モータ駆動制御装置および信号生成方法 |
|||||||
| 申请号 | JP2016531374 | 申请日 | 2015-06-30 | 公开(公告)号 | JPWO2016002744A1 | 公开(公告)日 | 2017-04-27 |
| 申请人 | マイクロスペース株式会社; 太陽誘電株式会社; | 发明人 | 田中 正人; 正人 田中; 弘三 萩原; 弘三 萩原; 和夫 浅沼; 和夫 浅沼; 弘和 白川; 弘和 白川; | ||||
| 摘要 | 本発明の一実施形態に係るモータ駆動制御装置は、エッジパルスの時間間隔を計測し、当該計測された時間間隔に基づいて次のエッジパルスが出 力 されるまでの時間間隔の予測値を決定する。この予測値に基づき予測値の所定倍の周 波数 の 信号 を生成し、その信号をカウントした出力値を内挿位相信号とする。この内挿位相信号に基づいて連続した駆動基準 波形 を生成し、当該駆動基準波形に基づいてPFM変調のデューティ比を生成する。このことにより、ロータリエンコーダや電流センサを用いずにブラシレスモータの 正弦波 駆動を行う。 | ||||||
| 权利要求 | センサ信号の信号に応じてロータの回転角をコード化して上位ビット位相信号を生成する上位ビット位相生成部と、 前記センサ信号の信号が変化するタイミング間の周期を計測する第１カウンタと、 前記第１カウンタにより計測された周期に基づいて次回の周期の予測値を決定する予測部と、 前記センサ信号の信号レベルが変化した時点でリセットして前記センサ信号の信号レベルが変化しない間は前記予測値に基づく速度で変化させ、周期が前記予測値の所定数分の１となるノコギリ波状に変化する下位ビット位相信号を生成する下位ビット位相生成部と、 前記上位ビット位相信号と前記下位ビット位相信号とを加算して前記ロータの回転角に対応する連続位相信号を生成する加算部を備える モータ制御装置。 前記センサ信号は、前記ロータの所定回転角度毎に出力レベルが変化する複数のセンサから出力されることを特徴とする請求項1記載のモータ制御装置。 前記センサ信号を出力するセンサはホール効果により前記ロータの回転角を検出することを特徴とする請求項２記載のモータ制御装置。 前記下位ビット位相生成部が、 前記予測値に基づく分周数で一定周波数のクロックを分周する第２カウンタと、 前記第２カウンタの分周出力をカウントして前記下位ビット内挿位相信号を生成する第３カウンタと、 を備える請求項１に記載のモータ制御装置。 前記下位ビット位相生成部が、 前記予測値の逆数に比例する値を生成する逆数変換部と、 前記逆数に比例する値を累積する事により前記下位ビット内挿位相信号を生成するアキュムレータと、 を備える請求項１に記載のモータ制御装置。 前記下位ビット位相生成部は、前記下位ビット内挿位相信号がそのフルレンジ出力値で飽和し増加を停止することを特徴とする請求項１に記載のモータ駆動制御装置。 前記下位ビット位相生成部は、前記ブラシレスモータが低速回転状態にある場合に、 前記下位ビット内挿位相信号がそのフルレンジの略半分の出力値で飽和し増加を停止することを特徴とする請求項１に記載のモータ制御装置。 前記第１のカウンタがフルカウントとなった時に、前記ブラシレスモータが低速回転状態にあると判断することを特徴とする請求項５に記載のモータ制御装置。 前記予測部は、前記第１カウンタにより計測された時間間隔を、前記予測値として決定することを特徴とする請求項１ないし請求項６のいずれか１項に記載のモータ制御装置。 前記予測部は、前記第１カウンタにより計測された時間間隔、及び、過去に前記第１カウンタにより計測された時間間隔に基づいて、前記予測値を決定することを特徴とする 請求項１ないし請求項６のいずれか１項に記載のモータ制御装置。 前記ブラシレスモータがスター結線されていることを特徴とする請求項１ないし請求項８のいずれか１項に記載のモータ制御装置。 前記モータ制御装置にさらに、前記連続位相信号に基づいて生成される駆動信号に基づいて前記ブラシレスモータに駆動電圧を供給するインバータ回路を備える、 請求項１ないし請求項１１のいずれか１項に記載のモータ駆動制御装置。 請求項１ないし請求項１２のいずれか１項に記載のモータ制御装置または、モータ駆動制御装置を備えるアシスト車両。 ブラシレスモータのロータの所定回転角ごとに出力レベルが変化する複数のセンサ信号を用いて前記ブラシレスモータの複数相の巻線を駆動するモータ駆動制御装置であって、 前記センサ信号の信号レベルに応じて前記ロータの回転角をコード化して上位ビット位相信号を生成する上位ビット位相生成部と、 前記センサ信号の信号レベルが変化するタイミング間の周期を計測する第１カウンタと、 前記第１カウンタにより計測された周期に基づいて、次回の周期の予測値を決定する予測部と、 前記センサ信号の信号レベルが変化した時点でリセットし、前記センサ信号の信号レベルが変化しない間は前記予測値に基づく速度で出力データを変化させることにより、周期が前記予測値の所定数分の１となるノコギリ波状に変化する下位ビット位相信号、 を生成する下位ビット位相生成部と、 前記上位ビット位相信号と前記下位ビット位相信号とを加算して前記ロータの回転角に対応する連続位相信号を生成する加算部と、 前記連続位相信号に進角値を加算して進角値加算位相信号を生成する進角値加算部と、 前記進角値加算位相信号に基づいて前記複数相の巻線の通電タイミングを示す通電角信号を生成する、通電角信号生成部と、 前記通電角信号生成部によって生成された通電角信号に基づいて生成される駆動信号に基づいて、前記複数相の巻線への駆動電圧供給状態およびハイインピーダンス状態に制御するインバータ回路と、 を備えるモータ駆動制御装置。 センサ信号の信号に応じてロータの回転角をコード化して上位ビット位相信号を生成し、前記センサ信号の信号が変化するタイミング間の周期を計測し、 前記周期に基づいて次回の周期を予測し、 前記センサ信号の信号レベルが変化した時点でリセットして前記センサ信号の信号レベルが変化しない間は前記予測により得られた周期に基づく速度で変化させ、周期が前記予測値の所定数分の１となるノコギリ波状に変化する下位ビット位相信号を生成し、 前記上位ビット位相信号と前記下位ビット位相信号とを加算して前記ロータの回転角に対応する連続位相信号を生成することを特徴とする信号生成方法。 |
||||||
| 说明书全文 | 本発明は、モータの駆動を制御するモータ駆動制御装置に関し、特にブラシレスモータを正弦波駆動するモータ駆動制御装置に関する。 ブラシレスモータを駆動するための駆動方式として、間欠通電駆動方式と連続通電駆動方式とが知られている。 連続通電駆動方式においては、正弦波などの連続的な波形の駆動信号により駆動制御が行われるため、間欠通電駆動方式に比べてトルク変動が少なく、その結果、振動や騒音の発生を抑制できるという利点がある。 また、正弦波形状の駆動電圧を用いる場合には、適切な進角制御を行って誘起電圧（逆起電力）の位相と相電流の位相を合わせることにより、誘起電圧と相電流の波形が相似形となるため高効率が得られる。 連続通電駆動方式において誘起電圧と相電流とを相似形とするためには、モータのロータの位置を正確に測定または推定し、そのロータの位置に応じて駆動信号を生成する必要がある。 ロータの位置は、例えばロータリエンコーダを用いることにより、正確に検出することができる。 しかしながら、ロータリエンコーダは高価であるため、ロータリエンコーダを用いずにロータの位置を正確に把握できることが望ましい。 ロータリエンコーダを用いずにロータの位置を正確に把握するための提案の１つが、ホールＩＣから出力されるセンサ信号に基づいてロータの大まかな位置を把握し、ホールＩＣの間の細かい位置をロータの回転速度等に基づいて推定する方法である（特開２００１−１２８４８３号公報（特許文献１）参照）。 また、特開２００５−５１９５０号公報（特許文献２）に記載されているように、電流センサを用いて相電流の波形をリアルタイムでモニターし、このモニターした相電流の波形に基づいてモータ駆動回路（インバータ）への電圧指令を生成する方法も知られている。 しかしながら、電流センサもやはり高価であるため、電流センサも用いずに、ブラシレスモータの正弦波駆動制御を実現することが望まれる。 上記特許文献１においては、例えば急激な加速時又は減速時にロータの回転電気角ロータの回転電気角の推定値と実際の回転角との差が大きくなると、力率の悪化、動力性能の低下、運転感の悪化等の悪影響が現れることが指摘されている。 そして、この問題に対処するために、ロータの加速時に回転角の推定値を増大させ、ロータの減速時に回転角の推定値を減少させることにより、回転角の推定値と実際の回転角との差を縮小させることが提案されている。 しかし、特許文献１の方法では、電流指令値を生成するために、各相の巻線に流れる実際の電流を電流センサで測定する必要があるため、電流センサを省略することができない。 