基于三端双向可控硅开关调光器的占空因子探测 |
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| 申请号 | CN201180053471.3 | 申请日 | 2011-11-02 | 公开(公告)号 | CN103190062B | 公开(公告)日 | 2016-08-31 |
| 申请人 | 皇家飞利浦有限公司; | 发明人 | 埃里克·金; 约翰·L·梅安森; | ||||
| 摘要 | 一种用于从可控 硅 控制调光器操作高效照明装置的电源 电路 ，通过周期性地探测该调光器的输出端来确定调光值，即调光器的输出端的占空因子。在探测在调光器的开启时刻开始并且持续直到已经收集足够的信息来正确地预测给调光器的输入端供电的AC线路 电压 的下一个过零时刻的时间间隔期间，在调光器的输出端上施加最小的电导。调光值从在预测过零时刻和调光器的下一个开启时刻之间的时间间隔确定。可以在AC线路 频率 的奇数半周期的间隔执行该探测以便DC偏差引入到调光器的内部定时电路中。AC线路频率也可以从在预测过零时刻之间的时间间隔确定。 | ||||||
| 权利要求 | 1.一种确定晶闸管开关调光器的调光控制值的方法，所述方法包括： |
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| 说明书全文 | 基于三端双向可控硅开关调光器的占空因子探测技术领域[0001] 本发明总体上涉及照明装置电源，如包括在可调光发光二极管灯中的那些电源，并且更特别地涉及一种在给高效照明装置供电时提供基于三端双向可控硅开关（triac-based）调光器的占空因子的正确测量的照明装置电源。 [0002] 发明背景 [0004] 具体地，在可调光高效更换灯泡中，照明装置的低能量要求难以使典型的基于晶闸管的调光器正常运行，因为实现典型调光的晶闸管电路是设计用于与需要以典型高效照明装置要求的电流的10倍的级别的负载一起操作。因此，可调光高效更换照明装置电路必须确保调光器与照明装置关联地正确操作，即，提供足够的能量，并且提供所需的调光电平指示，以便可以执行照明装置的调光。 [0005] 因此，期望可以提供一种可调光高效照明装置电源电路，该电路提供基于三端双向可控硅开关调光器电路的正确操作并且也提供正确的调光水平。 发明内容[0006] 本发明实施在一种用于从晶闸管控制（thyristor-controlled）的调光器供应电力给高效照明装置的电路、一种包括该电源电路的IC以及一种操作该电源电路的方法。 [0007] 所述电源电路包括从所述调光器的开启时刻起直到已经收集最够的信息来正确地预测给调光器供电的AC电力线的下一个过零时刻探测所述调光器的输出端的电路。所述调光值从在所述调光器的预测过零时间和下一个开启时刻之间的时间来确定。所述AC电力线的频率可以从在所述预测过零时刻之间的时间间隔来确定。可以立即执行所述探测以便在所述AC电力线的大多数周期期间，不激活在所述调光器中的三端双向可控硅开关，以提高效率。 附图说明[0009] 图1为描述根据本发明的一个实施例的照明电路的方框图。 [0011] 图3为根据本发明的另一个实施例的照明电路的简化示意图。 [0012] 图4A-4B为根据本发明的替代实施例可以使用在电路中的过零确定电路的方框图。 [0013] 图5为示出在根据本发明的实施例的照明电路内的信号的信号波形图。 具体实施方式[0014] 本发明包括用于给照明装置供电以及控制照明装置的电路和方法。在具体实施例中，成串的发光二极管（LED）包装来取代白炽灯，并且根据从给更换照明装置供电的晶闸管控制的调光器的操作确定的调光值改变供应到LED串的能量，以便实现调光操作。