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피크 주파수 검출장치, 방법 및 프로그램을 기록한 컴퓨터로 판독 가능한 기록 매체{PEAK FREQUENCY DETECTION DEVICE, METHOD, AND PROGRAM}
본 발명은, 파워 스펙트럼이 최대가 되는 피크 주파수의 검출장치, 방법 및 프로그램에 관한 것이다.
고속 푸리에 변환(Fast Fourier Transform, FFT)의 시간 창길이를 T o (s), 샘플링 주파수를 f s (Hz), 샘플링 수를 N(N은 2의 멱승의 정수)으로 하면, [수1] T o =N/f s 의 관계가 있다. 시간 창길이의 역수 f o (Hz)는 주파수 분해능이라 불리며, [수2] f o =1/T o 이 된다. 신호파를 FFT로 주파수 해석을 하는 경우, 시간 창길이는 신호파의 시간 길이, 주파수 분해능은 신호파 주파수의 최소 분해능, 즉 주파수의 검출 정도가 된다. 이하, 시간 창길이를 「FFT에 거는 신호파의 분리 시간」, 「FFT에 거는 신호파의 시간」 등으로 말한다. ［수2］식이 의미하는 것은 FFT의 시간 창길이와 주파수 분해능은 상반 관계에 있다는 것이다. 이 상반 관계는 주파수 분해능이 작은 주파수의 영역에서 영향이 현저하게 된다. 예를 들면, 0.01(Hz)의 주파수 분해능이 필요하면, 그 역수인 100(s) 사이의 신호파를 FFT에 걸지 않으면 안 된다. 또, FFT에 거는 신호파의 시간이 0.01(s)이면, 그 역수인 100(Hz)의 주파수 분해능 밖에 얻을 수 없다. 이 상반 관계는, FFT를 이용하는데 있어서 제약이 되는 일이 있어, 상반 관계의 제약을 회피할 수 있는 여러 가지 연구가 이루어져 왔다. 예를 들면, 수신한 신호파를 FFT에 걸어 주파수 영역에 나타나는 스펙트럼을 구성하는 피크 주파수를 구하는데 있어, 시간 창길이 T o 를, 미리 결정한 값에 고정해, 수신한 신호파로부터 T o 간격으로 서로 중복하지 않게 늦추면서 분리한 복수의 기간의 각각에 대해 FFT를 적용해(즉, 복수 회에 걸쳐서 FFT를 적용해), 구한 복수의 피크 주파수를 평균화하는 방법을 생각할 수 있다. 이 방법에서는, 1회의 FFT로 구할 수 있는 주파수 분해능 f o 보다도 높은 분해능(세세한 주파수 간격)으로 피크 주파수를 계산할 수도 있다. 그러나 FFT의 조작 회수를 늘리면 FFT에 걸친 신호파의 분리 시간이 그 회수만큼 길어진다는 문제가 있다. 또한, 디지털 데이터 열에 FFT를 적용하면, FFT에 제공한 샘플수 N에 대해, 0에서 N-1까지의 일정한 주파수 간격(주파수 분해능(f o )과 같다)에서의 진폭의 값이 주어지는 파워 스펙트럼을 얻을 수 있다. 이러한 파워 스펙트럼 중 최대치의 파워 스펙트럼에 대응하는 주파수를 피크 주파수라고 부른다. 최대치의 파워 스펙트럼은, 공지의 방법에 따르면, 예를 들면, 1에서 N/2까지의 파워 스펙트럼을 1개씩 비교해 나가면 특정할 수 있다. 이때, p의 점에서 파워 스펙트럼이 최대이면, 피크 주파수 f pk 는 f pk =p×f o 가 된다. 특허 문헌 1에는, 주파수 분해능이 12(Hz) 이하, FFT에 걸친 신호파의 분리 시간이 10(ms)(수중의 위치 분해능 7.5m에 상당) 이하를 동시에 만족하는 피크 주파수를 구하는 방법이 설명되어 있다(같은 문헌의［0023］~［0026］, ［0089］~［0090］참조. 또한［0097］이후의 수치예에서는, 입력 신호파로부터의 분리 시간이 5(ms)로 변해있지만, 이유는 불명하다.). 주파수 분해능 12(Hz)를 우선하면, ［수2］식으로부터, 분리 시간은 1/12(Hz)=83.3(ms)가 된다. 한편, FFT를 적용하는 경우에는 그 샘플수 N은 2의 멱승인 것이 요청되므로, 같은 문헌에서는, 신호 분리 시간을 N=1024에 상당하는 102.4(ms)로 하고 있다(같은 문헌의［0055］참조). FFT에 거는 입력 신호파의 분리 시간을 102.4(ms)로 하기 위해서는, 실제의 데이터를 얻을 수 있는 시간 5(ms)로는 부족하기 때문에, 부족분의 102.4－5=97.4(ms) 사이의 부분에 제로치 데이터를 부가해, 이 제로치 데이터를 더해 얻은 데이터 열(시간 길이 102.4(ms)의 부분)을 FFT에 걸어, 피크 주파수를 구하고 있다(같은 문헌의［0103］참조). 같은 문헌에 기재된 방법에서는, FFT에 거는 데이터 열 안에 포함되는 유효 데이터 열은, 전체의 약 1/10(같은 문헌［0103］에 의하면, 약 1/20)에 지나지 않으므로, 입력 신호파가 아날로그 신호파 일때 일반적으로 적용되는 A/D 변환을 해 얻을 수 있는 디지탈 신호파에 거는 디지털 밴드패스필터(같은 문헌의 도 7에서는, 디지털 BPF 62)를, 차수를 높이고 또한 협대역으로 하면, 디지털 밴드패스필터 통과 후의 신호가 무디어져, 한층 더 유효 데이터수가 줄어들기 때문에, 디지털 밴드패스필터의 필터 특성을 완만하게 해야 한다. 즉, 같은 문헌에는, 시간 길이가 짧은 입력 신호파의 경우의 외란 노이즈에 의한 부정적인 영향을 회피하는 것이 곤란해진다는 잠재적인 과제는 조금도 인식되어 있지 않으며, 따라서, 그러한 잠재적인 과제 해결의 수단에 대해서는 아무런 시사나 교시도 이루어지지 않았다. 또, 같은 문헌의 경우, FFT에 거는 디지탈 신호파(디지털 데이터 열)중에는, FFT를 적용할 때에 요청되는 시간 창길이의 약 1/10(혹은, 약 1/20)의 길이 부분 밖에 실제의 데이터는 존재하지 않기 때문에, 많은 파워 스펙트럼이 발생하지 않을 수 없다. FFT를 적용하는 실제의 신호파에 외란 노이즈가 포함되어 있는 경우에는, 피크 주파수의 주변에 한층 더 여분의 스펙트럼이 나타나게 되므로, 피크 주파수를 특정하는 것이 곤란하게 될 가능성이 있다. 이와 같이, 입력 신호의 피크 주파수를 구하는데 있어서, 상반 관계의 제약을 회피하기 위해 여러 가지의 시도가 되고 있지만, 일반적인 해결 방법에는 아직도 도달하지 않았다. 특허 문헌 (특허문헌 1) 일본 특개공보 제2012-247302호
본 발명의 목적은, FFT에 의한 주파수 해석 시에 제약이 되는 주파수 분해능(f o )과 시간 창길이(T o ) 사이의 f o =1/T o 라고 하는 상반 관계를 회피해, 소정의 주파수 분해능과 소정의 시간 창길이를 가지며 신호파의 피크 주파수의 검출을 가능하게 하는 장치, 방법 및 프로그램을 제공함에 있다.