上記特許文献２においては、モータ駆動システムにおける電流センサ数を削減することが提案されているが、２個用いられていた電流センサの数を１つに削減するものであり、モータの駆動制御のために、依然として電流センサからの出力を必要としている。 また、特許文献１では、巻線がデルタ結線されているため、誘起電圧の波形に高調波歪みが存在すると、コイルにモータのトルクに寄与しない電流が流れてしまい、エネルギー損失が生じやすい。 本発明は、上述の課題の少なくとも１つを解決することを目的とする。 具体的には、本発明の目的の１つは、高価なロータリエンコーダ及び電流センサのいずれも用いずにブラシレスモータの正弦波駆動を行うことが可能なモータ駆動制御装置を提供することである。 また、本発明の他の目的は、高価なロータリエンコーダ及び電流センサのいずれも用いずにロータの回転電気角ロータの回転電気角を精度良く推定することであり、その結果、ロータの回転電気角ロータの回転電気角の推定値が実際の回転角から乖離した場合に生じる振動や騒音等の不具合を緩和することである。 本発明のさらに他の目的は、巻線の結線の種別によらずに適用可能な（例えば、スター結線とデルタ結線のいずれにも適用可能な）モータ駆動制御装置を提供することである。 本発明のさらに他の目的は、ロータの回転電気角に対応する連続位相信号を利用して間欠通電駆動を行うことが可能なモータ駆動制御装置を提供することである。 本発明のこれら以外の目的は、明細書全体の記載を通じて明らかにされる。 本発明の一実施形態に係るモータ駆動制御装置は、各相の巻線に対応して設けられた複数のホールＩＣからロータの所定回転電気角ごとに出力されるセンサ信号を用いてブラシレスモータを駆動するモータ駆動制御装置であって、前記センサ信号の信号レベルに応じて前記ロータの回転電気角をコード化して上位ビット位相信号を生成する上位ビット位相信号生成部と、前記センサ信号の信号レベルが変化するタイミングでホールエッジパルスを生成するホールエッジパルス生成部と、基準クロック信号を所定の分周比で分周して分周クロック信号を生成する分周部と、前記分周クロック信号をイネーブル信号として前記基準クロック信号をカウントし、前記ホールエッジパルス生成部から出力された今回のホールエッジパルスでカウント値� ��クリアすることにより、前記今回のホールエッジパルスと前回のホールエッジパルスとの間の時間間隔を計測する第１カウンタと、前記第１カウンタにより計測された時間間隔に基づいて、前記今回のホールエッジパルスから次回のホールエッジパルスまでの時間間隔の予測値を決定する予測部と、前記予測値から前記基準クロック信号でダウンカウントし、アンダーフローしたことに応じてボロー信号を出力する第２カウンタと、前記第２カウンタからのボロー信号をイネーブル信号として前記基準クロック信号をカウントしたカウント値を内挿位相信号として出力する第３カウンタと、 また、本発明の他の実施形態に係るモータ駆動制御装置は、各相の巻線に対応して設けられた複数のホールＩＣからロータの所定回転電気角ごとに出力されるセンサ信号を用いてブラシレスモータを駆動するモータ駆動制御装置であって、前記センサ信号の信号レベルに応じて前記ロータの回転電気角をコード化して上位ビット位相信号を生成する上位ビット位相信号生成部と、前記センサ信号の信号レベルが変化するタイミングでホールエッジパルスを生成するホールエッジパルス生成部と、基準クロック信号を所定の分周比で分周して分周クロック信号を生成する分周部と、前記分周クロック信号をイネーブル信号として前記基準クロック信号をカウントし、前記ホールエッジパルス生成部から出力された今回のホールエッジパルスでカ� ��ント値をクリアすることにより、前記今回のホールエッジパルスと前回のホールエッジパルスとの間の時間間隔を計測する第１カウンタと、前記第１カウンタにより計測された時間間隔に基づいて、前記今回のホールエッジパルスから次回のホールエッジパルスまでの時間間隔の予測値を決定する予測部と、前記予測値から前記基準クロック信号でダウンカウントし、アンダーフローしたことに応じてボロー信号を出力する第２カウンタと、前記第２カウンタからのボロー信号をイネーブル信号として前記基準クロック信号をカウントしたカウント値を内挿位相信号として出力する第３カウンタと、前記上位ビット位相信号と前記内挿位相信号とを加算して前記ロータの回転電気角に対応する連続位相信号を生成する上下位ビット加算部と� �前記連続位相信号に進角値を加算して進角値加算位相信号を生成する進角値加算部と、前記進角値加算位相信号に基づいて、前記各相の巻線の通電タイミングを示す通電角信号を生成する通電角信号生成部と、 本発明によれば、ロータリエンコーダや電流センサを用いずにブラシレスモータの正弦波駆動を行うことが可能なモータ駆動制御装置を提供することができる。 以下、適宜図面を参照し、本発明の様々な実施形態を説明する。 なお、図面において共通する構成要素には同一の参照符号が付されている。 図１は、本発明の一実施形態に係るモータ駆動制御装置を適用可能な電動アシスト自転車を概略的に示す。 電動アシスト自転車は本発明に係るモータ駆動制御装置を適用可能な応用例の一例に過ぎず、本発明に係るモータ駆動制御装置は様々な用途におけるブラシレスモータの駆動制御に用いられ得る。 図１に示すとおり、電動アシスト自転車１はクランク軸と後輪がチェーンを介して連結されている一般的な後輪駆動型のものであり、この電動アシスト自転車１は、例えば、二次電池１０１と、モータ駆動制御装置１０２と、トルクセンサ１０３と、ブレーキセンサ１０４と、モータ１０５と、操作パネル１０６とを備える。 二次電池１０１としては、リチウムイオン二次電池、リチウムイオンポリマー二次電池、ニッケル水素蓄電池などの様々な二次電池を用いることができる。 本発明の一実施形態において、二次電池１０１は、供給最大電圧（満充電時の電圧）が２４Ｖのリチウムイオン二次電池である。 トルクセンサ１０３は、クランク軸に取付けられたホイールに設けられる。 トルクセンサ１０３は、ペダルの踏力を検出し、この検出結果をモータ駆動制御装置１０２に出力することができる。 ブレーキセンサ１０４は、磁石（不図示）と周知のリードスイッチ（不図示）とから構成されている。 磁石は、ブレーキレバーを固定するとともにブレーキワイヤー（不図示）が送通される筐体内において、ブレーキレバーに連結されたブレーキワイヤーに固定されている。 ブレーキレバーは手で握られたときにリードスイッチをオン状態にするように構成されている。 また、リードスイッチは筐体内に固定されている。 このリードスイッチの導通信号はモータ駆動制御装置１０２に送られる。 モータ１０５は、例えば周知の三相直流ブラシレスモータである。 モータ１０５の巻線の結線方法は任意であり、例えばスター結線されていてもデルタ結線されていてもよい。 モータ１０５は、例えば電動アシスト自転車１の前輪に装着される。 モータ１０５は、前輪を回転させるとともに、前輪の回転に応じて内蔵のローターが回転するように前輪に連結されている。 また、モータ１０５は、内蔵のロータに備えられた磁極の位置（すなわちロータの位相）を検出するために、複数個（典型的には３個）のホールＩＣ（不図示）を備えている。 ホールＩＣによって検出されたロータの位相を示す信号（すなわちホール出力信号）はモータ駆動制御装置１０２に出力される。 ホールＩＣが３つの場合には、この３つのホールＩＣは、モータ１０５に周方向に沿って例えば１２０°間隔で等間隔に配置される。 ホールＩＣは、モータ１０５のロータが回転すると、ロータの永久磁石が作り出す磁界を検出し、検出した磁界強度に応じたホール出力信号Ｈｕ、Ｈｖ、Ｈｗ（図６（ａ）ないし図６（ｃ）参照）を出力する。 一例において、モータ１０５に配置されたホールＩＣは、ホール出力信号Ｈｕ、Ｈｖ、Ｈｗが対応するＵ相、Ｖ層、及びＷ相の逆起電力に対して電気角で３０度遅れて出力されるように配置される。 図２に、モータ１０５の駆動を制御するモータ駆動制御装置１０２を概略的に示す。 本発明の一実施形態に係るモータ駆動制御装置１０２は、以下に詳述するように、安価なホールＩＣからのホール出力信号（センサ信号）に基づいて、電流センサやロータリエンコーダからの出力信号を用いることなく、モータ１０５のロータの回転電気角に対応する連続的な駆動波形を形成するものである。 図２に示すように、モータ駆動制御装置１０２は、駆動制御部１１０と、ＦＥＴ（Field Effect Transistor）ブリッジから成るインバータ回路１７０とを有する。 インバータ回路１７０は、３相ブラシレスモータ１０５のＵ相についてのスイッチングを行うハイサイドＦＥＴ（Ｓ uh ）及びローサイドＦＥＴ（Ｓ ul ）と、モータ１０５のＶ相についてのスイッチングを行うハイサイドＦＥＴ（Ｓ vh ）及びローサイドＦＥＴ（Ｓ vl ）と、モータ１０５のＷ相についてのスイッチングを行うハイサイドＦＥＴ（Ｓ wh ）及びローサイドＦＥＴ（Ｓ wl ）とを含み、これらの各ＦＥＴを３相ブリッジ接続して構成される。 