本发明通过周期性地或间歇性地探测调光器的输出端有效地实现了调光操作，同时仍然正确地确定调光器的调光设置，即调光值。调光值需要被用来确定供应到LED串的电流量并且必须首先被确定并且当调光设置值发生改变时而被追踪。此外，期望周期性地保证已经正确地估计了调光值，以便减少或消除误差和漂移。通过施加确保在调光器中的定时电路正确操作的阻抗电平，即阻抗小于或等于使调光器电路保持在正确操作中的特定值，同时确定从调光器输出端的前沿延伸到提供电力给调光器的AC电源的预测过零时刻的时间间隔，来执行探测。探测可以延伸跨过AC电源的有效半周期，或者可以只要已经收集足够的信息来正确地预测过零时刻就结束。可以在AC电源的奇数半周期的间隔执行周期性探测，以便消除从在调光器的时序电路中累积任何DC偏差。 [0015] 现在参照图1中，示出了根据本发明的一个实施例的照明电路。AC电力线路源6通过基于例如设计为与具有消耗功率为40瓦或更大的白炽灯泡一起操作的基于三端双向可控硅开关调光器8提供AC线路电压Vline到更换照明装置10。更换照明装置10使用发光二极管LEDA、LEDB来供应光，其可以是如图所示的串联连接LED串。因为即使使用LED的100W高效更换灯泡也只消耗13瓦的功率，所以LED更换灯的电流水平将低于通过规定的最小功率白炽灯泡传导的电流水平的1/3，并且可以是低至该电流的1/10。因此，由于在基于三端双向可控硅开关(triac-based)调光器8导通时通过三端双向可控硅开关传导的电流减少，在基于三端双向可控硅开关调光器8中的三端双向可控硅开关可能无法正确地触发。在更换照明装置10中，基于三端双向可控硅开关调光器8的调光值从整流调光器输出电压Vdim的切正弦波的宽度确定，并且然后被用来控制施加到发光二极管LEDA、LEDB的电流的幅度。因此，获得正确的调光值依赖于在基于三端双向可控硅开关调光器8中的定时电路，该定时电路正确地确定整流调光器输出电压Vdim的切正弦波的前沿的时序位置至少直到正确地确定AC线路电压Vline的下一个过零时刻。 [0016] 在描述基于三端双向可控硅开关调光器8的方框中，示出了模型等效电路，其可用于描述在实际基于三端双向可控硅开关调光器中的三端双向可控硅开关和定时电路的操作。开关g表示三端双向可控硅开关本身的操作，它交替传导在AC电力线路源6和更换照明装置10之间的电流Iin。最初，当开关g打开时，EMI电容器CE和由定时电阻RT和定时电容CT形成的定时电路通过基于三端双向可控硅开关调光器8的输出端施加的负载充电，其在普通的操作通常是40瓦或更大功耗的白炽灯泡。一旦电容器CT被充电到阈值电压的幅度，开关g关闭（即，触发三端双向可控硅开关的栅极）并且通过电感器LE提供AC线路电压Vline到基于三端双向可控硅开关调光器的输出端，其提供用于EMI滤波并且减少灯的嗡嗡声（在白炽灯的灯丝中的噪音）。一旦开关g关闭，开关g保持关闭状态（即，三端双向可控硅开关继续传导），直到通过基于三端双向可控硅开关调光器8传导的电流Iin的幅度下降到低于三端双向可控硅开关的保持电流。但是，如果不足够低阻抗的负载连接到三端双向可控硅开关的输出端，那么已经被倒入电感LE的来自电容器CE的所存储能量将返回到电容器CE，因为电容器CE和电感器LE的并联组合将开始振荡。当通过电感器LE的电流低于三端双向可控硅开关的保持电流，三端双向可控硅开关将关闭。 [0017] 为了防止基于三端双向可控硅开关调光器8的上述误触发，例如过早关闭，更换照明装置10包括动态阻抗控制电路16，其施加足够以防止重新触发在基于三端双向可控硅开关调光器8的三端双向可控硅开关的阻尼阻抗电平。