(1) 상기 목적을 달성하기 위한 피크 주파수 검출장치는, 소정의 주파수대역 (f cl ~ f ch )에 있어서 파워 스펙트럼이 최대가 되는 피크 주파수를 검출하는 피크 주파수 검출장치이며, 디지털 데이터 열의 각 요소를 n승(n은 2 이상의 정수) 하는 n승 부와 샘플링 주파수 f s 와 주파수 분해능ｆ tg 와 시간 창길이 Ｔ tg 에 따라 정해지는 N(N은 2의 멱승의 정수)개의 n승 된 샘플링 주파수 f s 의 디지털 데이터 열에 대해서 고속 푸리에 변환을 실시하여 얻을 수 있는 파워 스펙트럼의 최대치에 대응하는 주파수를 가상 피크 주파수로서 도출하는 FFT부와, 상기 가상 피크 주파수를 1/n배 한 값을 디지털 데이터 열의 피크 주파수로서 출력하는 1/n배 부를 구비하며, n≥1/(ｆ tg ×Ｔ tg ), f s /(n×ｆ tg )≤N≤f s ×Ｔ tg , f s ＞2×n×f ch 를 만족시킨다. 한편, 본 명세서에 있어서, f cl ~ f ch 는 f cl 이상 f ch 이하를 의미하는 것으로 한다. 주파수 해석의 대상이 되는 신호파 y가, 단일의 주파수 f(Hz)를 가지는 [수3]식으로 나타내는 사인(sin) 함수라고 가정하면, y의 n승(n은 2 이상의 양의 정수)은［수4］식 및［수5］식으로 나타내진다. ［수4］식에서 n은 홀수이며,［수5］식에서 n은 짝수이다. [수3] y=sin(2πft) [수4] [수5] ［수4］식 및［수5］식은, y를 n승(n=2, 3, 4, …) 하면, n이 홀수인지 짝수인지에 상관없이, 주파수 성분 n×f, (n－2)×f, (n－4)×f, … 가 나타나는 것을 보여주고 있다. 따라서, y=sin(2πft)를 n승 하고, 그 n승 하여 얻을 수 있던 신호파로부터, 주파수 성분(n×f)의 신호파를 솎아내 그 신호파의 피크 주파수를 구할 수 있으며, 구해진 주파수를 1/n배 하면, 그것이 원래의 신호파의 주파수 f에 대응하는 것을 이해할 수 있다. 도 1은 이 관계를 모식적으로 나타낸다. 여기서, 주파수 해석에 사용하는 FFT의 샘플링 주파수를 fs, 샘플수를 N으로 한다. y=sin(2πft)를 이 FFT에 걸어 피크 주파수를 구하면, 이것이 f의 계산치이며, 그 때의 주파수 분해능 f o 는, [수6] f o =f s /N 이 된다. 여기서, 주파수 성분이 (n×f)인 sin함수 ｙ n =sin(2πnft)에 대해서, y의 피크 주파수를 구했을 때와 같은 값의 f s 와 N을 갖는 FFT에 걸어 피크 주파수를 구하면, 구한 ｙ n 의 주파수 f n '는, (n×f)의 계산치가 된다. 여기서 주목해야 할 것은, 이 ｙ n 의 주파수 f n '는, ｙ에 대한 주파수 분해능과 같은 주파수 분해능 f o 에서 구할 수 있었다는 점이다. 즉, f n '의 주파수 분해능도 f o 이다. 따라서, f n '를 1/n배를 한 f n '/n는 ｙ의 주파수 f를 주파수 분해능 f o /n에서 구한 것이 된다. 따라서, ｙ의 주파수 f를 직접 FFT에 걸어서 구했을 때의 주파수 분해능을 f o , 시간 창길이를 T o 로 하고, ｙ의 주파수 f를 ｙ n 로부터 구했을 때의 주파수 분해능을 f n , 시간 창길이를 T n 이라 하면, [수7] ｆ ｎ = ｆ ０ ／ｎ (n은 2 이상의 정수) [수8] Ｔ ｎ = Ｔ ０ 이며, [수9] ｆ ｎ ×Ｔ ｎ ＝（ｆ ０ ／ｎ）×Ｔ ０ ＝１／ｎ〈１ (n은 2 이상의 정수) 의 관계가 성립한다. ［수9］식에 대해서, n=2, 3, 4 인 때와, 멱승을 하지 않을 때의 f o × T o = 1의 그래프를 도 2에 나타낸다. 주파수 분해능 ｆ tg 는 원래의 신호파의 피크 주파수를 구함에 있어 사용자가 희망하는 피크 주파수의 주파수 분해능이고, 시간 창길이 Ｔ tg 는 사용자가 희망하는 FFT의 시간 창길이이며, ｆ tg 와 Ｔ tg 와는 독립적으로 정할 수 있다. 즉, 본 발명은, 원래의 신호파의 피크 주파수를, 이하의 조건을 만족시키며 계산하는 방법이다. . 피크 주파수의 주파수 분해능 f n ≤ｆ tg . FFT의 시간 창길이 T n ≤ Ｔ tg 따라서,［수9］식으로부터, [수10] ｆ ｎ ×Ｔ ｎ ＝１／ｎ ≤ ｆ ｔｇ ×Ｔ ｔｇ 를 만족시켜야 한다. 즉, 승수 n은, [수11] ｎ ≥ １／（ｆ ｔｇ ×Ｔ ｔｇ ） 를 만족시켜야 한다. 또한, n은 2의 멱승, 2, 4, 8, 16, 32, … 에 제한되지 않고, 2 이상의 정수로부터 선택하면 되므로, 용도에 따라서 필요하고 충분한 최적인 값을 선택할 수 있다. 즉, 본 발명에 의하면, FFT에 의한 주파수 해석 시에 제약이 되는 주파수 분해능(f o )과 시간 창길이(T O )와의 사이에 있는 ｆ ０ ＝１／Ｔ ０ 라고 하는 상반 관계를 회피해, 소망의 주파수 분해능과 시간 창길이를 가지고, 신호파의 피크 주파수를 검출하는 것이 가능하게 된다. 구체적으로는, ｆ tg ×Ｔ tg ＜１의 범위에 있어서도 소망의 주파수 분해능과 소망의 시간 창길이로 신호파의 피크 주파수를 검출할 수 있다. 신호파를 n승 한 후의 디지털 데이터 열을 FFT에 거는 경우의 피크 주파수의 주파수 분해능 f n , 시간 창길이 T n 에는, [수9]식에 나타낸 것처럼 ｆ ｎ ×Ｔ ｎ ＝１／ｎ 의 관계가 있고, 이것을 도시하면 도 4와 같이 된다. 이 도 4에 그려진 ｆ ｎ ×Ｔ ｎ ＝１／ｎ의 그래프에 있어서 굵은 선 부분이, ｆ tg 、Ｔ tg 의 요구를 만족하는 ｆ ｎ 、Ｔ ｎ 이 된다. ｆ ｎ ＝ｆ tg 때의 T n 을 T min 으로 하면, Ｔ ｎ 이 취할 수 있는 범위는, [수12] Ｔ ｍｉｎ ≤ Ｔ ｎ ≤ Ｔ ｔｇ 가 된다. 한편, [수13] ｆ ｔｇ ×Ｔ ｍｉｎ ＝１／ｎ Ｔ ｎ ＝Ｎ／ｆ ｓ 그러니까, [수 14] １／（ｎ×ｆ ｔｇ ）≤ Ｎ／ｆ ｓ ≤Ｔ ｔｇ 가 된다. FFT의 경우, N은 2의 멱승이 아니면 안되기 때문에, N이 취할 수 있는 범위는 ｆ ｓ ／（ｎ×ｆ tg ）≤Ｎ≤ｆ ｓ ×Ｔ tg （Ｎ은 2의; 멱승） 가 된다. 만약, N이 존재하지 않는 경우에는, N이 존재할 때까지 n을 크게 하든지, f s 를 크게 하든지, 혹은 그 양쪽 모두를 실행한다. 단, FFT의 샘플링 정리로부터, [수15] ｆ ｓ ＞２×ｎ×ｆ ｃｈ 를 만족하지 않으면 안된다. 해당하는 N이 복수 존재하는 경우에는, 어느 N을 채용해도 소망의 주파수 분해능 ｆ tg 와 소망의 시간 창길이 Ｔ tg 를 만족하고 있다. 단, N이 작은 쪽이 FFT의 계산량은 적게 되기 때문에, 통상은, [수16] ｆ ｓ ／（ｎ×ｆ ｔｇ ） 에 가장 가까운 N을 채용하는 것이 좋다. 이와 같이, f tg ×Ｔ tg ＜1의 범위에 있어서도, 소망의 주파수 분해능 ｆ tg , 시간 창길이 Ｔ tg 로 피크 주파수를 검출할 수 있는 승수 n, FFT의 샘플링 주파수 f s , FFT의 샘플수 N을 결정할 수 있다. 또한, 승수 n, f s , N의 결정 방법은, 상기의 순서에 의하지 않아도 좋다. 적당하게 수치를 적용시켜 조건을 만족할 때까지 시행 착오를 반복하거나, 간단한 프로그램을 작성해 도출하거나, 어떠한 방법을 이용해도 좋다. (2) 상기 목적을 달성하기 위한 피크 주파수 검출장치는, 상기 소정의 주파수대역에 포함되는 주파수의 디지털 데이터 열을 추출하는 제1 디지털밴드패스필터(Band Pass Filter, BPF)를 갖추고, 상기 n승 부에는 상기 제1 디지털밴드패스필터의 출력이 입력되어도 좋다. 이 구성을 채용하면, 여러 가지 주파수 성분을 포함한 신호로부터 소정의 주파수대역의 신호를 추출하기 위해서, 전 단계의 아날로그 필터를 간략화 하거나 생략할 수 있기 때문에, 회로 규모를 작게 할 수 있다. (3) 상기 목적을 달성하기 위한 피크 주파수 검출장치는, 샘플링 주파수 f is 의 디지털 데이터 열을 1/r(r는 2 이상의 정수)로 솎아내, 샘플링 주파수를 f s 로 하는 솎아내기 부를 갖고, 상기 제1 디지털밴드패스필터에는 상기 솎아내기 부의 출력이 입력되어도 좋다. 