インバータ回路１７０の各相の出力端子は、モータ１０５の各相の巻線に電気的に接続されている。 インバータ回路１７０に備えられた各ＦＥＴは、駆動制御部１１０から出力される駆動信号によってスイッチングされる。 このように、インバータ回路１７０では、駆動制御部１１０から出力される駆動信号に基づいてスイッチング素子（各ＦＥＴ）がオンオフ制御され、このスイッチング素子のオンオフ制御によって、二次電池１０１から供給される電圧を変換して各相の駆動電圧を生成する。 生成された各相の駆動電圧は、モータ１０５の各相の巻線に供給される。 図示のように、本発明の一実施形態に係る駆動制御部１１０は、上位ビット位相信号生成部１２０と、内挿位相信号生成部１３０と、上下位ビット加算部１３５と、進角値加算部１３６と、Ｕ相波形生成部１４０ｕと、Ｖ相波形生成部１４０ｖと、Ｗ相波形生成部１４０ｗと、乗算部１５０ｕと、乗算部１５０ｖと、乗算部１５０ｗと、Ｕ相ＰＷＭ変調部１６０ｕと、Ｖ相ＰＷＭ変調部１６０ｖと、Ｗ相ＰＷＭ変調部１６０ｗと、を備える。 また、駆動制御部１１０には、演算に用いる各種データ及び処理途中のデータ等を格納する不図示のメモリが備えられてもよい。 このメモリは、制御部１１０とは別に設けられてもよい。 本発明の一実施形態における上位ビット位相信号生成部１２０は、モータ１０５に備えられたホールＩＣからのホール出力信号Ｈｕ、Ｈｖ、Ｈｗを読み込み、このホール出力信号の信号レベルに応じて、ロータの回転電気角に相当する電気角の範囲を求め、この電気角を３ビットの上位ビット位相信号にコード化する。 例えば、ホール出力信号Ｈｕ、Ｈｖ、Ｈｗの信号レベルがそれぞれ図６（ａ）ないし図６（ｃ）に示すように検出された場合には、ロータの回転電気角は、ホール出力信号Ｈｕ、Ｈｖ、Ｈｗの信号レベルに応じて、図６（ｅ）に示すように「０」〜「５」の３ビットにコード化される。 すなわち、ホール出力信号Ｈｕ、Ｈｖ、ＨｗがＨ、Ｌ、Ｈであれば「０」（電気角０°〜６０°）、Ｈ、Ｌ、Ｌであれば「１」（電気角６０°〜１２０°）、・・・Ｌ、Ｌ、Ｈであれば「５」（電気角３００°〜３６０°）と回転角が６０°づつ大きくなるごとに値をインクリメントすることにより、ロータの回転電気角を３ビットにコード化することができる。 回転角をコード化するために必要なビット数（つまり、上位ビット位相信号のビット数）は、ホールＩＣの個数に応じて３ビットより多くても少なくてもよい。 本発明の一実施形態における内挿位相信号生成部１３０は、ホール出力信号Ｈｕ、Ｈｖ、Ｈｗに基づいて、図６（ｆ）に示すように、モータ１０５のロータの回転電気角をより高い分解能で示す内挿位相信号（下位ビット位相信号とも呼称される）を生成する。 上位ビット位相信号が電気角６０°単位の回転角を示す場合には、内挿位相信号は電気角６０°よりも細かな回転角を示す。 内挿位相信号生成部１３０の詳細については後述する。 本発明の一実施形態における上下位ビット加算部１３５は、上位ビット位相信号生成部１２０からの上位ビット位相信号と内挿位相信号生成部１３０からの内挿位相信号とを加算し連続位相信号を生成する。 上下位ビット加算部１３５は、上位ビット位相信号生成部１２０からの上位ビット位相信号をカウンタ上位桁データとし、内挿位相信号生成部１３０からの内挿位相信号をカウンタ下位桁データとして、当該上位ビット位相信号と当該内挿位相信号とを加算することで連続位相信号を生成する。 連続位相信号については図６（ｇ）に例示されている。 本発明の一実施形態における進角値加算部１３６は、上下位ビット加算部１３５からの連続位相信号に進角値を加算する。 本発明の一実施形態におけるＵ相波形生成部１４０ｕは、進角値加算部１３６において進角値が加算された連続位相信号に基づいて、Ｕ相用の駆動基準波形信号を生成する。 同様に、Ｖ相波形生成部１４０ｖ及びＷ相波形生成部１４０ｗも、上下位ビット加算部１３５からの連続位相信号に基づいて、それぞれＶ相用の駆動基準波形信号及びＷ相用の駆動基準波形信号を生成する。 各相の駆動基準波形信号は、図８（ｇ）ないし図８（ｉ）に例示されている。 駆動基準波形信号の具体的な形成方法については後述する。 本発明の一実施形態における乗算部１５０ｕ、乗算部１５０ｖ、及び乗算部１５０ｗは、対応するＵ相波形生成部１４０ｕ、Ｕ相波形生成部１４０ｖ、又はＵ相波形生成部１４０ｗからの駆動基準波形信号に、所定の駆動電圧コードを乗じて、ＰＷＭ変調のデューティ比に相当するＰＷＭコードを生成する。 本発明の一実施形態におけるＵ相ＰＷＭ変調部１６０ｕは、乗算部１５０ｕからのＰＷＭコードに基づいて、Ｕ相用のスイッチング信号を生成し、生成したスイッチング信号をＦＥＴ（Ｓ uh ）及びＦＥＴ（Ｓ ul ）に対して出力する。 同様に、Ｖ相ＰＷＭ変調部１６０ｖは、乗算部１５０ｖからのＰＷＭコードに基づいてＶ相用のスイッチング信号を生成し、生成したスイッチング信号をＦＥＴ（Ｓ vh ）及びＦＥＴ（Ｓ vl ）に対して出力し、Ｗ相ＰＷＭ変調部１６０ｗは、乗算部１５０ｗからのＰＷＭコードに基づいてＷ相用のスイッチング信号を生成し、生成したスイッチング信号をＦＥＴ（Ｓ wh ）及びＦＥＴ（Ｓ wl ）に対して出力する。 このように、Ｕ相ＰＷＭ変調部１６０ｕ、Ｖ相ＰＷＭ変調部１６０ｖ、及びＷ相ＰＷＭ変調部１６０ｗは、対応する乗算部１５０ｕ、乗算部１５０ｖ、乗算部１５０ｗからのＰＷＭコードに基づいて、インバータ回路１７０の各スイッチング素子（ＦＥＴ）をオンオフ制御する。 上述のように、このスイッチング素子のオンオフ制御によって、各相の駆動電圧が生成され、生成された駆動電圧がモータ１０５の各相の巻線に供給される。 次に、図３を参照して、内挿位相信号生成部１３０についてさらに説明する。 図３に示すとおり、本発明の一実施形態に係る内挿位相信号生成部１３０は、ホールエッジパルス生成部２０２と、分周部２０４と、ＡＮＤゲート２０６と、カウンタ２０８と、ＯＲゲート２１０と、予測部２１２と、ダウンカウンタ２１４と、ＡＮＤゲート２１６と、カウンタ２１８と、ＡＮＤゲート２２０と、ＮＯＲゲート２２２とを備える。 ホールエッジパルス生成部２０２は、ホール出力信号Ｈｕ、Ｈｖ、Ｈｗのうちの何れか一つが立ち上るか又は立ち下がるたびに基準クロックのパルス幅を有するホールエッジパルス（単に「エッジパルス」ということもある。）を生成し、生成したホールエッジパルスをカウンタ２０８、ＯＲゲート２１０、及びカウンタ２１８に出力する。 図６（ｄ）に示すように、ホールエッジパルスは、ホール出力信号Ｈｕ、Ｈｖ、Ｈｗの立ち上がりエッジ及び立ち下がりエッジの各々に対応するタイミングで生成されるパルス信号である。 本明細書においては便宜上、繰り返し生成されるホールエッジパルスを区別するために、ホールエッジパルスがホールエッジパルス生成部２０２から出力されたときに当該ホールエッジパルスを「今回の」エッジパルス又は「現在の」エッジパルスといい、それ以前に出力されたエッジパルスを「過去の」エッジパルスといい、特に「今回の」エッジパルスよりも１つ前に出力されたエッジパルスを「前回の」エッジパルスといい、「今回の」エッジパルスよりも１つ後に出力されるエッジパルスを「次回の」又は「次の」エッジパルスということがある。 分周部２０４は、基準クロックを所定の分周比で分周した分周クロック信号を生成し、生成した分周クロック信号をＡＮＤゲート２０６を介してカウンタ２０８に出力する。 分周比は、たとえば２５６とすることができるが、本発明に適用可能な分周比はこれには限られない。 カウンタ２０８は、分周部２０４からＡＮＤゲート２０６を介して入力される分周クロック信号をイネーブル信号として基準クロックをカウントアップする。 また、カウンタ２０８は、エッジパルスが入力されるとクリアされて０がセットされるように構成される。 このように、カウンタ２０８は、エッジパルスが出力される時間間隔を計測することができる。 予測部２１２には、ＯＲゲート２１０からの出力が取り込みイネーブル信号として入力される。 予測部２１２にＯＲゲート２１０から取り込みイネーブル信号が入力されると、カウンタ２０８のカウント値（Ｑ）が予測部２１２に読み込まれる。 ＯＲゲート２１０には、カウンタ２０８からのキャリー信号及びホールエッジパルス生成部２０２からのエッジパルスが入力されている。 したがって、取り込みイネーブル信号は、エッジパルスの出力タイミング又はカウンタ２０８がフルカウントされたタイミングで予測部２１２に入力される。 よって、モータの回転速度が速い場合には、カウンタ２０８がフルカウントされる前に次のエッジパルスが出力されるので、次のエッジパルスがホールエッジパルス生成部２０２から出力されたタイミングで、カウンタ２０８のカウント値が予測部２１２に取り込まれる。 