように、本実施例は、光分岐回路４１により、レーザ光源１１からの入力光信号を時間チャンネルごとに分岐し、分岐された光信号に対して第１の実施例にかかるマッハツェンダ型光変調器１２Ａ〜１２Ｈを用いて、それぞれの時間チャンネルに応じた電気信号Ｓ１〜Ｓ８に基づき位相変調した後、光遅延回路５Ａ〜５Ｈにより、それぞれの時間チャンネルに応じた時間だけ遅延させ、光合波回路４２Ａ，４２Ｂで周波数チャンネルごとに合波して、光フィルタ１４Ａ，１４Ｂで出力光信号の高周波側および低周波側側波帯成分をそれぞれ取り出し、光合波回路４３で合波するものである。

これにより、位相変調器の帯域が２５GHzであっても４チャンネルの時間多重と２チャンネルの周波数多重の組合わせにより１波長の１光源で２００Gbits/sの高速大容量伝送が実現できる。 また、多重化による符号間干渉およびビート雑音発生に起因する受信レベルのペナルティも１〜２ｄＢ程度に抑制できる。

また、本実施例では、図９に示したように、光合波回路４２Ａ，４２Ｂにより、周波数チャンネルごとに時間チャンネルの光信号を合波した後、光フィルタ１４Ａ，１４Ｂで片側側波帯成分を取り出す場合を例として説明したが、これに限定されるものではない。
図１０は、本発明の第４の実施例にかかる他の光送信装置の構成を示すブロック図である。 この光送信装置４Ｂでは、各時間チャンネルの光遅延回路５Ａ〜５Ｈの後ろに、光フィルタ１５Ａ〜１５Ｈを時間チャンネルごとに設け、これら光フィルタ１５Ａ〜１５Ｈからの光信号を、光合波回路４４Ａ，４４Ｂにより、周波数チャンネルごとに時間チャンネルの光信号を合波している。

このような光合波回路４４Ａ，４４Ｂで合波する前に光フィルタ１５Ａ〜１５Ｈにより測波帯成分を取り出す構成により、レーザ光源１１の周波数付近のスペクトル成分の干渉効果を低減し、光変調器１２Ａ〜１２Ｈで与える周波数チャープ量を小さくすることが可能となる。

［第５の実施例］
次に、図１１を参照して、本発明の第５の実施例にかかる光受信装置について説明する。 図１１は、本発明の第５の実施例にかかる光受信装置の構成を示すブロック図である。
本実施例では、第１または第２の実施例で説明したマッハツェンダ型光変調器１２を用いて、複数の電気信号が時間多重および周波数多重された受信光信号から元の電気信号を出力する光受信装置について説明する。 ここでは、８チャンネルの異なる電気信号を多重するとともに、電気信号のビットレートを２５Gbits/s、位相変調器２２および位相変調器２３の帯域を２５GHzとした場合を例として説明する。

図１１の光受信装置４Ｃにおいて、光ファイバ４０からの受信光信号は、光分岐回路４６と光フィルタ１４Ｃ，１４Ｄにより周波数分離された後、光分岐回路４７Ａ，４７Ｂで各受信チャンネルの光信号に分岐される。 各受信チャンネル１〜８では、光分岐回路４７Ａ，４７Ｂで分岐された光信号が、光変調器６Ａ〜６Ｈ、および時間分離スイッチ７Ａ〜７Ｈを用いて時間分離され、受信チャンネル１〜８の電気信号Ｓ１〜Ｓ８が再生される。

ここで、光変調器６Ａ〜６Ｈは、４ビットの時間多重信号から２ビットの時間多重信号を切り出す時間分離スイッチであり、高速のスイッチ特性が必要とされる。 本実施例では、この光変調器６Ａ〜６Ｈとして、前述の図８に示した、第３の実施例にかかる光変調器６を用いる。 この場合、各光変調器６Ａ〜６Ｈに入力する電気信号ＣＬＫａとして、それぞれの時間チャンネルの時間位置に応じた電気パルスからなるクロック信号ＣＬＫ１〜ＣＬＫ８が用いられる。
時間分離スイッチ７Ａ〜７Ｈには、入力された光信号を電気信号ＣＬＫ１〜ＣＬＫ８に基づきスイッチングする機能を持つ一般的な時間分離スイッチを用いればよい。