이 구성을 채용하면, 피크 주파수 검출장치에 입력되는 디지털 데이터 열의 샘플링 주파수가 f s 보다 큰 경우에도, 소망의 주파수 분해능ｆ tg , 시간 창길이Ｔ tg 로 피크 주파수를 검출할 수 있다. (4) 상기 목적을 달성하기 위한 피크 주파수 검출장치는, 수신 디지털 데이터 열을 g배 (g는 2 이상의 정수)로 보간하여, 샘플링 주파수를 f s 로 하는 보간부를 갖추고, 상기 제1 디지털밴드패스필터에는 상기 보간부의 출력이 입력되어도 좋다. 이 구성을 채용하면, 피크 주파수 검출장치에 입력되는 디지털 데이터 열의 샘플링 주파수가 f s 보다 작은 경우여도, 소망의 주파수 분해능ｆ tg , 시간 창길이Ｔ tg 로 피크 주파수를 검출할 수 있다. (5) 상기 목적을 달성하기 위한 피크 주파수 검출장치는, n승 된 N개의 상기 디지털 데이터 열로부터 제2의 주파수대역에 포함되는 디지털 데이터 열을 추출하는 제2 디지털밴드패스필터를 갖추고, 상기 FFT부에는, 상기 제2 디지털밴드패스필터에 의해서 추출된 디지털 데이터 열이 입력되어, 상기 제2의 주파수대역은 거의 ｎ×ｆ cl ~ ｎ×ｆ ch 여도 좋다. 만일 단일의 주파수 성분 밖에 갖지 않는 디지털 데이터 열이라도, n승 하면 복수의 주파수 성분을 가지게 되기 때문에, 파워 스펙트럼에 복수의 피크가 나타나지만, 검출하려고 하는 피크는, 대역 f cl ~ f ch 에 대응하는 ｎ×ｆ cl ~ ｎ×ｆ ch 로 나타난다. 따라서, ｎ×ｆ cl ~ ｎ×ｆ ch 의 성분을 추출함으로써, 소정의 주파수대역(f cl ~ f ch )에 있어서, 파워 스펙트럼이 최대가 되는 피크 주파수를 검출하는 것이 가능하게 된다. 또한, 복수의 피크 주파수로부터 검출하려고 하는 피크 주파수를 특정해 선택할 수 있는 경우에는 제2 디지털밴드패스필터를 이용하지 않아도 좋다. (6) 상기 목적을 달성하기 위한 피크 주파수 검출장치는, 상기 제2 디지털밴드패스필터로 추출된 디지털 데이터 열을 1/r (r는 2 이상의 정수)로 솎아내 샘플링 주파수를 f s 로 하는 솎아내기 부를 갖추어, 상기 FFT부에는 상기 솎아내기 부의 출력이 입력되어도 좋다. 이 구성을 채용하면, 피크 주파수 검출장치에 입력되는 디지털 데이터 열의 샘플링 주파수가 f s 보다 큰 경우라도, 소망의 주파수 분해능 ｆ tg , 시간 창길이 Ｔ tg 로 피크 주파수를 검출할 수 있다. (7) 상기 목적을 달성하기 위한 피크 주파수 검출장치에 있어서, 상기 특정의 주파수대역에 포함되는 주파수의 디지털 데이터 열을 추출하는 제1 디지털밴드패스필터와, 상기 n승 부의 출력으로부터 제2의 주파수대역에 포함되는 디지털 데이터 열을 추출하는 제2 디지털밴드패스필터를 갖추어, 상기 n승 부에는 상기 제1 디지털밴드패스필터의 출력이 입력되고, 상기 FFT부에는 상기 제2 디지털밴드패스필터의 출력이 입력되어, 상기 제2의 주파수대역은 거의 ｎ×ｆ cl ~ ｎ×ｆ ch 이어도 좋다. (8) 상기 목적을 달성하기 위한 피크 주파수 검출장치는, 상기 n승 부에 대신하여, 입력되는 디지털 데이터 열을 m ｊ 승하는 멱승부(j)(j=1, 2,…,k)와, 상기 멱승부(j)의 출력으로부터 특정의 주파수대역 f cl (j) ~ f ch (j)의 신호를 추출하는 디지털밴드패스필터(j)를 갖추는 멱승블록(j)를 k(k는 2이상의 정수) 단 갖추는 다중 멱승부를 갖추어, n = m ₁ ×m ₂ ×… ×m k f cl (j) = (m ₁ ×m ₂ ×…×m ｊ )×f cl f ch (j) = (m ₁ ×m ₂ ×…×m ｊ )×f ch 여도 좋다. 디지털 데이터 열을 멱승하는 경우 승수가 작은 만큼, 멱승함으로써 발생하는 여분의 주파수 성분을 줄일 수 있다. 여분의 주파수 성분이 적은 만큼, 디지털밴드패스필터로 여분의 주파수 성분을 제거하기 쉬워진다. 즉, 1단의 멱승부와 제2 디지털밴드패스필터로 대응할 수 있는 승수 n의 상한보다도, 멱승부와 디지털밴드패스필터를 유닛화하고 다단 구성으로 하여 대응할 수 있는 승수 n의 상한의 쪽이 크다. 따라서, 이 구성을 채용함으로써 승수로서 설정할 수 있는 n의 범위를 넓게 할 수 있다. (9) 상기 목적을 달성하기 위한 피크 주파수 검출장치는, 사용자의 지시를 받아들이는 조작부와, 상기 지시에 응한 n, f s , N의 적어도 어느 한쪽을 설정하는 파라미터설정부를 갖추어도 좋다. 이 구성을 채용함으로써, 다음 식을 만족하는 n, f s , N을 사용자가 시행착오를 반복해 설정할 필요가 없어진다. ｎ≥１／ｆ tg ×Ｔ tg ） f s ／（ｎ×f tg ）≤Ｎ≤ f s ×T tg f s ＞２×ｎ×f ch 또한, 청구항에 기재된 각 수단의 기능은, 구성 자체로 기능이 특정되는 하드웨어 자원, 프로그램에 의해 기능이 특정되는 하드웨어 자원, 또는 그것들의 조합에 의해 실현된다. 또, 이들 각 수단의 기능은 각각 물리적으로 서로 독립한 하드웨어 자원으로 실현되는 것으로 한정되지 않는다. 더욱이 본 발명은, 방법으로서도, 컴퓨터 프로그램으로서도, 컴퓨터 프로그램의 기록 매체로서도 성립한다. 물론, 그 컴퓨터 프로그램의 기록 매체는 자기 기록 매체여도 좋고, 광자기 기록 매체여도 좋으며, 향후 개발되는 어떠한 기록 매체여도 좋다.
이상 설명한 본 발명의 실시형태에 의하면, FFT에 의한 주파수 해석 시에 제약이 되는 주파수 분해능(f o )와 시간 창길이(T o )와의 사이에 있는 f o =1/T o 라고 하는 상반 관계의 문제를 회피해, 상기 소망의 주파수 분해능 ｆ tg 와 상기 소망의 시간 창길이 Ｔ tg 를 가지고, 신호파의 피크 주파수의 검출을 가능하게 할 수 있다. 수신 디지털 데이터 열의 샘플링 주파수는, 2×f ch 보다 크면 피크 주파수 계산이 가능해진다. 그리고, 근사 계산이나 커브 핏팅, 평균화 등의 처리를 필요로 하지 않기 때문에, 피크 주파수의 계산 정도의 열화는 없다. 또한, 입력 신호에 여분의 주파수대역의 성분(직류분 , 저주파분 , 고주파분)이 포함되어 있어도, S/N 비가 나빠도, 대부분 진폭이 없는 듯한 경우에서도, 제1 디지털밴드패스필터 및 제2 디지털밴드패스필터에 의해, 피크 주파수를 계산하는데 필요한 대역의 주파수 성분을 추출하기 위해, 문제없이 피크 주파수를 계산할 수 있다. 따라서, 피크 주파수 검출장치의 전단의 하드웨어의 요구사양을 내릴 수 있어, 소형화나 코스트 다운을 도모할 수 있다. 구체적으로는 예를 들면, 제1 디지털밴드패스필터의 컷오프 주파수 f ch 에 대해, 입력 신호의 샘플링 주파수가 2×f ch 보다 크면 피크 주파수를 계산할 수 있기 때문에, 전단의 아날로그 필터나 A/D 변환기 등의 하드웨어의 요구 사양을 낮출 수 있다. 또, 멱승 부로 설정하는 승수 n을 크게 설정하면 디지털 밴드패스필터의 차수를 올려 가파르게 하여, 외부 노이즈에 강하게 할 수 있다.
도 1은 본 발명의 실시형태에 따른 스펙트럼을 나타내는 그림,
도 2는 본 발명의 실시형태에 따른 그래프,
도 3은 본 발명의 실시형태에 따른 블럭도,
도 4는 본 발명의 실시형태에 따른 그래프,
도 5는 본 발명의 실시형태에 따른 스펙트럼을 나타내는 그림,
도 6은 본 발명의 실시형태에 따른 블럭도,
도 7은 본 발명의 실시형태에 따른 파형도,
도 8은 본 발명의 실시형태에 따른 블럭도,
도 9는 본 발명의 실시형태에 따른 블럭도,
도 10은 본 발명의 실시형태에 따른 블럭도,
도 11은 본 발명의 실시형태에 따른 파형도,
도 12는 본 발명의 실시형태에 따른 파형도,
도 13은 본 발명의 실시형태에 따른 블럭도,
도 14는 본 발명의 실시형태에 따른 블럭도.
도 15는 본 발명의 실시형태에 따른 블럭도,
도 16은 본 발명의 실시형태에 따른 화면 구성도이다.