一方、モータ１０５の回転速度が遅い場合には、次のエッジパルスの出力タイミングより前にカウンタ２０８がフルカウントされるので、カウンタ２０８がフルカウントされたタイミングで予測部２１２にカウンタ２０８のカウント値が読み込まれる。 このように、カウンタ２０８がフルカウントされるほどモータ１０５が低速回転している状態を本明細書においてモータ１０５が「低速回転状態」にあるということがある。 以上から、モータ１０５が低速回転状態ではなく、エッジパルスによりカウンタ２０８のカウント値が取り込まれる場合には、当該カウント値は、前回のエッジパルスでカウンタ２０８がクリアされてから今回のエッジパルスが出力されるまでの間の時間間隔を表す。 また、カウンタ２０８がフルカウントされたときに出力されるキャリー信号は、反転されてＡＮＤゲート２０６に入力される。 このように、カウンタ２０８は、ＡＮＤゲート２０６にキャリー信号を反転して入力することにより、フルカウントされてからエッジパルスによりクリアされるまでの間、ＡＮＤゲート２０６からのイネーブル信号を停止し、フルカウントされた飽和状態のままカウントアップ動作を停止する。 上述のように、エッジパルスがカウンタ２０８に入力されると、カウンタ２０８は０にセットされる。 このとき、キャリー信号の出力が停止されるので、カウンタ２０８はカウントアップ動作を再開する。 予測部２１２は、カウンタ２０８から入力された前回のエッジパルスと今回のエッジパルスとの間の時間間隔を示すカウント値に基づいて、当該今回のエッジパルスから次のエッジパルスまでの時間間隔の予測値を決定する。 図６（ｄ）を例にとってこの予測値の決定について例示すると、フェーズ０とフェーズ１との間（電気角６０°）のタイミングでホールエッジパルスＨＥＰ１が出力され、当該ホールエッジパルスＨＥＰ１に応じてカウンタ２０８から予測部２１２にカウント値が出力された場合には、当該今回のホールエッジパルスＨＥＰ１と次回のホールエッジパルスＨＥＰ２（フェーズ１とフェーズ２との間で出力されるホールエッジパルス）との間の時間間隔の予測値が決定される。 今回のエッジパルスから次回のエッジパルスまでの時間間隔の予測値は、様々な方法で決定され得る。 最もシンプルな方法は、計測済みの前回のエッジパルスから今回のエッジパルスまでの時間間隔をそのまま次回のエッジパルスまでの時間間隔の予測値とする方法である。 モータの回転速度が安定している場合には、この予測方法により概ね正確な予測値が得られる。 また、２発目のエッジパルスが出力された時点から予測値を決定することができる。 この場合、予測部２１２は、前回のエッジパルスから今回のエッジパルスまでの時間間隔を保持するフリップフロップを備え、保持している時間間隔を予測値として出力する。 予測部２１２の他の例について、図５を参照して説明する。 図５は、本発明の一実施形態に係る予測部２１２の機能を示すブロック図である。 図示のとおり、本発明の一実施形態に係る予測部２１２は、フリップフロップ２５２と、フリップフロップ２５４と、乗算部２５６と、加算部２５８とを備える。 フリップフロップ２５２は、前回のエッジパルスから今回のエッジパルスまでの時間間隔を示す値を保持しており、フリップフロップ２５４は、前々回のエッジパルスから前回のエッジパルスまでの時間間隔を示す値を保持している。 エッジ検出回路２０２から次回のエッジパルスが出力されると、フリップフロップ２５２は、保持していた値（前回のエッジパルスから今回のエッジパルスまでの時間間隔）をフリップフロップ２５４及び乗算部２５６に出力するとともに、カウンタ２０８から入力される新たなカウント値（今回のエッジパルスから次回のエッジパルスまでの時間間隔）を新たに保持する。 エッジ検出回路２０２から次回のエッジパルスが出力された場合、フリップフロップ２５４は、保持していた前回のカウント値（現在のカウント値よりも１回前にカウンタ２０８から出力された前回のカウント値であり、前々回のエッジパルスから前回のエッジパルスまでの時間間隔）を加算部２５８に出力する。 乗算部２５６は、フリップフロップ２５２から出力された現在のカウント値を２倍し、２倍された現在のカウント値を加算部２５８に出力する。 加算部２５８は、乗算部２５６からの入力値からフリップフロップ２５４からの入力値を減算して、その減算結果を次のエッジパルスまでの時間間隔の予測値として出力する。 このようにして出力された次のエッジパルスまでの時間間隔の予測値は、ダウンカウンタ２１４に入力される。 このように、予測部２１２は、過去に出力されたエッジパルスの出力間隔の計測値に基づいて、直近に出力された（現在の）エッジパルスの出力タイミングから将来（特に次回）出力されるエッジパルスの出力タイミングまでの時間間隔を予測することができる。 ダウンカウンタ２１４は、自らのボロー信号（図３におけるＣｙ端子出力）でロードされ、ロードされたときに予測部２１２から次のエッジパルスまでの時間間隔の予測値を読み込み、この読み込んだ予測値をセットして、このセットされた値から基準クロックでダウンカウント動作を行う。 このダウンカウント動作により、カウンタ２１４がダウンフローすると、上述のボロー信号が出力され、カウンタ２１４がロードされる。 ダウンカウンタ２１４からのボロー信号は、ＡＮＤゲート２１６を介してカウンタ２１８にイネーブル信号として入力される。 カウンタ２１８は、カウンタ２１４からのボロー信号をイネーブル信号として、基準クロックでアップカウント動作し、そのカウント値を内挿位相信号として出力する。 また、カウンタ２１８は、エッジパルスでクリアされるように構成される。 ダウンカウンタ２１４は、基準クロックを所定の分周比で分周した分周クロック信号をイネーブル信号として用いてカウンタ２０８によりカウントされたカウント値（エッジパルスの時間間隔）をセットし、このセットされたカウント値から基準クロックでダウンカウントするので、ダウンカウンタ２１４がボロー信号を出力する周波数、すなわちカウンタ２１８のイネーブル信号の周波数は、エッジパルスが出力される周波数（ホールエッジ周波数）の分周比倍となる。 例えば、分周部２０４が基準クロックを２５６分周する場合は、カウンタ２１８のイネーブル信号の周波数は、ホールエッジ周波数の２５６倍となる。 カウンタ２１８は、ホールエッジ周波数の分周比（＝Ｎ）倍のイネーブル信号により基準クロックでカウント動作するので、カウンタ２１８のカウント値として出力される内挿位相信号は、エッジパルスを分周比と同じ逓倍比（＝Ｎ）で逓倍したＮ逓倍信号となる。 カウンタ２１８がオーバーフローした際に出力されるキャリー信号がＮＯＲゲート２２２を介してＡＮＤゲート２１６に入力されるので、カウンタ２１８がフルカウントされた後は、カウンタ２１８はフルカウントされた飽和状態のままカウントアップ動作を停止する。 カウンタ２１８は、次のエッジパルスがホールエッジパルス生成部２０２から入力されるまでカウントアップ動作を停止し、飽和状態に維持される。 予測部２１２から出力された次のエッジパルスまでの時間間隔の予測値よりも実際の時間間隔の方が長い場合に、フルカウント後もイネーブル信号を継続してカウンタ２１８に入力すると、フルカウント後にカウンタ２１８がオーバーフローしてゼロに戻ってしまうので内挿位相信号が不連続的に変化し、その結果、後段で生成される駆動基準波形にも不連続な変化が生じてしまい、大きな振動や騒音の原因となってしまう。 例えば、カウンタ２１８がフルカウント後にゼロに戻ると、図９（ａ）に示すように、フェーズ１においてカウンタ２１８のオーバーフロー時に起こる位相内挿信号の不連続な変化により、連続位相信号にも不連続な変化が生じてしまう。 これに対し、カウンタ２１８をフルカウントで飽和した状態に維持することにより、位相内挿信号はフルカウント値のまま維持されるので、図９（ｂ）に示すように、連続位相信号に不連続区間が生じないようにすることができる。 また、カウンタ２１８からは、カウント値の最上位ビットＭＳＢがＡＮＤゲート２２０に出力される。 ＡＮＤゲート２２０は、カウンタ２１８からの最上位ビットＭＳＢとカウンタ２０８からのキャリー出力の論理積を生成し、生成した論理積をＮＯＲゲート２２２経由でＡＮＤゲート２１６に出力する。 これにより、カウンタ２０８からキャリー出力が出力されるモータ１０５の低速回転状態においては、カウンタ２１８がハーフカウントされたとき（最上位ビットが「１」になったとき）に、カウンタ２１８へのイネーブル信号の供給が停止されるので、カウンタ２１８はハーフカウントに維持されたままカウントアップ動作を停止する。 モータ１０５の低速回転状態においては、次のエッジパルスが出力されるまで、ロータの回転電気角の予測が極めて困難となり、ロータが０°から６０°のどの角度にあるか不明となる。 