前沿检测器18检测由基于三端双向可控硅开关调光器8的开启事件导致的整流调光器输出电压Vdim的上升并且使控制信号triac on有效，响应于该信号动态阻抗控制电路16通过阻尼由电容器CE和电感器LE组成的谐振电路施加足够低的阻尼阻抗电平以防止重新触发在基于三端双向可控硅开关调光器8的三端双向可控硅开关。在更换照明装置10的输入端处的阻抗保持在或低于所需的阻尼阻抗电平，直到已经经过预定时间周期。针对更换照明装置必须利用其操作的基于三端双向可控硅开关调光器8的设计范围和存在于更换照明装置10中的电路情况，确定预定时间周期，但在持续时间方面总体上在200μS的级别。必要的阻尼阻抗电平随着具体三端双向可控硅开关的设计而变化，但通常为在100欧姆到1千欧姆之间。在预定时间周期已经过去之后，更换照明装置10只需要汲取足够的电流以将基于三端双向可控硅开关调光器保持在导通状态下，同时正在转移对于该周期供应发光二极管LEDA、LEDB所需要的能量。维持导通状态所需的最小电流是在基于三端双向可控硅开关调光器8中的具体三端双向可控硅开关的保持电流，这通常是在25和70毫安之间。在能量转移之后，更换照明装置10然后进入高阻抗状态，禁用开关功率变换器12以便由于激活的开关功率变换器12，通过在相应三端双向可控硅开关输出周期已经终止的AC线路电压Vline的半周期的任何剩余部分期间将电容器CT重新充电到触发阈值，阻抗的突然变化不触发基于三端双向可控硅开关调光器8。 [0018] 为了确保基于三端双向可控硅开关调光器8的输出端的下一个前沿发生在正确的时刻，必须确保由电容器CT和电阻RT形成的定时器电路的正确操作。在该时刻下一个过零AC线电压Vline发生，并且从该时刻起直到基于三端双向可控硅开关调光器8导通，必须在更换照明装置10的输入端提供用于给定时电容CT充电的输入电流Iin的路径。另外，存在于基于三端双向可控硅开关调光器8的输出端的阻抗必须足够低，以便不会产生在更换照明装置10的输入端上的电压降，其将大大影响触发三端双向可控硅开关的触发点，例如，开关g关闭的时刻。为了防止上述基于三端双向可控硅开关调光器8的误动作，更换照明装置10包括通过观察调光器的输出电压Vdim预测或检测AC线电压Vline的过零时刻的过零预测电路14，并且动态阻抗控制电路16在称为“胶水间隔”的时间期间，确保从过零时刻直到前沿检测电路18检测到导通事件在更换照明装置的输入端出现本文称为“胶水”阻抗的足够低阻抗。因此，动态阻抗控制电路16通过在胶水间隔期间施加胶水阻抗，确保在基于三端双向可控硅开关调光器8中的定时电路的时序不由于在调光器的输出端存在无源低阻抗载荷，例如白纸灯泡而混乱，同时通过仅在胶水间隔期间施加胶水阻抗来避免耗散能量，在胶水间隔期间在基于三端双向可控硅开关调光器8中的三端双向可控硅开关断开。由于所述实施例从在过零时刻和在基于三端双向可控硅开关调光器8中的三端双向可控硅开关的开启时刻之间的时间周期确定基于三端双向可控硅开关调光器8的占空因子，所以必须确定过零时刻的精确估算值或测量值。 [0019] 在基于三端双向可控硅开关调光器8中的三端双向可控硅开关开启之后产生的探测时间间隔期间，另一个特定最小“探测”电导（最大探测阻抗）施加到基于三端双向可控硅开关调光器8的输出端直到精确地确定AC线电压Vline的下一个过零时刻。探测阻抗施加来确保在基于三端双向可控硅开关调光器8中的三端双向可控硅开关保持开启以及确保在基于三端双向可控硅开关调光器8中的定时电路继续精确地操作。