이하, 본 발명의 실시의 형태를 첨부 도면을 참조하면서 설명한다. 또한, 각 그림에 있어서 대응하는 구성요소에는 동일한 부호가 첨부되어, 중복하는 설명은 생략된다. 1. 제1 실시형태 제1 실시형태에서는, 샘플링 주파수 f s 로 샘플링된 수신 디지털 데이터 열의, 하한치 f cl 과 상한치 f ch 로 정해진 주파수대역 f cl ~ f ch 에 있어서 피크 주파수 f를 소망의 주파수 분해능 ｆ tg 와 소망의 시간 창길이 Ｔ tg 를 만족시켜 검출하는, 피크 주파수 검출장치와 이것을 이용한 도플러 계측기에 대해 설명한다. 본 발명의 제1 실시형태로서의 피크 주파수 검출장치(1)는, 도 3에 나타내듯이, 제1 디지털밴드패스필터(BPF)부(11)와, n승 부(12)와, 제2 디지털밴드패스필터(BPF)부(13)와, FFT부(14)와, 1/n배 부(15)를 구비하고 있다. 처음에 승수 n과, 주파수 해석에 사용하는 FFT의 샘플링 주파수 f s 와, 주파수 해석에 사용하는 FFT의 샘플링수 N의 결정방법의 순서를 설명한다. (스텝 1. 승수 n을 정한다) 우선, n≥1/(f tg ×Ｔ tg )의 조건을 만족시키는 n(n은 2 이상의 정수)을 정한다. 예를 들면, n을, n≥1/(ｆ tg ×Ｔ tg )을 만족시키는 최소의 정수로 하여, 후술하는 스텝 3에서 N이 존재하지 않으면, n을 1 증가시켜 재계산을 하여도 좋으며, 최초부터 크게 해 두어도 좋다. (스텝 2. FFT의 샘플링 주파수 f s 를 선택한다) FFT의 샘플링 주파수f s 는, 샘플링 정리를 만족시키기 위해, f s ＞2×n×f ch 가 되도록 선택한다. 또한, 본 실시형태에서는, 피크 주파수 검출장치(1)에 입력되는 디지털 데이터 열의 샘플링 주파수가 FFT의 샘플링 주파수 f s 가 된다. f s 가 회로상의 제약 등으로 위에 식을 만족시킬 수 없는 경우는, 다른 실시형태를 사용한다. (스텝 3. FFT의 샘플수 N을 정한다) 다음으로, f s /(n×ｆ tg )≤N≤f s ×Ｔ tg (N은 2의 멱승)를 만족시키는 N을 선택한다. 만약, N이 존재하지 않는 경우에는 N이 존재할 때까지 n을 크게 하든지, f s 를 크게 하든지, 혹은 그 양쪽 모두를 실행한다. 다만, FFT의 샘플링 정리로부터, f s ＞2×n×f ch 를 만족시키지 않으면 안 된다. 이상 설명한 방법으로 선택되는 승수 n, f s , N은, n승 부(12) 및 FFT부(14)로 설정된다. 또, 피크 주파수를 검출하려고 하는 대역의 하한치 f cl 와 상한치 f ch 는 제1 디지털BPF부(11)의 컷오프 주파수로서 설정된다. 또 제2 디지털BPF부(13)의 컷오프 주파수에는, 피크 주파수를 검출하려고 하는 대역의 하한치 f cl 와 상한치 f ch 의 n배 값이 설정된다. (디지털 데이터 열로부터 피크 주파수를 계산한다) 승수 n, f s , N이 설정된 피크 주파수 검출장치(1)에 대상으로 하는 디지털 데이터 열을 입력하면, 이하와 같이, 소망의 주파수 분해능 ｆ tg 와 소망의 시간 창길이 Ｔ tg 를 만족시키는 피크 주파수가 검출된다. 대상으로 하는 디지털 데이터 열이 피크 주파수 검출장치(1)에 입력되면, 제1 디지털BPF부(11)는, 디지털 데이터 열의 폭넓은 주파수 성분으로부터, 설정되어 있는 대역 외의, 여분의 직류 성분, 저주파 성분 및 고주파 성분을 배제해 단일의 주파수 f에 가까운 주파수 성분을 추출한다. 피크 주파수를 검출하려고 하는 대역으로서 f cl ~ f ch 가 너무 넓어서 그 사이에 큰 파워 스펙트럼이 복수 존재하는 경우, f cl ~ f ch 를 다시 좁게 설정하고, 도 5와 같이, 몇 회로 나누어 피크 주파수를 구하는 것이 좋다. 도 5의 예에서는, f cl ~ f ch 가 최초의 주파수대역이고, f₁, f₂는 큰 파워 스펙트럼을 가지는 2개의 주파수이며, f cl ' ~ f ch '가 좁힌 주파수대역을 나타낸다. 또한 f cl ' ~ f ch '의 간격은 일정할 필요는 없고, 도 5에 나타내듯이, 주파수가 높아질수록 f cl ' ~ f ch '의 간격을 넓혀도 좋다. 여기서, 제1 디지털BPF부(11)를 통과한 후의 디지털 데이터 열을, A(1)：a 0 , a 1 , a 2 ,… 로 하는데, A(1)에는 주파수 f 외에, 파워 스펙트럼의 작은 여분의 주파수성분이 포함된다. 다음에, 이 A(1)를 n승 부(12)에 입력한다. n승 부(12)에서는, A(1)의 각 요소를, 위에서 정한 n을 승수로 하여 멱승한다. n승 부(12) 통과 후의 디지털 데이터 열을 B(n)：b 0 , b 1 , b 2 ,… 으로 하며, ｂ ｉ ＝（ａ ｉ ） ｎ （ｉ＝０，１，２，３，４，… ）로 된다. B(n)에는, 주파수 성분、ｎ×ｆ,（ｎ－２）×ｆ,（ｎ－４）×ｆ，… ,와 파워 스펙트럼의 작은 여분의 저주파 성분과 고주파 성분이 포함된다. 다음에, B(n)을 제2 디지털BPF부(13)에 입력해, n×f c l ~ n×f ch 의 대역의 주파수 성분을 추출한다. 제2 디지털BPF부(13)에 의해, B(n)의 폭넓은 주파수 성분으로부터, 여분의 저주파 및 고주파 성분을 배제해, 단일의 주파수에 가까운 주파수 성분을 추출할 수 있다. 제2 디지털BPF부(13)의 주파수대역은, 제1 디지털BPF부(11)의 주파수대역의 n배의 ｎ×ｆ cl ~ ｎ×ｆ ch 로 하는 것이 좋지만, 용도에 따라서는 다소 바꾸어도 상관없다. 제2 디지털BPF부(13)를 통과 후의 디지털 데이터 열을, C(n)：c 0 , c 1 , c 2 , … 로 하며, C(n)에는 주파수 n×f 외에, 약간의 여분의 주파수 성분이 포함된다. 여기서, 피크 주파수 검출장치(1)에 입력되는 디지털 데이터 열의 샘플링 주파수 f s 를, f s ＞2×n×f ch 로 한 이유는, C(n)의 주파수대역의 상한이 n×f ch 이기 때문이다. 즉, 수신 디지털 데이터 열의 샘플링 주파수 f s 는 FFT의 샘플링 정리를 만족시키는 것을 조건으로 했다. 다음에, C(n)을 FFT부(14)에 입력해 피크 주파수를 산출한다. FFT부(14)에서는, C(n)에 대해, 설정된 샘플링 주파수 f s 와 샘플수 N으로 FFT를 실행해, 피크 주파수를 산출한다. FFT부(14로)부터 출력되는 피크 주파수를 (n×f')로 한다. 다음에, FFT부(14)로부터 출력되는 피크 주파수 (n×f')를 1/n배 부(15)를 통해, f'를 구한다. 이렇게 구한 f'가, 피크 주파수 검출장치(1)에 입력된 디지털 데이터 열의 피크 주파수 f의 계산치로 된다. 이 f'는, ｆ tg , Ｔ tg 를 만족시켜 산출된 것이다. 이상 설명했던 대로, 피크 주파수 검출장치(1)는, 수신 디지털 데이터 열로부터, 소망의 주파수 분해능 ｆ tg 와 소망의 시간 창길이 Ｔ tg 로 피크 주파수를 검출할 수 있다. 그리고 피크 주파수 검출장치(1)는 근사 계산을 실행하지 않기 때문에, 산출되는 피크 주파수의 정도 열화가 없으므로, 고정도로 피크 주파수를 검출할 수 있다. 도 6은 피크 주파수 검출장치(1)를 구비하는 도플러 계측기(2)를 나타내는 블럭도이다. 도플러 계측기(2)에는, 매체 중에 신호파를 발신하는 기능과 매체 중의 대상물로부터의 반사파를 수신하는 기능을 겸비하고 있는 송수신기(21)가 구비되어 있다. 송수신기(21)는, 송수신 전환 회로(22)를 통해서 송신 회로(23)의 출력과 수신 증폭기(24)의 입력에 접속하고 있다. 송신 회로(23)는 송신 주파수 f tx 의 신호를 생성하는 것이다. 수신 증폭기(24)의 출력에는, 수신 신호를 중간 주파수 신호로 주파수 변환하는 변조기(25)가 설치되어 있고, 변조기(25)에는 국부발진회로(26)로부터 국부 발진 주파수 f loc 의 신호가 공급되고 있다. 변조기(25)의 출력 즉, 중간 주파수 신호는 아날로그 필터(27)를 통해서 아날로그/디지털 변환기(A/D)(28)에 입력되어 FFT에 요청되는 샘플링 주파수에서 디지탈 신호로 변환된다. 다음은 피크 주파수 검출장치(1)에 입력되어 FFT에 의해 주파수 해석되며, 피크 주파수 검출장치(1)로부터 피크 주파수가 출력된다. 본 실시예에서는, 이하의 조건하에서 해수 중의 음파의 피크 주파수를 검출하는 방법을 설명한다. 