このようなモータ１０５の低速回転状態において、カウンタ２１８のアップカウント動作をハーフカウントで停止することにより、ロータの回転電気角の予測位置と実際の位置との誤差を±３０°以内にすることができる。 例えば、フェーズ１の周期が極めて長くなった場合には、このフェーズ１においてカウンタ２１８がハーフカウントされたときに、すなわちロータの回転電気角３０°相当でアップカウント動作を停止することにより、図１０に示すような連続位相信号が生成され、実際のロータの回転電気角との誤差を±３０°以内にすることができる。 仮にフルカウントまでカウントアップしてしまうと、ロータの回転電気角が電気角０°付近に長時間留まっている場合には最大で６０°近い誤差が生じてしまう。 このように、ハーフカウントでカウンタ２１８のカウント動作を停止することにより、ロータの回転電気角の誤差を小さくすることができる。 以上説明したように、図３のように構成された内挿位相信号生成部１３０により、エッジパルスの時間間隔に対応する電気角よりも分周比倍（Ｎ倍）の分解能を有する内挿位相信号を生成することができる。 また、内挿位相信号をカウント値として出力するカウンタ２１８は、フルカウントされた飽和状態のままカウントアップ動作を停止するように構成されているので、次のエッジパルスまでの予測時間が短すぎた場合であても、連続位相信号（または駆動基準波形）が不連続となることを防止することができる。 また、モータ１０５の低速回転状態においては、カウンタ２１８のカウント動作をハーフカウントで停止するので、ロータの回転電気角の推定値の誤差を３０°以内にすることができる。 次に、図４及び図７を参照して、各相の駆動基準波形を生成する波形生成部の構成をさらに説明する。 図４は、Ｖ相の駆動基準波形を生成するＶ相波形生成部１４０ｖの機能を示すブロック図である。 Ｖ相以外の各相の駆動基準波形もＶ相の駆動基準波形と同様にして生成されるので、ここでは主にＶ相の駆動基準波形の生成方法について説明する。 図４に示すとおり、本発明の一実施形態に係るＶ相波形生成部１４０ｖは、オフセット角加算部２３２と、モジュロ演算部２３４と、２ｓＣ変換部２３５と、位相加算部２３６と、２乗演算部２３８ａと、２乗演算部２３８ｂと、加算部２４０ａと、加算部２４０ｂと、比較部２４２と、ゼロクリップ部２４４と、を備える。 オフセット角加算部２３２は、上下位ビット加算部１３５からの上位ビット位相信号と内挿位相信号とを加算して生成された連続位相信号に対して、各相について設定されたオフセット角を加算する。 例えば、Ｕ相については３０°のオフセット角が設定され、Ｖ相については１５０°のオフセット角（Ｕ相のオフセット角＋１２０°）、Ｗ相については２７０°（Ｖ相のオフセット角＋１２０°）のオフセット角が設定される。 モジュロ演算部２３４は、オフセット角加算部２３２にて各相ごとのオフセット角が加算された連続位相信号のカウンタ上位桁データ（上位ビット位相信号生成部１２０からの上位ビット位相信号に由来するデータ）に対してモジュロ演算を行い、オフセット角加算部２３２からの連続位相信号を電気角０°〜３６０°の範囲の信号に変換して出力する。 上述のように、上位ビット位相信号が０〜５の値を取る場合には、上位ビット位相信号の６が３６０°となるため、モジュロ演算部２３４はモジュロ６演算を行う。 ２ｓＣ変換部２３５は、モジュロ演算部２３４から出力された０°〜３６０°範囲の連続位相信号を２の補数表現で取り得る−１８０°〜＋１８０°の値域にシフトさせる。 図７（ｄ）に、図６（ｇ）に示した連続位相信号にオフセット角加算部２３２において各相について設定されたオフセット角を加算し、そのオフセット角加算後の信号をモジュロ演算部２３４にて電気角０°〜３６０°の範囲に変換し、さらに２ｓＣ変換部２３５で−１８０°〜＋１８０°の値域にシフトさせた各相の連続位相信号を示す。 図７（ｄ）においては、Ｕ相の連続位相信号はＰＳｕ、Ｖ相の連続位相信号はＰＳｖ、Ｗ相の連続位相信号はＰＳｗで表されている。 図７（ｄ）の例では、各相のオフセット角は、Ｕ相について３０°、Ｖ相について１５０°、Ｗ相について２７０°とされている。 位相加算部２３６は、２ｓＣ変換部から出力された−１８０°〜＋１８０°の範囲にある連続位相信号ＰＳｖ１に−６０°のオフセット角を加算し、このオフセット後の位相信号ＰＳｖ２に再びモジュロ演算を行って−１８０°〜＋１８０°の値域にシフトさせる。 ２乗演算部２３８ａは、位相加算部２３６から出力された−１８０°〜＋１８０°の範囲の連続位相信号ＰＳｖ２を２乗し放物線を生成する。 そして、加算部２４０ａにおいて、頂点位置を示す定数から２乗演算部２３８ａで生成された放物線を減算することにより、図７（ｆ）に示すように、上に凸の放物線ＰＢ２を生成する。 また、２乗演算部２３８ｂは、モジュロ演算部２３４から出力された−１８０°〜＋１８０°の範囲の連続位相信号ＰＳｖ１を２乗して放物線を生成し、算部２４０ｂにおいて、上記の頂点位置を示す定数から２乗演算部２３８ｂで生成された放物線を減算することにより、図７（ｆ）に示すように、上に凸の放物線ＰＢ１を生成する。 比較部２４２は、放物線ＰＢ１の各位相における値と放物線ＰＢ２の各位相における値とを比較してその大きい方を選択して出力する。 ゼロクリップ部２４４は、比較部２４２の出力信号が負になった部分をゼロクリップすることにより、図７（ｇ）に例示する駆動基準波形を生成する。 Ｖ相の駆動基準波形は以上のようにして生成される。 Ｕ相の駆動基準波形及びＷ相の駆動基準波形も、Ｖ相の駆動基準波形と同様にして生成される。 Ｕ相の駆動基準波形は、例えばＶ相の駆動基準波形から電気角−１２０°だけシフトしており、Ｗ相の駆動基準波形は、例えばＶ相の駆動基準波形から電気角＋１２０°だけシフトしている。 図８（ｇ）ないし図８（ｉ）には、各相の駆動基準波形の例を示している。 図示のように、各相の駆動基準波形は、図８（ｄ）ないし図８（ｆ）に示されている対応する相の逆起電力と概ね相似な形状を有している。 このようにして生成された各相の駆動基準波形に、上述したように、所定の駆動電圧コードを乗じることにより、ＰＷＭ変調のデューティ比に相当するＰＷＭコードを生成し、当該ＰＷＭコードに基づいてインバータ回路のスイッチング素子がＰＷＭ駆動される。 ここで、各相の駆動基準波形が対応する相の逆起電力と相似な形状を有しているため、高効率でモータ１０５を駆動することができる。 また、駆動基準波形に不連続な部分が存在しないため、モータ１０５の振動及び騒音を抑制することができる。 また、本実施形態においては、各相の逆起電力とほぼ相似な形状を有する駆動基準波形は、高価な電流センサやロータリエンコーダを用いずに安価なホールＩＣからのセンサ信号に対する信号処理により得られるので、高精度の正弦波駆動を高価な素子を用いることなく実現できる。 次に、図１１及び図１２を参照して、本発明の他の実施形態に係るモータ駆動制御装置を説明する。 本実施形態に係るモータ駆動制御装置は、モータ１０５を間欠通電駆動することができるように構成されている。 図１１は、本発明の他の実施形態に係るモータ駆動制御装置の機能ブロック図である。 図１１のモータ駆動制御装置の構成要素うち、図２のモータ駆動制御装置と実質的に同じものについては、同じ参照符号を付して説明を省略する。 図１１に示すモータ駆動制御装置３０２の駆動制御部３１０は、図２の駆動制御部１１０と同様に、上位ビット位相信号と前記内挿位相信号とを加算してロータの回転電気角に対応する連続位相信号を生成し、当該連続位相信号に進角値を加算して進角値加算位相信号を生成する。 図１１に示す駆動制御部３１０は、モジュロ演算部３１２と、間欠駆動デコーダ３１４と、ＰＷＭ変調部３１６と、各相ごとに設けられたＡＮＤゲート３１８ｕ、ＡＮＤゲート３１８ｖ、ＡＮＤゲート３１８ｗと、駆動回路３２０とを備える。 モジュロ演算部３１２は、進角値加算部１３６からの進角値加算位相信号のカウンタ上位桁データに対してモジュロ演算を行い、進角値加算位相信号を電気角０°〜３６０°の範囲の信号に変換して出力する。 間欠駆動デコーダ３１４は、電気角０°〜３６０°の範囲に変換された進角値加算位相信号を３ビットの相番号にコード化する。 この相番号は、進角値が加算された連続位相信号（進角値加算位相信号）をコード化して算出しているため、ホール出力信号Ｈｕ、Ｈｖ、Ｈｗが示す６０°ごとの電気角を順に定められる相番号（図１２（ｄ）参照）と比べて、進角調整が成された相番号（図１２（ｅ）参照）が得られる。 間欠駆動デコーダ３１４は、進角調整後の相番号に基づいて、各相の巻線における通電時間を制御する通電角信号を生成する。 図１２（ｆ）及び図１２（ｇ）に示すように、Ｕ相の通電角信号Ｕ＋は進角後相番号「０」及び「１」の区間でハイレベルで残りの区間でローレベルとなり、Ｕ相の通電角信号Ｕ１２０は進角後相番号「０」、「１」、「３」及び「４」の区間でハイレベルで残りの区間でローレベルとなる。 