探测时间间隔可以总头到尾延伸到过零时刻，或者可以在实现精确预测时终止，其大体上是在AC线电压Vline的峰值之后，以便通过知晓基于三端双向可控硅开关调光器8的前沿产生在AC线电压Vline的峰值的哪一侧来分辨由于在前沿处的相同电压在调光器占空因子的不同值之间的任何含糊不清。通过测量在由前沿检测器18使控制信号triac on有效和由过零检测器使控制信号zero有效之间的时间间隔，调光值估算器15确定用于控制供应到发光二极管的LEDA、LEDB的电流的调光值，其是基于三端双向可控硅开关调光器8的占空因子的直接测量值。动态阻抗控制电路16可以是可控电流吸收器，具有串联连接开关晶体管的电阻器，或者用于分流经过输入端IN的电流的其他合适电路，或者开关功率变换器12可以设计来在操作期间提供最小电导电平，并且受控以便在探测时间间隔期间满足最小电导电平。确保正确时序需要的胶水阻抗大体上是基本等于100欧姆或更小的阻抗，其表示小于或等于0.01姆欧的电导。该电导，如果在基于三端双向可控硅开关调光器的有效相位期间存在于调光器输出端上，将需要由100W灯泡产生的级别的功率转移或耗散，但是由于在三端双向可控硅开关断开时施加了胶水阻抗，所以功率转移仅是操作由电容器CT和电阻RT形成的定时器电路需要的功率转移。然而，在阻尼周期（阻尼阻抗）期间由施加的最小电导电平汲取的能量和在有效周期期间由开关功率变换器12汲取的最小电流仍然可以是比操作发光二极管的LEDA、LEDB需要的能量多的能量。 [0020] 根据本发明的实施例，半周期计数器17提供在动态阻抗控制电路16中并且使用来周期性地允许开关功率变换器12操作，以便开关功率变换器12的操作与在基于三端双向可控硅开关调光器8中的三端双向可控硅开关的开启时刻一致，但以便跳过基于三端双向可控硅开关调光器8的有效周期，除了当需要探测基于三端双向可控硅开关调光器8以正确地检测AC线电压Vline的过零时刻，并且以操作开关功率变换器12来转移足够的能量操作发光二极管的LEDA、LEDB。仍然从预测过零时刻施加胶水阻抗直到基于三端双向可控硅开关调光器8的开启时刻以便在停止时间期间基于三端双向可控硅开关调光器的内部电路将继续正确地操作。动态阻抗控制电路16产生控制信号run，其在如果需要能量转移时允许开关功率变换器12开始能量转移。动态阻抗控制电路16还产生控制信号probe，其要求开关功率变换器12在基于三端双向可控硅开关调光器8的输出端提供最小电导电平，以便提供探测周期来精确地确定基于三端双向可控硅开关调光器8的占空因子的时序。为了防止在基于三端双向可控硅开关调光器8的定时电路中累积DC偏差，在AC线电压Vline的奇数半周期的时间间隔处产生控制信号probe，以便在极性交替变化的半周期期间开关功率变换器12将从基于三端双向可控硅开关调光器8汲取大部分的能量，在控制信号run的后续产生期间对转移的任何剩余需求应该具有净零效应，因为在控制信号run的后续时间间隔中任何一致操作模式也将被施加到相反极性的半周期。在本发明的一些实施例中，更换照明装置10设计为，当产生控制信号run时开关功率变换器12将总是操作。在本发明的其他实施例中，控制信号run仅允许开关功率变换器12必要时操作以装满在开关功率变换器中的能量存储器。并且，动态阻抗控制电路16可以激励附加负载来提供阻尼和/或探测阻抗，或者开关功率变换器12可以设计为总是提供不比由最大阻抗阻抗电平提供的电导小的电导。替代地，开关功率变换器12可以具有非均匀能量转移特性以便在阻尼时间周期比在有效时间周期期间汲取更多的能量。 [0021] 现在参考图2，参考AC线电压Vline的周期和整流调光器输出电压Vdim的切正弦波示出更换照明装置10的操作的各个阶段。