해수 중의 음파 전반 속도 C：1500m/s, 송신 주파수 f tx ：120kHz 국부 발신 주파수 ｆ ｌｏｃ ：137kHz 검출 최대 속도(수평 방향) V：15m/s 검출 속도 정도(수평 방향) Ｖ ０ ：0.15m/s 검출 대상물의 위치의 정도(위치 분해능) Ｄ ０ ：7.5m 또한, 음파는 수평 방향에서 경사 방향(θ=60 о )에 송수신하는 것으로 한다. C≫V의 경우, 도플러 주파수 f dop 는, [수17] 된다. 검출 최대 속도 V가 15m/s 이므로, [수18] 로 되어, 도플러 신호는 120±1.2kHz의 범위이며, 관측되는 주파수대역의 폭 Δf p 는, Δf p =2×1200Hz=2400Hz 가 된다. 여기서 중간 주파수 f mid 는, f loc －f tx =137－120=17kHz로 한다. 아날로그 필터(27)는, f mid ±(△f p /2)=17000±1200Hz의 신호를 통해, 다음 단계의 A/D 변환기(28)로 앨리어싱(aliasing)이 발생하지 않도록 한다. 검출 속도 정도 Ｖ ０ 가 0.15m/s 이므로, [수19] 로 되어, 주파수 분해능 f o 는 12Hz가 된다. 검출 대상물의 위치의 정도(위치 분해능)는 7.5m이니까, 시간 창길이는, 7.5m를 왕복하는 시간인, 7.5×2/1500=10ms가 된다. 이 조건은, A/D 변환기(28)의 출력을 그대로 FFT에 걸어도 만족시킬 수 없다. 왜냐하면, 주파수 분해능이 12Hz인 경우에는, 시간 창길이는, 1/12=83.3ms(＞10ms)되어, 위치 분해능은 0.0833×1500/2=62. 5m(＞7.5m)가 되어 버린다. 반대로, 시간 창길이를 10ms로 하면, 주파수 분해능은, 1/0.01=100Hz(＞12Hz)가 되어 버린다. 따라서, n승 부(12)와 1/n배 부(15)를 갖는 피크 주파수 검출장치(1)에 의해서 피크 주파수를 구한다. 소망의 주파수 분해능 ｆ tg 를 12Hz, 소망의 시간 창길이 Ｔ tg 를 10ms로 하면, 승수 n은, n≥1/(ｆ tg ×Ｔ tg )=1/(12×0.01)=8.3이 된다. 여기에서는, n=12로 한다 다음에, A/D 변환기(28)의 샘플링 주파수 fs를 결정한다. 제1 디지털BPF부(11)의 주파수대역은, 17000±1200Hz에 맞추면, f cl =15800Hz, f ch =18200Hz가 된다. 따라서, A/D 변환기(28)의 샘플링 주파수 f s 는, f s ＞2×n×f ch =2×12×18200=436800Hz로 하기 위해, f s =510kHz로 한다. FFT의 샘플수 N은, f s /(n×ｆ tg )≤N≤f s ×Ｔ tg 에 따라, 510000Hz/(12×12Hz)=3541. 7≤N≤510000Hz×0.01s=5100을 만족시키는, 2의 멱승의 정수가 된다. 즉, N=4096이 된다. 이와 같이 하여 샘플링 주파수 f s 와 샘플수 N을 정한 후, A/D 변환기(28)로부터 출력되는 디지털 데이터 열을 피크 주파수 검출장치(1)에 입력한다. 또한, 제1 디지털BPF부(11)에는, 예를 들면, 차수가 8차로 컷오프 주파수를 f cl =15.8kHz, f ch =18.2kHz로 설정한 바타워스형의 IIR(Infinite impulse response) 필터를 매우 적합하게 사용할 수 있다. 또, 제2 디지털BPF부(13)에는, 예를 들면, 차수가 8차로 컷오프 주파수를 189.6kHz(12×f cl ) 및 218.4kHz(12×f ch )로 설정한 바타워스형의 IIR 필터를 매우 적합하게 사용할 수 있다. 여기서, 대상물의 상대 이동 속도(수평 방향) V를 V=10m/s로 하여, 음파를 수평기준으로 경사 방향(α=60 о )에서 송수신하는 것으로 한다. 수신 신호파의 도플러 주파수 ｆ ｄｏｐ 는, [수20] 로 된다. Sin｛2π(17000＋800)t｝=Sin(2π17800t)를 샘플링 주파수 510kHz의 A/D 변환기(28)의 입력 신호로 가정해, 유사한 디지털 데이터 열을 작성한 다음에, 상기의 설정으로 피크 주파수를 실제로 구하면, (12×f')≒213662.1Hz를 얻을 수 있었으며, 구하는 f'는, f'=(12×f')/12=213662.1/12≒17805.2Hz가 된다. f'는 ｆ tg 를 만족시켜 계산된 것이다. 실제로, 이 디지털 데이터 열에 대한 계측 오차 ε는, ε = f'-17800=5.2Hz이며, ±(ｆ tg )/2=±6Hz 이하이다. 또한 주파수 분해능 f o 인 때의 피크 주파수는, f o 의 간격으로 가장 가까운 점이 되기 때문에, 주파수 분해능 f o 때의 피크 주파수의 오차는 ±(f o /2) 이하가 된다. 본 실시예에 있어서, 제2 디지털BPF부(13)로부터 출력되는 디지털 데이터 열의 실례를 도 7에 나타낸다. 도 7에 있어서, T 1 은 FFT에 거는 구간이며, T 2 는 디지털 데이터 열의 진폭이 안정될 때까지의 구간이다. T 1 의 요소수는 4096개이므로, T 1 의 구간 길이는, 4096/510000≒8.0 ms가 되어, 소망의 시간 창길이 Ｔ tg =10ms를 만족시키고 있다. 또한, 구간 Ｔ ２ 로 진폭이 안정된 후의 디지털 데이터 열을 FFT에 거는 것이 보다 바람직하다. Ｔ ２ 의 요소수는 약 600개이므로, Ｔ ２ 의 구간 길이는 600/510000≒1.2ms가 된다. 그 경우에서도, 승수 n을 크게 12로 설정했기 때문에 피크 주파수를 계산하기 위해 필요한 디지털 데이터 열의 시간 길이 1.2＋8.0=9.2ms이며, Ｔ tg =10ms 이하가 된다. 또한, 본 실시 예에서는, Ｔ ２ 이후의 4096개의 디지털 데이터 열을 FFT에 걸쳐도, 계산 결과는, f'≒17805.2Hz가 되어, 같은 값을 얻을 수 있다. 이와 같이, 승수 n을 올리는 것으로 여유있게 T tg 를 만족시킬 수 있게 되며, 제1 디지털BPF부(11), 제2 디지털BPF부(13)의 차수를 올려 가파르게 하여, 외부 노이즈에 강하게 할 수 있다. 또한, Ｔ tg 가 5ms 인 경우에도, 승수 n을 올리는 것으로 소망의 주파수 분해능 ｆ tg 를 갖고 주파수 해석이 가능하다는 것은 쉽게 이해할 수 있다. 여기서, 대역 통과 필터인 제1 디지털BPF부(11)를 설치한 이유에 대해 설명한다. ［수4］식 및 ［수5］식을 적용하기 위해서는, n승을 하기 전에, 주파수대역f cl ~ f ch 이외의 여분의 직류분, 저주파분 및 고주파분을 제외할 필요가 있다. 이것을 아날로그 필터(27)로 실현할 수 있으면 제1 디지털BPF부(11)는 불필요하게 될 수 있다. 그러나 이러한 아날로그 필터는 고차이고 고정도이며 회로 규모가 커져 코스트가 든다. 따라서, 아날로그 필터(27)는 A/D 변환기(28)로 앨리어싱(aliasing)이 발생하지 않는 정도의 설계로 하여, 주파수대역 f cl ~ f ch 의 성분 추출은 고차이며 고정도의 설계가 쉽게 가능하며 비용도 들지 않는 디지털 밴드 패스 필터를 채용하는 것이 상책이다. 2. 제2 실시형태 도 8은 본 발명의 제2 실시형태로서의 피크 주파수 검출장치(3)의 구성을 나타내는 블럭도이다. 피크 주파수 검출장치(3)는, 피크 주파수 검출장치(1)의 제1 디지털BPF부(11)의 이전에 솎아내기 부(16)가 추가된 구성이다. 이것은 A/D 변환 후의 디지털 데이터 열을 솎아내 줄이는 것으로, 샘플링 주파수를 낮추기 위함이다. 피크 주파수 검출장치(3)에 입력되는 디지털 데이터 열의 샘플링 주파수 f s 가 높고, 승수 n과 제1 디지털BPF부(11)의 컷오프 주파수 f ch 가 f s ＞4×n×f ch 를 만족시키는 경우, 제2 실시형태를 적용하는 것이 바람직하다. 솎아내기 부(16)에서는, 디지털 데이터 열을 1/r(r는 2 이상의 정수)로 솎아내, 솎아낸 후의 디지털 데이터 열이, f s ＞2×n×f ch 가 되도록 한다. f s 는 솎아낸 후의 샘플링 주파수이다. 1/r로 솎아내려면, 예를 들면, 다음과 같이 한다. 솎아내기 전의 디지털 데이터 열을, P(1)：p 0 , p 1 , p 2 ,… 로 해, 솎아낸 후의 디지털 데이터 열을, Q(1)：q 0 , q 1 , q 2 ,… 로 했을 때, q i =p (r×i) (i=0, 1, 2, 3, 4, …)를 실행한다. r=2 인 때는 ｑ ０ ＝ｐ ０ 、ｑ １ ＝ｐ ２ 、ｑ ２ ＝ｐ ４ 、 ｑ ３ ＝ｐ ６ 가 된다. 솎아내는 방법은 이것 이외여도 좋다. 예를 들면, r=2 인 때에, ｑ ０ ＝（ｐ ０ ＋ｐ １ ）／２、ｑ １ ＝（ｐ ２ ＋ｐ ３ ）／２、ｑ ２ ＝（ｐ ４ ＋ｐ ５ ）／２, … 등으로 해도 좋다. 또한, r=2로 했을 때에, f s /(n×ｆ tg )≤N≤f s ×Ｔ tg (N은 2의 멱승) 을 만족시키는 N이 존재하지 않고, n을 크게 할 수도 없는 경우, 본 실시예는 적용할 수 없으며, 이 경우는 제1 실시형태를 적용한다. 