また、図１２（ｈ）及び図１２（ｉ）に示すように、Ｖ相の通電角信号Ｖ＋は進角後相番号「２」及び「３」の区間でハイレベルで残りの区間でローレベルとなり、Ｖ相の通電角信号Ｖ１２０は進角後相番号「０」、「２」、「３」及び「５」の区間でハイレベルで残りの区間でローレベルとなる。 また、図１２（ｊ）及び図１２（ｋ）に示すように、Ｗ相の通電角信号Ｗ＋は進角後相番号「４」及び「５」の区間でハイレベルで残りの区間でローレベルとなり、Ｗ相の通電角信号Ｗ１２０は進角後相番号「１」、「２」、「４」及び「５」の区間でハイレベルで残りの区間でローレベルとなる。 通電角信号Ｕ＋、通電角信号Ｖ＋、及び通電角信号Ｗ＋はそれぞれＡＮＤゲート３１８ｕ、ＡＮＤゲート３１８ｖ、及びＡＮＤゲート３１８ｗに出力される。 通電角信号Ｕ１２０、通電角信号Ｖ１２０、及び通電角信号Ｗ１２０はそれぞれ駆動回路１２０に出力される。 ＡＮＤゲート３１８ｕは、ＰＷＭ変調部３１８からのＰＷＭ信号と通電角信号Ｕ＋との論理積を生成し、生成した値を駆動回路３２０に出力する。 同様に、ＡＮＤゲート３１８ｖ及びＡＮＤゲート３１８ｗは、ＰＷＭ変調部３１８からのＰＷＭ信号と、対応する通電角信号Ｖ＋又は通電角信号Ｗ＋との論理積を生成し、生成した値を駆動回路３２０に出力する。 駆動回路３２０は、ＡＮＤゲート３１８ｕからの出力及び間欠駆動デコーダ３１４からの通電角信号Ｕ１２０に基づいて、Ｕ相用のスイッチング信号を生成し、生成したスイッチング信号をＦＥＴ（Ｓ uh ）及びＦＥＴ（Ｓ ul ）に対して出力する。 具体的には、図１２（ｌ）に示すＵ＿ＨＳをＦＥＴ（Ｓ uh ）に対するスイッチング信号として生成し、図１２（ｍ）に示すＵ＿ＬＳをＦＥＴ（Ｓ ul ）に対するスイッチング信号として生成し、生成したスイッチング信号を対応するＦＥＴ（Ｓ uh ）及びＦＥＴ（Ｓ ul ）に対して出力する。 なお、図１２において、ＰＷＭ及び「／ＰＷＭ」は、ＰＷＭコードに応じたデューティー比でオン／オフする期間を表しており、コンプリメンタリ型であるからＰＷＭがオンであれば／ＰＷＭはオフとなり、ＰＷＭがオフであれば／ＰＷＭはオンとなる。 「ＯＦＦ」の区間では、対応するＦＥＴがハイインピーダンス状態に制御される。 駆動回路３２０は、Ｖ相用のスイッチング信号及びＷ相用のスイッチング信号についても、Ｕ相用のスイッチング信号と同様にして生成する。 図１２（ｎ）に示すＶ＿ＨＳは、ＦＥＴ（Ｓ vh ）に出力されるスイッチング信号を表し、図１２（ｏ）に示すＶ＿ＬＳはＦＥＴ（Ｓ vl ）に出力されるスイッチング信号を表す。 また、図１２（ｐ）に示すＷ＿ＨＳは、ＦＥＴ（Ｓ wh ）に出力されるスイッチング信号を表し、図１２（ｑ）に示すＷ＿ＬＳはＦＥＴ（Ｓ wl ）に出力されるスイッチング信号を表す。 このように、本実施形態に係るモータ駆動制御装置によれば、進角値が加算された連続位相信号に基づいて、進角調整がなされた相番号を生成し、当該相番号に基づいて通電角信号を生成している。 そして、当該通電角信号に基づいて間欠通電駆動用のスイッチング信号が生成され、インバータ回路１７０の各ＦＥＴに供給される。 これにより、本実施形態に係るモータ駆動制御装置を用いることにより、間欠通電駆動方式によりモータを駆動する場合でも、進角調整を行うことができるため、速度やトルクに応じて適切な進角を選ぶことにより当該モータを高効率で静粛に駆動することができる。 以上本発明の実施の形態を説明したが、本発明はこれに限定されない。 上で述べた機能を実現する具体的な演算手法は複数存在しており、いずれを採用しても良い。 例えば、上記の実施形態では、分周部２０４で分周したクロックでエッジ間隔周期計測したが、上記の実施形態に代えて、または、上記の実施形態に加えて（上記の実施形態と組み合わせて）、分周したクロックでなく元の基準クロックで計測し、その計測結果を所定数で割ったり、計測結果を下へ所定桁シフトして使用しても、同様の効果を実現することができる。 例えば、基準クロックを８ビット下へシフトして使用することにより、分周部２０４で２５６分周した場合と同様の処理を行うことが可能となる。 また、内挿位相信号を出力するカウンタの代わりに、アキュムレータを使用し、予測周期の逆数に比例した数をアキュムレータに入力することでも同様の結果が得られる。 また、駆動制御部１１０で実行される機能の少なくとも一部は専用の回路で実現されてもよく、コンピュータプロセッサによってプログラムを実行することにより上述した各機能を実現してもよい。 本明細書中で説明される処理及び手順が単一の装置やソフトウェアによって実行される旨が説明されたとしても、そのような処理または手順は複数の装置、複数のソフトウェアによって実行され得る。 本明細書において説明された機能ブロックは、それらをより少ない機能ブロックに統合して、またはより多くの機能ブロックに分解することによって説明することも可能である。 上記実施の他に、モータ制御装置（１０２）が信号を生成する方法として下記手法であってもよい。 センサ信号の信号に応じてロータの回転角をコード化して上位ビット位相信号を生成し、前記センサ信号の信号が変化するタイミング間の周期を計測し、 前記下位ビット位相信号の生成が、 前記下位ビット位相信号の生成が、 前記下位ビット位相信号の生成が、 前記下位ビット位相信号の生成が、 前記予測が、 前記予測が、 前記予測が、 １０２、３０２ モータ駆動制御装置１０３ モータ１１０、３１０ 駆動制御部１２０ 上位ビット位相信号生成部１３０ 内挿位相信号生成部１３５ 上下位ビット加算部１４０ｕ Ｕ相波形生成部１４０ｖ Ｖ相波形生成部１４０ｗ Ｗ相波形生成部１６０ｕ Ｕ相ＰＷＭ変調部１６０ｖ Ｖ相ＰＷＭ変調部１６０ｗ Ｗ相ＰＷＭ変調部２０２ ホールエッジパルス生成部２０４ 分周部２０６、２１６、２２０ ＡＮＤゲート２１０ ＯＲゲート２２２ ＮＯＲゲート２０８ カウンタ２１２ 予測部２１４ ダウンカウンタ２１８ カウンタ 本発明は、モータの駆動を制御するモータ駆動制御装置に関し、特にブラシレスモータを正弦波駆動するモータ駆動制御装置に関する。 ブラシレスモータを駆動するための駆動方式として、間欠通電駆動方式と連続通電駆動方式とが知られている。 連続通電駆動方式においては、正弦波などの連続的な波形の駆動信号により駆動制御が行われるため、間欠通電駆動方式に比べてトルク変動が少なく、その結果、振動や騒音の発生を抑制できるという利点がある。 また、正弦波形状の駆動電圧を用いる場合には、適切な進角制御を行って誘起電圧（逆起電力）の位相と相電流の位相を合わせることにより、誘起電圧と相電流の波形が相似形となるため高効率が得られる。 連続通電駆動方式において誘起電圧と相電流とを相似形とするためには、モータのロータの位置を正確に測定または推定し、そのロータの位置に応じて駆動信号を生成する必要がある。 ロータの位置は、例えばロータリエンコーダを用いることにより、正確に検出することができる。 しかしながら、ロータリエンコーダは高価であるため、ロータリエンコーダを用いずにロータの位置を正確に把握できることが望ましい。 ロータリエンコーダを用いずにロータの位置を正確に把握するための提案の１つが、ホールＩＣから出力されるセンサ信号に基づいてロータの大まかな位置を把握し、ホールＩＣの間の細かい位置をロータの回転速度等に基づいて推定する方法である（特開２００１−１２８４８３号公報（特許文献１）参照）。 また、特開２００５−５１９５０号公報（特許文献２）に記載されているように、電流センサを用いて相電流の波形をリアルタイムでモニターし、このモニターした相電流の波形に基づいてモータ駆動回路（インバータ）への電圧指令を生成する方法も知られている。 しかしながら、電流センサもやはり高価であるため、電流センサも用いずに、ブラシレスモータの正弦波駆動制御を実現することが望まれる。 上記特許文献１においては、例えば急激な加速時又は減速時にロータの回転電気角の推定値と実際の回転角との差が大きくなると、力率の悪化、動力性能の低下、運転感の悪化等の悪影響が現れることが指摘されている。 そして、この問題に対処するために、ロータの加速時に回転角の推定値を増大させ、ロータの減速時に回転角の推定値を減少させることにより、回転角の推定値と実際の回転角との差を縮小させることが提案されている。 しかし、特許文献１の方法では、電流指令値を生成するために、各相の巻線に流れる実際の電流を電流センサで測定する必要があるため、電流センサを省略することができない。 上記特許文献２においては、モータ駆動システムにおける電流センサ数を削減することが提案されているが、２個用いられていた電流センサの数を１つに削減するものであり、モータの駆動制御のために、依然として電流センサからの出力を必要としている。 また、特許文献１では、巻線がデルタ結線されているため、誘起電圧の波形に高調波歪みが存在すると、コイルにモータのトルクに寄与しない電流が流れてしまい、エネルギー損失が生じやすい。 