このように、本実施例は、光分岐回路４１により入力光信号を２つに分岐した後、これら光フィルタ１４Ｃ，１４Ｄで高周波側および低周波側側波帯成分をそれぞれ取り出して周波数チャンネルごとの光信号を生成し、これを光分岐回路４７Ａ，４７Ｂで時間チャンネルごとに分岐し、分岐された光信号に対して第１の実施例にかかるマッハツェンダ型光変調器６Ａ〜６Ｈを用いて、それぞれの時間チャンネルに同期した電気信号ＣＬＫ１〜ＣＬＫ８により当該時間チャンネルを含む２連光パルスを時間分離し、さらに時間分離スイッチ７Ａ〜７Ｈにより当該時間チャンネルの光パルスのみからなる光信号をそれぞれ取り出すものである。

これにより、位相変調器の帯域が２５GHzであっても４チャンネルの時間多重と２チャンネルの周波数多重の組合わせにより１波長の１光源で２００Gbits/sの高速大容量伝送が実現できる。 また、多重化による符号間干渉およびビート雑音発生に起因する受信レベルのペナルティも１〜２ｄＢ程度に抑制できる。

また、本実施例において、光フィルタ１４Ｃ，１４Ｄからの周波数チャンネルごとの光信号を光分岐回路４７Ａ，４７Ｂで時間チャンネルごとの光信号に分岐する場合を例として説明したが、受信光信号で用いる多重方式や光パルスの時間分離方式によっては光分岐回路４７Ａ，４７Ｂを省くこともできる。 この場合、例えば、光フィルタ１４Ｃ，１４Ｄからの光信号から、マッハツェンダ型光変調器６Ａ〜６Ｈ、さらには時間分離スイッチ７Ａ〜７Ｈにより、通信チャンネルごとの光パルスを時間分離すればよい。
また、本実施例において、時間分離スイッチ７Ａ〜７Ｈとして、マッハツェンダ型や方向性結合器型の光路切替型光変調器（光スイッチ）を用いてもよい。 １つの光変調器で２つの時間チャンネルの光パルスを分離することにより、時間分離スイッチ７Ａ〜７Ｈの数は、受信チャンネル数の半分に削減することができ、光受信装置のコストダウンに貢献できる。

また、本実施例では、図１１に示したように、時間チャンネルごとに設けた光変調器６Ａ〜６Ｈと時間分離スイッチ７Ａ〜７Ｈで各時間チャンネルの光パルスを時間分離する場合を例として説明したが、これに限定されるものではない。
図１２は、本発明の第５の実施例にかかる他の光受信装置の構成を示すブロック図である。 この光受信装置４Ｄのように、各周波数チャンネルの光分岐回路４７Ａ，４７Ｂの後ろに、２つの時間チャンネルごとに１つずつ、マッハツェンダ型や方向性結合器型の光路切替型光変調器（光スイッチ）８Ａ〜８Ｄを設け、これら時間スイッチに同期するクロック信号からなる電気信号ＣＬＫ１〜ＣＬＫ８に基づき、これら光変調器８Ａ〜８Ｄで、各時間チャンネルの光パルスを時間分離するようにしてもよい。 これにより、光変調器６Ａ〜６Ｈおよび時間分離スイッチ７Ａ〜７Ｈが、受信チャンネル数の半分の数の光変調器８Ａ〜８Ｄに削減することができ、光受信装置のコストダウンやサイズダウンに貢献できる。

また、本実施例では、光変調器６Ａ〜６Ｈとして、第２の実施例で示したような、ビットレートの半分以下の帯域しかない位相変調器を用いることも可能である。 位相変調器の帯域が１０GHzの場合は、前述した図７からわかるように、時間多重は２チャンネルが限界であるが、２チャンネルの周波数多重の組合わせにより１波長で１００Gbits/sの伝送、すなわち位相変調器の帯域の１０倍の高速大容量光伝送を実現することができる。

光変調器８Ａ〜８Ｄとして差動駆動型マッハツェンダ型光変調器を用い、その位相変調量として、所望の光強度に応じた位相変調量より大きい位相変調量を用いてもよい。 通常、動作速度がそれほど高速でない光変調器を高いビットレートで駆動した場合、その位相変調器の過渡応答特性が次の符号区間まで届くような現象が発生する。 しかしながら、光受信装置で時間分離スイッチとして用いる場合は固定パターンであるクロック信号で駆動するためパターン効果は現れない。 したがって、このような位相変調器で、所望の光強度に応じた位相変調量より大きい位相変調量を用いた場合、前述した本発明の位相変調方式の原理（図２参照）と同様にして、位相変調器での位相変調波形がより急峻に変化するため、動作速度がそれほど高速でない光変調器でも、高速大容量の光伝送を行う光受信装置の時間分離スイッチに用いることができ、光送信装置のコストダウンに貢献できる。