이하, 도 6에 나타낸 도플러 계측기(2)에 본 실시예의 피크 주파수 검출장치(3)를 적용했을 경우에 대해 설명한다. 또한, 하기의 수치 데이터 이외의 필요한 수치 데이터는 제1 실시형태의 수치예와 같다고 한다. 또, 나중의 설명을 간략화하기 위해, 제1 실시형태와 같이 f s =510kHz가 되도록 A/D 변환기(28)의 샘플링 주파수를 10.2MHz로 하면, 솎아내기 부(16)에 입력되는 수신 디지털 데이터 열의 샘플링 주파수 ｆ ｉｓ 는, 10.2MHz가 된다. 여기서 ｆ ｉｓ =10.2MHz＞4×n×f ch =4×12×18.2kHz =873.6kHz이다. 한편, 2×n×f ch =2×12×18.2kHz=436.8kHz이다. 또한, 수신 디지털 데이터를 1/r=1/20로 솎아내는 것으로 한다. 솎아낸 후의 디지털 데이터 열의 샘플링 주파수를 fs로 하면, ｆ ｓ ＝ｆ ｉｓ ／ｒ＝10.2MHz/20=510kHz＞436.8kHz가 된다. 솎아내기 전의 디지털 데이터 열을, P(1)：ｐ ０ ，ｐ １ ，ｐ ２ ,… 로 하고, 솎아낸 후의 디지털 데이터 열을 Q(1)： ｑ ０ ，ｑ １ ，ｑ ２ ,… 로 하면, 솎아내기 부(16)에서는 ｑ ０ ＝ｐ ０ 、ｑ １ ＝ｐ ２０ 、ｑ ２ ＝ｐ ４０ 、ｑ ３ ＝ｐ ６０ , … 을 실행하게 된다. 이 Q(1)은, 입력 신호를 샘플링 주파수 f s =510kHz로 A/D 변환한 신호열과 동등하다고 이해할 수 있다. 따라서, FFT의 샘플링 주파수 f s 는, f s =510kHz가 된다. 제1 실시형태와 같이, y=sin(2π17800t)를 샘플링 주파수 10.2MHz의 A/D 변환기(28)의 입력신호로 가정해, 유사한 데이터열을 작성한 다음, 상기의 실시예의 설정으로 실제로 주파수 해석을 실행한 결과는, 제1 실시형태의 수치 예와 같게 되어, ｆ tg , Ｔ tg 를 만족시킨다. 3. 제3 실시형태 도 9는 본 발명의 제3 실시형태를 나타내는 피크 주파수 검출장치(4)의 구성을 나타내는 블럭도이다. 피크 주파수 검출장치(4)는 제1 실시형태의 제2 디지털 BPF부(13) 이후에 솎아내기 부(17)가 추가된 구성이다. 제1 디지털BPF부(11), n승 부(12), 제2 디지털BPF부(13)는 입력되는 디지털 데이터의 샘플링 주파수가 제1 실시형태에서는 f s 였던 것이 f is 가 된 것만 다르고, 동작은 같다. 수신 디지털 데이터 열의 샘플링 주파수 f s 가 높고, 승수 n과 제1 디지털BPF부(11)의 컷오프 주파수 f ch 에 대해서, f s ＞4×n×f ch 의 경우, 계산량을 줄이기 위해, 일반적으로는 제2 실시형태를 적용하는 것이 좋다. 그러나 본 실시형태에서도, 소망의 시간의 창길이 ｆ tg , 소망의 시간 창길이 Ｔ tg 를 만족시킨 처리가 가능하다. 솎아내기 부(17)에서는, 수신 디지털 데이터 열을 1/r(r는 2 이상의 정수)로 솎아내고, 솎아낸 후의 디지털 데이터 열의 샘플링 주파수를 f s 로 했을 때, f s ＞2×n×f ch 가 되도록 한다. 솎아낸 후의 디지털 데이터 열은 FFT부(14)에 입력되고 이 후의 처치는 제1 실시형태와 동일하다. 또한, r≥2로 fs/(n×ｆ tg )≤N≤f s ×Ｔ tg (N은 2의 멱승)를 만족시킬 수 없는 경우에는 본 실시형태는 적용할 수 없으며, 이 경우에는 제1 실시형태를 적용한다. 이하, 도 6에 나타낸 도플러 계측기(2)에 본 실시예의 피크 주파수 검출장치(4)를 적용했을 경우에 대해 설명한다. 또한, 하기의 수치 데이터 이외의 필요한 수치 데이터는 제1 실시형태의 수치 예와 같다고 한다. A/D 변환기(28)의 샘플링 주파수가 10.2MHz인 경우, 솎아내기 부(17)에 입력되는 수신 디지털 데이터 열의 샘플링 주파수 f is 는 10.2MHz가 된다. 여기서 f is =10.2MHz＞4×n×f ch =4×12×18.2kHz =873.6kHz이다. 한편, 2×n×f ch =2×12×18.2kHz=436.8kHz이다. 그리고 제2 디지털BPF부(13) 통과 후의 디지털 데이터를 1/r=1/20로 솎아내는 것으로 한다. 솎아낸 후의 디지털 데이터 열의 샘플링 주파수를 f s 로 하면, f s =f is /r=10.2MHz/20=510kHz＞436.8kHz가 된다. FFT의 샘플링 주파수 f s 는, f s =510kHz가 된다. 제1 실시형태의 수치 예와 같이, y=sin(2π17800t)를 샘플링 주파수 10.2MHz의 A/D 변환기(28)의 입력신호라고 가정해, 유사한 디지털 데이터 열 작성한 다음, 상기 실시 예의 설정에서 실제로 주파수 해석을 실행한 결과는, 제1 실시형태의 수치 예와 같게 되어, ｆ tg , Ｔ tg 를 만족시킨다. 4. 제4 실시형태 도 10은 본 발명의 제4 실시형태로서의 피크 주파수 검출장치(5)의 구성을 나타내는 블럭도이다. 피크 주파수 검출장치(5)는 제1 실시형태의 제1 디지털BPF부(11)의 이전에, 보간부(18)가 추가된 구성이다. 보간부(18)을 추가함으로써, A/D 변환 후의 디지털 데이터 열을 보간하여 늘림으로써 샘플링 주파수를 올릴 수 있다. 피크 주파수 검출장치(5)에 입력되는 디지털 데이터 열의 샘플링 주파수가 f s 가 낮고, 승수 n과 제1 디지털BPF부(11)의 높은 쪽의 컷오프 주파수 f ch 에 대해서, 2×f ch ＜f s ＜2×n×f ch 의 경우, 본 실시형태를 적용한다. 보간부(18)에서는, 수신 디지털 데이터 열을 g배(g는 2 이상의 정수)로 보간하고, 보간 후의 디지털 데이터 열의 샘플링 주파수 f s 가, f s ＞2×n×f ch 가 되도록 한다. 예를 들면, 보간 전의 디지털 데이터 열을 U(1)： ｕ ０ ，ｕ １ ，ｕ ２ , … 로 하고, 보간 후의 디지털 데이터 열을 V(1):ｖ ０ ，ｖ １ ，ｖ ２ , … 로 했을 때, 보간부(18)는, ｖ ｉ ＝ｕ ０ （ｉ＝０，１，２，３，… ，（ｇ－１）） ｖ ｉ ＝ｕ １ （ｉ＝ｇ，ｇ＋１，ｇ＋２，ｇ＋３，… ,（２ｇ－１）） ｖ ｉ ＝ｕ ２ （ｉ＝２ｇ，２ｇ＋１，２ｇ＋２，２ｇ＋３，… ，（３ｇ－１）） … 이 되도록 보간한다. g=2 인 때는, ｖ ０ ＝ｕ ０ 、 ｖ １ ＝ｕ ０ 、 ｖ ２ ＝ｕ １ 、 ｖ ３ ＝ｕ １ 、 ｖ ４ ＝ｕ ２ 、 ｖ ５ ＝ｕ ２ ,… 가 된다. 보간하는 방법은 이것 이외여도 좋다. 예를 들면, g=2 인 때에, ｖ ０ ＝ｕ ０ ｖ １ ＝（ｕ ０ ＋ｕ １ ）／２ ｖ ２ ＝ｕ １ ｖ ３ ＝（ｕ １ ＋ｕ ２ ）／２ ｖ ４ ＝ｕ ２ ｖ ５ ＝（ｕ ２ ＋ｕ ３ ）／２ ... 이 되도록 보간해도 좋다。 이하, 도 6에 나타낸 도플러 계측기(2)에 본 실시 예의 피크 주파수 검출장치(5)를 적용했을 경우에 대해 설명한다. 또한, 하기의 수치 데이터 이외의 필요한 수치 데이터는 제1 실시형태의 수치 예와 같은 것으로 한다. 설명을 간략화하기 위해 제1 실시형태와 같이, f s =510kHz가 되도록 A/D 변환기(28)의 샘플링 주파수를 42.5kHz로 한다. 이때, 보간부(18)에 입력되는 수신 디지털 데이터 열의 샘플링 주파수 f is 는 42.5kHz가 된다. 이 경우, 2×f ch =2×18.2kHz=36.4kHz 2×n×f ch =2×12×18.2kHz=436.8kHz 2×f ch ＜f is ＜2×n×f ch 이기 때문에, 본 실시형태가 적용된다. 수신 디지털 데이터 열의 샘플링 주파수를 436.8kHz 이상으로 확장하기 위해, g=12배로 보간하는 것으로 한다. 보간 후의 디지털 데이터 열의 샘플링 주파수를 fs라 하면, f s =f is ×g=42.5kHz×12 =510kHz＞436.8kHz 가 된다. 보간 전의 디지털 데이터 열을 U(1)： ｕ ０ ，ｕ １ ，ｕ ２ ,… 으로 하고, 보간 후의 디지털 데이터 열을 V(1)：ｖ ０ ，ｖ １ ，ｖ ２ ，… 으로 했을 때, 보간부(18)은, ｖ ０ ~ ｖ １１ ＝ｕ ０ ｖ １２ ~ ｖ ２３ ＝ｕ １ ｖ ２４ ~ ｖ ３５ ＝ｕ ２ ｖ ３６ ~ ｖ ４７ ＝ｕ ３ ... 가 되도록 보간을 실행한다. 보간 후의 디지털 데이터 열 V(1)의 예를 그림으로 나타내 보이면, 도 11과 같이 계단상태로 된다. 도 11은, y=sin(2π17000t)를 샘플링 주파수 42.5kHz의 A/D변환기(28)의 입력 신호라고 가정해, 유사한 디지털 데이터 열을 작성한 다음에 보간을 실행한 예이다. 