本発明は、上述の課題の少なくとも１つを解決することを目的とする。 具体的には、本発明の目的の１つは、高価なロータリエンコーダ及び電流センサのいずれも用いずにブラシレスモータの正弦波駆動を行うことが可能なモータ駆動制御装置を提供することである。 また、本発明の他の目的は、高価なロータリエンコーダ及び電流センサのいずれも用いずにロータの回転電気角を精度良く推定することであり、その結果、ロータの回転電気角の推定値が実際の回転角から乖離した場合に生じる振動や騒音等の不具合を緩和することである。 本発明のさらに他の目的は、巻線の結線の種別によらずに適用可能な（例えば、スター結線とデルタ結線のいずれにも適用可能な）モータ駆動制御装置を提供することである。 本発明のさらに他の目的は、ロータの回転電気角に対応する連続位相信号を利用して間欠通電駆動を行うことが可能なモータ駆動制御装置を提供することである。 本発明のこれら以外の目的は、明細書全体の記載を通じて明らかにされる。 本発明の一実施形態に係るモータ駆動制御装置は、 ロータが所定回転角度回転する毎に変化するセンサ信号に応じて、各々所定回転角度で区切られる複数の回転角度区間のうちいずれの回転角度区間であるかを表す第１の信号を生成する第１の信号生成部と、センサ信号に応じて、複数の回転角度区間の各々の期間を測定する測定部と、測定部により測定された１又は複数の回転角度区間の期間に基づき、次の回転角度区間の期間を予測する予測部と、予測された期間の所定数分の１の時間毎に次の回転角度区間内におけるロータの相対的な回転角を表す第２の信号を生成する第２の信号生成部と、第１の信号と第２の信号とに基づき、ロータの回転角に対応する第３の信号を生成する第３の信号生成部とを有する。 上で述べたモータ駆動制御装置の第２の信号生成部は、次の回転角度区間内におけるロータの相対的な回転角が、予め定められた第１の角度に達すると、当該予め定められた第１の角度を表す第２の信号を維持するようにしても良い。 本発明によれば、ロータリエンコーダや電流センサを用いずにブラシレスモータの正弦波駆動を行うことが可能なモータ駆動制御装置を提供することができる。 以下、適宜図面を参照し、本発明の様々な実施形態を説明する。 なお、図面において共通する構成要素には同一の参照符号が付されている。 図１は、本発明の一実施形態に係るモータ駆動制御装置を適用可能な電動アシスト自転車を概略的に示す。 電動アシスト自転車は本発明に係るモータ駆動制御装置を適用可能な応用例の一例に過ぎず、本発明に係るモータ駆動制御装置は様々な用途におけるブラシレスモータの駆動制御に用いられ得る。 図１に示すとおり、電動アシスト自転車１はクランク軸と後輪がチェーンを介して連結されている一般的な後輪駆動型のものであり、この電動アシスト自転車１は、例えば、二次電池１０１と、モータ駆動制御装置１０２と、トルクセンサ１０３と、ブレーキセンサ１０４と、モータ１０５と、操作パネル１０６とを備える。 二次電池１０１としては、リチウムイオン二次電池、リチウムイオンポリマー二次電池、ニッケル水素蓄電池などの様々な二次電池を用いることができる。 本発明の一実施形態において、二次電池１０１は、供給最大電圧（満充電時の電圧）が２４Ｖのリチウムイオン二次電池である。 トルクセンサ１０３は、クランク軸に取付けられたホイールに設けられる。 トルクセンサ１０３は、ペダルの踏力を検出し、この検出結果をモータ駆動制御装置１０２に出力することができる。 ブレーキセンサ１０４は、磁石（不図示）と周知のリードスイッチ（不図示）とから構成されている。 磁石は、ブレーキレバーを固定するとともにブレーキワイヤー（不図示）が送通される筐体内において、ブレーキレバーに連結されたブレーキワイヤーに固定されている。 ブレーキレバーは手で握られたときにリードスイッチをオン状態にするように構成されている。 また、リードスイッチは筐体内に固定されている。 このリードスイッチの導通信号はモータ駆動制御装置１０２に送られる。 モータ１０５は、例えば周知の三相直流ブラシレスモータである。 モータ１０５の巻線の結線方法は任意であり、例えばスター結線されていてもデルタ結線されていてもよい。 モータ１０５は、例えば電動アシスト自転車１の前輪に装着される。 モータ１０５は、前輪を回転させるとともに、前輪の回転に応じて内蔵のロータが回転するように前輪に連結されている。 また、モータ１０５は、内蔵のロータに備えられた磁極の位置（すなわちロータの位相）を検出するために、複数個（典型的には３個）のホールＩＣ（不図示）を備えている。 ホールＩＣによって検出されたロータの位相を示す信号（すなわちホール出力信号）はモータ駆動制御装置１０２に出力される。 ホールＩＣが３つの場合には、この３つのホールＩＣは、モータ１０５に周方向に沿って例えば１２０°間隔で等間隔に配置される。 ホールＩＣは、モータ１０５のロータが回転すると、ロータの永久磁石が作り出す磁界を検出し、検出した磁界強度に応じたホール出力信号Ｈｕ、Ｈｖ、Ｈｗ（図６（ａ）ないし図６（ｃ）参照）を出力する。 一例において、モータ１０５に配置されたホールＩＣは、ホール出力信号Ｈｕ、Ｈｖ、Ｈｗが対応するＵ相、Ｖ 相 、及びＷ相の逆起電力に対して電気角で３０度遅れて出力されるように配置される。 図２に、モータ１０５の駆動を制御するモータ駆動制御装置１０２を概略的に示す。 本発明の一実施形態に係るモータ駆動制御装置１０２は、以下に詳述するように、安価なホールＩＣからのホール出力信号（センサ信号）に基づいて、電流センサやロータリエンコーダからの出力信号を用いることなく、モータ１０５のロータの回転電気角に対応する連続的な駆動波形を形成するものである。 図２に示すように、モータ駆動制御装置１０２は、駆動制御部１１０と、ＦＥＴ（Field Effect Transistor）ブリッジから成るインバータ回路１７０とを有する。 インバータ回路１７０は、３相ブラシレスモータ１０５のＵ相についてのスイッチングを行うハイサイドＦＥＴ（Ｓuh）及びローサイドＦＥＴ（Ｓul）と、モータ１０５のＶ相についてのスイッチングを行うハイサイドＦＥＴ（Ｓvh）及びローサイドＦＥＴ（Ｓvl）と、モータ１０５のＷ相についてのスイッチングを行うハイサイドＦＥＴ（Ｓwh）及びローサイドＦＥＴ（Ｓwl）とを含み、これらの各ＦＥＴを３相ブリッジ接続して構成される。 インバータ回路１７０の各相の出力端子は、モータ１０５の各相の巻線に電気的に接続されている。 インバータ回路１７０に備えられた各ＦＥＴは、駆動制御部１１０から出力される駆動信号によってスイッチングされる。 このように、インバータ回路１７０では、駆動制御部１１０から出力される駆動信号に基づいてスイッチング素子（各ＦＥＴ）がオンオフ制御され、このスイッチング素子のオンオフ制御によって、二次電池１０１から供給される電圧を変換して各相の駆動電圧を生成する。 生成された各相の駆動電圧は、モータ１０５の各相の巻線に供給される。 図示のように、本発明の一実施形態に係る駆動制御部１１０は、上位ビット位相信号生成部１２０と、内挿位相信号生成部１３０と、上下位ビット加算部１３５と、進角値加算部１３６と、Ｕ相波形生成部１４０ｕと、Ｖ相波形生成部１４０ｖと、Ｗ相波形生成部１４０ｗと、乗算部１５０ｕと、乗算部１５０ｖと、乗算部１５０ｗと、Ｕ相ＰＷＭ変調部１６０ｕと、Ｖ相ＰＷＭ変調部１６０ｖと、Ｗ相ＰＷＭ変調部１６０ｗと、を備える。 また、駆動制御部１１０には、演算に用いる各種データ及び処理途中のデータ等を格納する不図示のメモリが備えられてもよい。 このメモリは、制御部１１０とは別に設けられてもよい。 本発明の一実施形態における上位ビット位相信号生成部１２０は、モータ１０５に備えられたホールＩＣからのホール出力信号Ｈｕ、Ｈｖ、Ｈｗを読み込み、このホール出力信号の信号レベルに応じて、ロータの回転電気角に相当する電気角の範囲を求め、この電気角を３ビットの上位ビット位相信号にコード化する。 例えば、ホール出力信号Ｈｕ、Ｈｖ、Ｈｗの信号レベルがそれぞれ図６（ａ）ないし図６（ｃ）に示すように検出された場合には、ロータの回転電気角は、ホール出力信号Ｈｕ、Ｈｖ、Ｈｗの信号レベルに応じて、図６（ｅ）に示すように「０」〜「５」の３ビットにコード化される。 すなわち、ホール出力信号Ｈｕ、Ｈｖ、ＨｗがＨ、Ｌ、Ｈであれば「０」（電気角０°〜６０°）、Ｈ、Ｌ、Ｌであれば「１」（電気角６０°〜１２０°）、・・・Ｌ、Ｌ、Ｈであれば「５」（電気角３００°〜３６０°）と回転角が６０° 大きくなるごとに値をインクリメントすることにより、ロータの回転電気角を３ビットにコード化することができる。 回転角をコード化するために必要なビット数（つまり、上位ビット位相信号のビット数）は、ホールＩＣの個数に応じて３ビットより多くても少なくてもよい。 本発明の一実施形態における内挿位相信号生成部１３０は、ホール出力信号Ｈｕ、Ｈｖ、Ｈｗに基づいて、図６（ｆ）に示すように、モータ１０５のロータの回転電気角をより高い分解能で示す内挿位相信号（下位ビット位相信号とも呼称される）を生成する。 