在紧随在时刻ton的三端双向可控硅开关导通事件之后的预定时间周期tdamp期间，例如100μS，当前沿检测器18检测到三端双向可控硅开关导通事件并且产生控制信号triac on时，通过动态阻抗控制16的操作提供阻尼阻抗电平。阻尼阻抗的至少一部分可通过刚好在时刻ton之后开始的时间周期tactive期间操作的开关功率变换器12的操作来提供。在所描述的实施例中，控制信号run被提供给开关功率变换器12，以给开关功率变换器12指示什么时候开始能量转移周期，以及该周期可能会延长多长时间，即，有效周期的最大持续时间是控制信号run的高状态脉冲的持续时间。控制信号run与控制信号probe一起在时刻ton产生，以要求开关功率变换器12在基于三端双向可控硅开关调光器的输出端提供最大电导，以便可以探测基于三端双向可控硅开关调光器的占空因子。一旦已经避免三端双向可控硅开关的谐振重触发的可能性，例如，在与导通事件相关联的能量被消耗或者存储用于操作发光二极管LEDA、LEDB之后，同时开关功率变换器12仍然需要用于AC线路电压Vline的当前周期的能量，那么由开关功率变换器12执行能量的转移，并且在有效时间周期tprobe的整个其余部分通过基于三端双向可控硅开关调光器8的电流保持在基于三端双向可控硅开关调光器8中的三端双向可控硅开关所要求的保持电流的电平处或以上。在时刻txfrc能量转移完成后，在空闲时间间隔Tidle期间更换照明装置10的输入端端进入高阻抗状态并且在基于三端双向可控硅开关调光器8中的三端双向可控硅开关断开。 然后，一旦过零预测电路14通过施加控制信号zero指示，产生AC线路电压Vline的过零，那么动态阻抗控制16在基于三端双向可控硅开关调光器8的输出端施加胶水阻抗，以便在基于三端双向可控硅开关调光器8中由电容器CT和电阻RT形成的定时器电路将正常充电，并在正确时刻Ton2产生调光器输出电压Vdim的下一个前沿。在时刻Ton2，不产生控制信号probe，并且所以根据需要仅在每次产生控制信号run直到时刻Ton10执行能量转移，在时刻Ton10，在之前产生控制信号probe之后再次在AC线路电压Vline的第九半周期上产生控制信号probe。过零预测电路14使用模拟技术，如多阈值比较器来触发波形发生器，例如，提供了一个非常接近的近似正弦波波形形状的抛物线波形发生器，或数字技术，例如模拟数字转换器（ADC），其具有可以从整流器输出电压Vdim的切正弦波波形形状推导过零位置的处理模块。可以使用相对简单的电路来实现过零预测电路14，因为即使是非常低分辨率的ADC也可以使用来预测过零位置并且产生控制信号zero。通过执行与整流调光器输出电压Vdim及基准计时器时钟输出的相位比较，锁相环（PLL）替代地可以使用来预测过零位置。使用PLL也可以给半周期计数器17的操作和AC线路电压Vline的频率的测量提供一致的时基。 [0022] 现在参考图3，示出根据本发明的一个实施例的照明电路30。图3的电路提供来示出可使用来实现分别如图1所示的开关功率变换器12的两级开关功率变换器的细节。调光器的输出端提供给桥式整流器41，其产生整流调光器输出电压Vdim。电容器CRECT提供较高频率开关元件的滤波，其由电感器L1、开关晶体管N1、二极管D1和电容器CLINK实现的降压输入级产生。电阻器R1提供通过晶体管N2提供的初级电流的电流检测。集成电路40从第一级控制器44A提供晶体管N1的控制并且从提供第二级控制器44B进一步控制反激式变换器级，第二级控制器44B响应于从电流检测电路46提供的反馈来切换晶体管N2通过变压器T1提供电流。