이 V(1)의 샘플링 주파수 fs는 510kHz 로 되어 있다. 따라서, 그 후의 처리는, 도 10의 구성의 경우와 같게, V(1)을 제1 디지털BPF부(11)에 입력되는 샘플링 주파수 f s 의 수신 디지털 데이터 열로 간주하고, 같은 수법으로 주파수 해석을 실행하면 좋다. 제1 실시형태의 수치 예와 같이, y=sin(2π17800t)를 샘플링 주파수 42.5kHz의 A/D 변환기(28)의 입력 신호라고 가정해, 유사한 디지털 데이터 열을 작성한 다음, 상기의 실시 예의 설정으로 실제로 주파수 해석을 실행한 결과는 제1 실시형태의 수치 예와 같게 되고, ｆ tg , Ｔ tg 를 만족시킨다. 여기서, n승 부(12) 이전의 디지털필터를 대역 통과 필터인 디지털 밴드패스필터로 한 이유를, 도 12를 참조하면서 설명을 한다. 도 12A는, A/D 변환기(28)의 입력 신호로 y=sin(2π17000t)＋2라고 한다. 즉, 아날로그 필터로 취할 수 없었던 직류분 2가 남아 있는, 진폭1, 주파수17kHz의 sin 파형이라고 한다. 이 입력 신호를 샘플링 주파수가 17kHz의 2.5배인 42.5kHz로 A/D변환한 것이, 피크 주파수 검출장치(1)에 입력되는 디지털 데이터 열에 상당한다. 이 디지털 데이터 열을 보간부(18)로 12배로 확장한다. 도 12B는 보간부(18)로부터 출력되는 디지털 데이터 열의 예이다. 이 디지털 데이터 열의 샘플링 주파수는 12×42.5kHz=510kHz 상당으로 되어 있다. 도 12C는, 차수가 8차로 컷오프 주파수를 f cl =15.8kHz, f ch =18.2kHz로 설정한 바타워스형의 IIR 필터를 이용한 경우에, 제1 디지털BPF부(11)로부터 출력되는 디지털 데이터 열의 예이다. 제1 디지털BPF부(11)의 출력은, 보간부(18)로부터 출력되는 여분의 직류분, 여분의 저주파분, 여분의 고주파분이 삭제되고, 수렴한 파형은 sin 파형에 가까운 파형으로 되어 있다. 이와 같이 제1 디지털BPF부(11)에서 주파수대역을 제한해 두면, 다음의 n승 부(12)에서 n승 했을 때에, ［수4］식,［수5］식 이외의 주파수 성분의 발생이 억제된다. 즉, n승 부(12)의 앞 단에 디지털밴드패스필터를 갖춤으로써, 디지털 데이터 열에 여분의 주파수 성분이 포함되어 있어도 대응할 수 있게 된다. 따라서, 앞 단의 아날로그 필터(27)의 성능을 다음 단의 A/D 변환기(28)로 엘리어싱(aliasing)이 발생하지 않는 정도로 떨어뜨릴 수 있고, A/D 변환기(28)의 샘플링 주파수도 떨어뜨릴 수 있으므로, 회로의 규모와 코스트를 삭감할 수 있다. 또한, 컷오프 주파수 f cl , f ch 의 디지털 밴드패스필터를 컷오프 주파수 f cl 의 디지털 하이패스필터(high pass filter)와, 컷오프 주파수 f ch 의 디지털 로우패스필터(low pass filter)를 조합한 구성이라도 좋다. 5. 제5 실시형태 도 13은, 본 발명의 제５ 실시형태로서의 피크 주파수 검출장치(6)의 구성을 나타내는 블럭도이다. 피크 주파수 검출장치(6)은 제1 실시형태의 n승 부(12)와 제2 디지털BPF부(13)를 다중 멱승부(19)로 치환한 것이다. 다중 멱승부(19)는, 도 14에 나타내듯이, 디지털 데이터 열을 m ｊ 승(m ｊ 는 2 이상의 정수)하는 멱승부(j) (j=1, 2, 3, ..., k)와, 멱승부(j)의 출력으로부터 특정의 주파수대역 ｆ ｃｌ （ｊ）~ ｆ ｃｈ （ｊ）의 신호를 추출하는 디지털 밴드패스필터(j)(BPF(j))로부터 구성되어 있는 멱승블록(j)가 k단 (k는 2이상의 정수) 번호순으로 종속 접속된 것이다. 멱승블록(j)의 멱승부(j)의 승수m ｊ 는, 치환 전의 n승 부의 승수n에 대해서, ｎ＝m １ ×m ２ ×… ×m ｋ 가 성립하도록 선택된다. 또, ｆ ｃｌ （ｊ）≒（m １ ×m ２ ×… ×m ｊ ）×ｆ ｃｌ, ｆ ｃｈ （ｊ）≒（m １ ×m ２ ×… ×m ｊ ）×ｆ ｃｈ 로 설정한다. 승수 m ｊ 가 짝수의 경우,［수5］식에서, y를 m ｊ 승 하면 직류분이 발생한다. 따라서, 디지털 BPF(j)는 직류분을 삭제할 필요가 있다. ［수4］식, ［수5］식에서 분명한 것 같이, sin(2πft)를 m승 하는 경우, 승수 m을 작게 하면, 발생하는 (m－2)×f 이하의 주파수 성분의 수를 줄일 수 있다. 그 때문에 그 후의 디지털 BPF로 필요한 대역 이외의 주파수 성분을 보다 억제하기 쉬워진다. 따라서, 본 실시형태를 적용하면 보다 높은 승수 n까지 대응할 수 있게 된다. 기준으로서는, n승 부의 승수 n이 16을 넘을 경우는, 본 실시형태의 채용을 검토하는 것이 좋다. 본 실시형태에 있어서도, 제1 실시형태와 같이, 소망의 주파수 분해능 f tg 와 소망의 시간 창길이 Ｔ tg 를 만족시킨다. 또 본 실시형태에서도, 근사계산을 실행하지 않기 때문에 계산하는 피크 주파수의 정도 열화는 없다. 본 실시형태에서는, 멱승부와 제2 디지털BPF부를 다단 구성으로 했기 때문에, 제1 실시형태와 비교하면 계산량이 증가한다. 그러나, 보다 높은 승수 n까지 소망의 주파수 분해능ｆ tg 와 소망의 시간 창길이 Ｔ tg 를 만족시키고, 정도 열화 없이 피크 주파수를 계산할 수 있다는 장점은, 이 마이너스 면을 보충하고도 남음이 있다. 이하, 도 6에 나타낸 도플러 계측기(2)에 본 실시예의 피크 주파수 검출장치(6)을 적용했을 경우에 대해 설명한다. 또한 하기의 수치 데이터 이외의 필요한 수치 데이터는, 제1 실시형태의 수치예와 같다고 한다. 후의 설명을 간략화하기 위해, 제1 실시형태 같이, n=12, f s =510kHz, N=4096, n=m 1 ×m 2 로 하며, m 1 =4, m 2 =3으로 한다. y=sin(2π17800t)를 샘플링 주파수 510kHz의 A/D 변환기(28)로의 입력신호라고 가정해 유사한 디지털 데이터 열 작성한 다음, 제1 디지털BPF부(11)에 입력해, 제1 디지털BPF부(11)의 출력을, A(1)：ａ ０ ，ａ １ ，ａ ２ ,… 로 한다. 멱승부(1)에서 A(1)의 각 요소를 4승 해, 멱승부(1) 통과 후의 디지털 데이터 열을, B(4)： ｂ ０ ， ｂ １ ，ｂ ２ ,… 으로 한다. 즉, b i = (ａ ｉ ) 4 ( i=0, 1, 2, 3, 4,…) 로 된다. 이 B(4)를 디지털 BPF(1)에 통해서, 디지털BPF(1) 통과 후의 디지털 데이터 열을 C(4)： ｃ ０ ，ｃ １ ，ｃ ２ , … 으로 한다. 디지털BPF(1)는, 차수 8차, 컷오프 주파수 63.2kHz(4×fcl), 72.8kHz(4×f ch )의 바타워스형의 IIR 필터로 한다. 다음에, 멱승부(2)에서, C(4)의 각 요소를 3승 하여, 멱승부(2) 통과 후의 디지털 데이터 열을 D(12)： ｄ ０ ，ｄ １ ，ｄ ２ ,… 으로 한다. 즉, ｄ ｉ =(ｃ i ) ３ ( i= 0, 1, 2, 3, 4,…) 로 된다. 이 D(12)를 디지털BPF(2)를 통해서, 디지털BPF(2) 통과 후의 디지털 데이터 열을 E(12)：ｅ ０ ，ｅ １ ， ｅ ２ , … 으로 한다. 디지털BPF(2)는 차수 8차, 컷오프 주파수 189.6kHz(4×3×f cl ), 218.4kHz(4×3×f ch )의 바타워스형의 IIR 필터로 한다. 이 E(12)에 대해서, 샘플 주파수 fs=510kHz, 샘플수 N=4096의 FFT로 주파수를 구하면, (12×f')≒213662.1Hz를 얻을 수 있었다. 구하는 f'는, f'=(12×f')/12≒17805.2Hz가 된다. f'는 ｆ tg 를 만족하도록 계산된 것이다. 실제로, 여기서의 이론치 f=17800Hz에 대한 오차ε는, ε = f'－f =17805.2－17800=5.2Hz이며, ±(ｆ tg )/2=±12/2=±6Hz에 들어가고 있다. 또, 시간 창길이도 제1 실시형태같이, N/f s =4096/510kHz= 8.0Ms＜Ｔ tg =10ms이며, 소망의 시간 창길이 Ｔ tg 를 만족시키고 있다. 6. 제6 실시형태 지금까지 설명한 피크 주파수 검출장치(1, 3－6)에, 파라미터설정부를 추가해도 좋다. 도 15는, 제1 실시형태의 피크 주파수 검출장치(1)에 파라미터설정부(20)를 추가한 구성을 나타내는 블럭도이다. 파라미터설정부(20)는 프로세서, 메모리, 입출력 기구를 갖춘 컴퓨터이며, 도시하지 않은 키보드나 마우스나 터치 패널 디스플레이 등의 도시하지 않은 조작부를 이용한 사용자의 입력에 따라 피크 주파수 검출장치(1, 3－6)에 파라미터의 값을 설정한다. 