第二级控制器提供有关能源需求的信息给动态阻抗控制电路16，其提供控制指示给第一级控制器44A以动态控制在接收桥式整流器41的输出端的输入端子处提供的阻抗，从而控制提供到基于三端双向可控硅开关调光器8的输出端的阻抗。过零预测器14、前沿检测器18和调光值估算器15如上参考图1所述来操作。可以通过次级开关电路48给发光二极管LEDA、LEDB供电，次级开关电路48交替施加在LED串之间的次级电流，LED串可以是不同的颜色以便提供随着调光值dim并且在其他控制输入信号调节下改变的颜色配置。第一级控制器44A由如上所述的控制信号run和控制信号probe激活。 [0023] 现在参考图4A，示出了也可以在本发明的上述实施例中采用的过零检测电路14A。迟滞比较器K1检测什么时候整流调光器输出电压VDIM超过阈值电压Vth，并且一次冲击54A和 54B产生由逻辑或门OR1组合的脉冲，以在每个AC线电压Vline的每个过零处提供一个脉冲。 平均计算电路56，例如数字处理模块或PLL，包括来从整流调光器输出电压VDIM重建输入AC线电压路电压Vline，其可以通过如在2010年8月17提交的、名称为“调光器输出仿真（DIMMER OUTPUT EMULATION）”的美国专利申请序列号No.12/858,164所述的插值和/或其他技术来完成，其在此通过参考并入本文。过零预测电路14A的输出是在AC线电压路电压Vline的每个半周期的末端处产生的脉冲，并且给上面所述电路的其中一个指示什么时候在基于三端双向可控硅开关调光器电路8的输出端处施加胶水阻抗或电流电平。 [0024] 现在参考图4B，示出了也可以在本发明的上述实施例中采用的过零预测电路。ADC50提供输入给抛物线近似逻辑电路52，其根据AC线电压路电压Vline的过零预测位置产生控制信号zero。ADC50可以由一对比较器替代，并且抛物线近似逻辑电路52可以由从整流调光器输出电压Vdim的切正弦波变形分段逼近来逼近AC线电压路电压Vline的波形的模拟电路替代。 [0025] 现在参考图5，在本发明的上述实施例中的信号示出在信号波形图中。在时刻t1，整流调光器输出电压Vdim的前沿指示三端双向可控硅开关导通事件，并且对于时间周期tactive，能量被从图1的基于三端双向可控硅开关调光器8的输出端汲取。电流波形Iin1相应于在时刻t1和t2之间的时间间隔期间由图1的更换照明装置10汲取的输入电流，其具有基本恒定常数值。在电流波形Iin1中的过渡不可以太突然，或者EMI电感LE和EMI电容器CE的振荡会导致三端双向可控硅开关在错误的时刻关闭。电压波形Vlink相应于在图3所示的电路中的第一级控制器44A的输出。在时刻t3，连结电压Vlink已经下降到连结阈值电压Vlmin以下，并且在时刻t4，在之前探测周期之后下一个奇数半周期开始，所以第一级控制器44A再次被激励来给电容器CLINK充电。根据本发明的替代实施例，如由在控制信号run中的虚线所示，在交替极性的特定数目半周期之前的半周期，在此期间产生控制信号probe，可以使用来用于第一级控制器44A的操作。另外，一旦要求在LED的LEDA、LEDB需要的实际功率与基于三端双向可控硅开关调光器8期望的功率水平之间的恰当关系，可以采用例如如上示出的第九半周期方案的固定关系，其适用于汲取由普通白炽灯泡消耗的功率的大约11%的照明装置。 [0026] 虽然已经具体地示出并参照其中的优选实施例描述了本发明，但是本领域的技术人员应当理解，在不脱离本发明的精神和范围的情况下，可以在形式上和细节上对前述和其它作出改变。 |
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