파라미터는, 지금까지 설명했던 대로, 다음과 같다. 수신 디지털 데이터 열의 샘플링 주파수 f is 디지털 데이터 열의 샘플링 주파수 f s 소망의 주파수 분해능 ｆ tg 소망의 시간 창길이 Ｔ tg n승 부의 승수 n (n는 2이상의 정수) 제1 디지털BPF의 주파수대역 f cl ~f ch (f cl ＜f ch ) 제2 디지털BPF의 주파수대역 ｎ×ｆ cl ~ｎ×ｆ ch FFT의 샘플링 주파수 f s FFT의 샘플링수 N 파라미터설정부(20)는 상기 전 파라미터의 수치를 사용자가 선택 가능한 입력값과 대응하여 미리 메모리에 기억해 놓고, 사용자의 입력값에 따라 설정해도 좋고, 일부의 파라미터의 수치를 사용자가 선택 가능한 입력값과 대응하여 미리 메모리에 기억해 놓고, 사용자의 입력에 따라 설정해, 나머지의 파라미터는 입력된 수치에 따라 프로세서가 계산으로 구해도 좋다. 본 실시형태에서는, 주파수에 대응한 음계 번호만을 사용자에게 입력시켜, 입력된 음계 번호에 따라 전 파라미터의 수치를 메모리로부터 취득해 설정하는 조율 보조장치로서 사용되는 피크 주파수 검출장치에 대해서 설명한다. 즉, 파라미터설정부(20)는, 음계번호 1~88의 어느 하나의 입력에 대응하는 파라미터의 수치를 메모리로부터 취득해 설정한다. 도 16은 음계 번호를 입력하는 상태에 있어서의 터치 패널 디스플레이의 화면 구성도의 일례이다. 전 파라미터의 수치는, 음계번호P에 따라, 미리 모두 결정되어 불휘발성 메모리에 기억되고 있다. 음계 번호는 평균율 피아노의 키에 대응해, 음계번호1은 최저음의 주파수, 음계번호88은 최고음의 주파수에 대응한다. 즉, 음계번호P에 대응하는 주파수 fp는 다음 식［수21］에 의해서 정해지는 값이 미리 불휘발성 메모리에 기억되어 있다. [수21] 그리고 예를 들면, P=49(fp=442Hz)에 대한 각 파라미터의 수치는, 이하와 같이 정해져 있다. [수22] ｆ ｓ ＝２４ｋＨｚ Ｔ ｔｇ ＝（１／０．５１０９１３４８１）／１０＝０．１９５７２７８５５ｓ ｎ＝１６ ｎ×ｆ ｃｌ ＝１６×ｆ ｃｌ ＝６８７０．６７３８８８Ｈｚ ｎ×ｆ ｃｈ ＝１６×ｆ ｃｈ ＝７２７９．２２５４１８Ｈｚ Ｎ＝４０９６ 여기서, ｆ tg 는 f p 의 2센트 만큼에 해당하는 주파수이다. 센트값은, 알다시피, 2음간의 주파수비를 대수표현으로 나타낸 값이며, 100센트가 평균율 12음계의 반음에 상당한다. Ｔ tg 는 시간 창길이(1/ｆ tg )의 1/10 이다. f cl 는 f p 의 50센트 아래의 주파수이다. f ch 는 f p 의 50센트 위의 주파수이다. N은 fs/(n×ｆ tg )=24000/(16×0.5109)≒2936~f s ×Ｔ tg =24000×0.1957≒4697 사이의 2의 멱승의 정수가 아니면 안된다. 이상과 같이 미리 결정해 두면, 파라미터설정부(20)는 음계번호 P의 입력에 따라 전 파라미터의 수치를 설정할 수 있다. 이와 같이 설정된 파라미터를 이용함으로써, 수신 디지털 데이터 열의 피크 주파수를 계산할 수 있다. 또한, 피크 주파수 검출장치(1)에 입력하는 디지털 데이터 열은, 도시하지 않은 마이크, A/D 변환기를 통해서 피크 주파수 검출장치(1)에 실시간으로 순차 입력되어도 좋고, 메모리에 격납되어 있어도 좋다. P=49 (f p =442Hz)로 하고, y=sin(2π442t)를 샘플링 주파수 24kHz로 샘플링한 유사한 디지털 데이터 열을 작성한 다음, 실제로 주파수 해석을 실행한 결과는, 16×f'≒7072.2656Hz가 얻어진다. 구하는 f'는, f'= (16×f')/16≒442.0166Hz로 된다. 구한 피크 주파수의 주파수 분해능은, 소망의 주파수 분해능 ｆ tg 를 만족시키고 있다. 실제로, 여기서의 이론치 f=442Hz에 대한 오차ε은, ε=f'－f=442.0166－442=0.0166Hz이며,±(ｆ tg /2)=±0.5109/2≒±0.255Hz에 들어가 있다. 또, 시간 창길이는 N/f s =4096/24kHz=0.171s이며, 소망의 시간 창길이 Ｔ tg =0.195s를 만족시키고 있다. 또한, 구한 피크 주파수의 출력 형식은 단위 Hz로도 좋고 f p =442Hz에 대한 센트값(＋0. 065센트)으로도 좋다. 7. 효과 이상 설명한 본 발명의 실시형태에 의하면, FFT에 의한 주파수 해석 시에 제약이 되는 주파수 분해능(f o )과 시간 창길이(T o )와의 사이에 있는 f o =1/T o 라고 하는 상반 관계의 문제를 회피해, 상기 소망의 주파수 분해능 ｆ tg 와 상기 소망의 시간 창길이 Ｔ tg 를 가지고, 신호파의 피크 주파수의 검출을 가능하게 할 수 있다. 수신 디지털 데이터 열의 샘플링 주파수는 2×f ch 보다 크면 피크 주파수 계산이 가능해진다. 또한, 근사 계산이나 커브 핏팅, 평균화 등의 처리를 필요로 하지 않기 때문에, 피크 주파수의 계산 정도의 열화는 없다. 또한, 입력 신호에 여분의 주파수대역의 성분(직류분 , 저주파분 , 고주파분 )이 포함되어 있어도, S/N 비가 나빠도, 대부분 진폭이 없는 듯한 경우에서도, 제1 디지털BPF, 제2 디지털BPF에 의해, 피크 주파수를 계산하는데 필요한 대역의 주파수 성분을 추출하기 위해, 문제없이 피크 주파수를 계산할 수 있다. 따라서, 피크 주파수 검출장치의 전단의 하드웨어의 요구사양을 낮출 수 있어, 소형화나 코스트 다운을 도모할 수 있다. 구체적으로는 예를 들면, 제1 디지털BPF의 컷오프 주파수 f ch 에 대해, 입력 신호의 샘플링 주파수가 2×f ch 보다 크면 피크 주파수를 계산할 수 있기 때문에, 전단의 아날로그 필터나 A/D 변환기 등의 하드웨어의 요구사양을 낮출 수 있다. 또, 멱승부로 설정하는 승수 n을 크게 설정하면, 디지털 밴드 패스 필터의 차수를 올려 가파르게 하여, 외부 노이즈에 강하게 할 수 있다. 8. 다른 실시형태 또한, 본 발명의 기술적 범위는, 상술한 실시 예에 한정되는 것은 아니며, 본 발명의 요지를 일탈하지 않는 범위 내에 있어서 여러 가지 변경을 더할 수 있는 것은 물론이다. 예를 들면, IIR, 바타워스형, 8차의 디지털 BPF를 예시했지만, 다른 형식의 것도 매우 적합하게 사용할 수 있다. 예를 들면, FIR(Finite impulse response), 체비쉐프(chevyshev)형 등이 매우 적합하게 사용할 수 있는 예로 들 수 있다. 차수도 8차에 한정되지 않는다. 또, 컷오프 주파수도, 상황에 따라, 추출 범위를 넓고 혹은 좁게 하면 좋다. 또 입력 신호가, 0을 중심으로 흔들리는, 고조파 성분이 거의 없는 신호(즉, 단일 주파수의 sin 커브에 가까운 신호)라면, 제1 디지털BPF를 로우패스필터로 해도 좋다. 또한, 반사 에코에 있어서, 도플러 주파수의 검출이나 조율 보조장치로의 적용을 예로 들어 본 발명을 설명했지만, 본 발명의 적용 범위는 이것에 한정되는 것은 아니다. FFT에 의해 신호파의 피크 주파수의 검출을 실행하는 용도로, 본 발명은 넓게 일반적으로 적용 가능하다. 또, 상기 실시의 형태에 관련된 각 기능부는, 하나 또는 복수의 LSI(Large Scale Integration)에 의해 실현되어도 좋으며, 또, 복수의 기능부가 하나의 LSI에 의해 실현되어도 좋다. 또, 집적화의 수법으로서는 LSI로 한정되는 것이 아니고, 전용회로 또는 범용 프로세서로 실현하는 것도 좋다. 또, LSI 제조 후에 프로그램하는 것이 가능한 FPGA(Field Programmable Gate Array)나, LSI 내부의 회로 셀의 접속이나 설정을 재구성 가능한 재설정가능 프로세서(Reconfigurable Processor)를 이용해도 좋다. 또, 반도체 기술의 진보 또는 파생하는 별도 기술에 의해, LSI에 치환되는 집적회로화의 기술이 등장하면, 당연히 그 기술을 이용해 기능 블록의 집적화를 행해도 좋다.
1… 피크 주파수 검출장치, 2… 도플러 계측기, 3… 피크 주파수 검출장치, 4… 피크 주파수 검출장치, 5… 피크 주파수 검출장치, 6… 피크 주파수 검출장치, 11… 제1 디지털BPF부, 12… n승 부, 13… 제2 디지털BPF부, 14… FFT부, 15… 1/n배 부, 16… 솎아내기 부, 17… 솎아내기 부, 18… 보간부, 19… 다중 멱승부, 20… 파라미터설정부, 21… 송수신기, 22… 송수신 전환 회로, 23… 송신 회로, 24… 수신 증폭기, 25… 변조기, 26… 국부발진회로, 27… 아날로그 필터, 28… A/D 변환기 |