上位ビット位相信号が電気角６０°単位の回転角を示す場合には、内挿位相信号は電気角６０°よりも細かな回転角を示す。 内挿位相信号生成部１３０の詳細については後述する。 本発明の一実施形態における上下位ビット加算部１３５は、上位ビット位相信号生成部１２０からの上位ビット位相信号と内挿位相信号生成部１３０からの内挿位相信号とを加算し連続位相信号を生成する。 上下位ビット加算部１３５は、上位ビット位相信号生成部１２０からの上位ビット位相信号をカウンタ上位桁データとし、内挿位相信号生成部１３０からの内挿位相信号をカウンタ下位桁データとして、当該上位ビット位相信号と当該内挿位相信号とを加算することで連続位相信号を生成する。 連続位相信号については図６（ｇ）に例示されている。 本発明の一実施形態における進角値加算部１３６は、上下位ビット加算部１３５からの連続位相信号に進角値を加算する。 本発明の一実施形態におけるＵ相波形生成部１４０ｕは、進角値加算部１３６において進角値が加算された連続位相信号に基づいて、Ｕ相用の駆動基準波形信号を生成する。 同様に、Ｖ相波形生成部１４０ｖ及びＷ相波形生成部１４０ｗも、上下位ビット加算部１３５からの連続位相信号に基づいて、それぞれＶ相用の駆動基準波形信号及びＷ相用の駆動基準波形信号を生成する。 各相の駆動基準波形信号は、図８（ｇ）ないし図８（ｉ）に例示されている。 駆動基準波形信号の具体的な形成方法については後述する。 本発明の一実施形態における乗算部１５０ｕ、乗算部１５０ｖ、及び乗算部１５０ｗは、対応するＵ相波形生成部１４０ｕ、 Ｖ相波形生成部１４０ｖ、又はＷ相波形生成部１４０ｗからの駆動基準波形信号に、所定の駆動電圧コードを乗じて、ＰＷＭ変調のデューティ比に相当するＰＷＭコードを生成する。 本発明の一実施形態におけるＵ相ＰＷＭ変調部１６０ｕは、乗算部１５０ｕからのＰＷＭコードに基づいて、Ｕ相用のスイッチング信号を生成し、生成したスイッチング信号をＦＥＴ（Ｓ uh ）及びＦＥＴ（Ｓ ul ）に対して出力する。 同様に、Ｖ相ＰＷＭ変調部１６０ｖは、乗算部１５０ｖからのＰＷＭコードに基づいてＶ相用のスイッチング信号を生成し、生成したスイッチング信号をＦＥＴ（Ｓ vh ）及びＦＥＴ（Ｓ vl ）に対して出力し、Ｗ相ＰＷＭ変調部１６０ｗは、乗算部１５０ｗからのＰＷＭコードに基づいてＷ相用のスイッチング信号を生成し、生成したスイッチング信号をＦＥＴ（Ｓ wh ）及びＦＥＴ（Ｓ wl ）に対して出力する。 このように、Ｕ相ＰＷＭ変調部１６０ｕ、Ｖ相ＰＷＭ変調部１６０ｖ、及びＷ相ＰＷＭ変調部１６０ｗは、対応する乗算部１５０ｕ、乗算部１５０ｖ、乗算部１５０ｗからのＰＷＭコードに基づいて、インバータ回路１７０の各スイッチング素子（ＦＥＴ）をオンオフ制御する。 上述のように、このスイッチング素子のオンオフ制御によって、各相の駆動電圧が生成され、生成された駆動電圧がモータ１０５の各相の巻線に供給される。 次に、図３を参照して、内挿位相信号生成部１３０についてさらに説明する。 図３に示すとおり、本発明の一実施形態に係る内挿位相信号生成部１３０は、ホールエッジパルス生成部２０２と、分周部２０４と、ＡＮＤゲート２０６と、カウンタ２０８と、ＯＲゲート２１０と、予測部２１２と、ダウンカウンタ２１４と、ＡＮＤゲート２１６と、カウンタ２１８と、ＡＮＤゲート２２０と、ＮＯＲゲート２２２とを備える。 ホールエッジパルス生成部２０２は、ホール出力信号Ｈｕ、Ｈｖ、Ｈｗのうちの何れか一つが立ち上るか又は立ち下がるたびに基準クロックのパルス幅を有するホールエッジパルス（単に「エッジパルス」ということもある。）を生成し、生成したホールエッジパルスをカウンタ２０８、ＯＲゲート２１０、及びカウンタ２１８に出力する。 図６（ｄ）に示すように、ホールエッジパルスは、ホール出力信号Ｈｕ、Ｈｖ、Ｈｗの立ち上がりエッジ及び立ち下がりエッジの各々に対応するタイミングで生成されるパルス信号である。 本明細書においては便宜上、繰り返し生成されるホールエッジパルスを区別するために、ホールエッジパルスがホールエッジパルス生成部２０２から出力されたときに当該ホールエッジパルスを「今回の」エッジパルス又は「現在の」エッジパルスといい、それ以前に出力されたエッジパルスを「過去の」エッジパルスといい、特に「今回の」エッジパルスよりも１つ前に出力されたエッジパルスを「前回の」エッジパルスといい、「今回の」エッジパルスよりも１つ後に出力されるエッジパルスを「次回の」又は「次の」エッジパルスということがある。 分周部２０４は、基準クロックを所定の分周比で分周した分周クロック信号を生成し、生成した分周クロック信号をＡＮＤゲート２０６を介してカウンタ２０８に出力する。 分周比は、たとえば２５６とすることができるが、本発明に適用可能な分周比はこれには限られない。 カウンタ２０８は、分周部２０４からＡＮＤゲート２０６を介して入力される分周クロック信号をイネーブル信号として基準クロックをカウントアップする。 また、カウンタ２０８は、エッジパルスが入力されるとクリアされて０がセットされるように構成される。 このように、カウンタ２０８は、エッジパルスが出力される時間間隔を計測することができる。 予測部２１２には、ＯＲゲート２１０からの出力が取り込みイネーブル信号として入力される。 予測部２１２にＯＲゲート２１０から取り込みイネーブル信号が入力されると、カウンタ２０８のカウント値（Ｑ）が予測部２１２に読み込まれる。 ＯＲゲート２１０には、カウンタ２０８からのキャリー信号及びホールエッジパルス生成部２０２からのエッジパルスが入力されている。 したがって、取り込みイネーブル信号は、エッジパルスの出力タイミング又はカウンタ２０８がフルカウントされたタイミングで予測部２１２に入力される。 よって、モータの回転速度が速い場合には、カウンタ２０８がフルカウントされる前に次のエッジパルスが出力されるので、次のエッジパルスがホールエッジパルス生成部２０２から出力されたタイミングで、カウンタ２０８のカウント値が予測部２１２に取り込まれる。 一方、モータ１０５の回転速度が遅い場合には、次のエッジパルスの出力タイミングより前にカウンタ２０８がフルカウントされるので、カウンタ２０８がフルカウントされたタイミングで予測部２１２にカウンタ２０８のカウント値が読み込まれる。 このように、カウンタ２０８がフルカウントされるほどモータ１０５が低速回転している状態を本明細書においてモータ１０５が「低速回転状態」にあるということがある。 以上から、モータ１０５が低速回転状態ではなく、エッジパルスによりカウンタ２０８のカウント値が取り込まれる場合には、当該カウント値は、前回のエッジパルスでカウンタ２０８がクリアされてから今回のエッジパルスが出力されるまでの間の時間間隔を表す。 また、カウンタ２０８がフルカウントされたときに出力されるキャリー信号は、反転されてＡＮＤゲート２０６に入力される。 このように、 Ａ ＮＤゲート２０６にキャリー信号を反転して入力することにより、フルカウントされてからエッジパルスによりクリアされるまでの間、ＡＮＤゲート２０６からのイネーブル信号を停止し、 カウンタ２０８は、フルカウントされた飽和状態のままカウントアップ動作を停止する。 上述のように、エッジパルスがカウンタ２０８に入力されると、カウンタ２０８は０にセットされる。 このとき、キャリー信号の出力が停止されるので、カウンタ２０８はカウントアップ動作を再開する。 予測部２１２は、カウンタ２０８から入力され且つ前回のエッジパルスと今回のエッジパルスとの間の時間間隔を示すカウント値に基づいて、当該今回のエッジパルスから次のエッジパルスまでの時間間隔の予測値を決定する。 図６（ｄ）を例にとってこの予測値の決定について例示すると、フェーズ０とフェーズ１との間（電気角６０°）のタイミングでホールエッジパルスＨＥＰ１が出力され、当該ホールエッジパルスＨＥＰ１に応じてカウンタ２０８から予測部２１２にカウント値が出力された場合には、当該今回のホールエッジパルスＨＥＰ１と次回のホールエッジパルスＨＥＰ２（フェーズ１とフェーズ２との間で出力されるホールエッジパルス）との間の時間間隔の予測値が決定される。 今回のエッジパルスから次回のエッジパルスまでの時間間隔の予測値は、様々な方法で決定され得る。 最もシンプルな方法は、 前回のエッジパルスから今回のエッジパルスまでの計測済みの時間間隔をそのまま次回のエッジパルスまでの時間間隔の予測値とする方法である。 モータの回転速度が安定している場合には、この予測方法により概ね正確な予測値が得られる。 また、２発目のエッジパルスが出力された時点から予測値を決定することができる。 この場合、予測部２１２は、前回のエッジパルスから今回のエッジパルスまでの時間間隔を保持するフリップフロップを備え、保持している時間間隔を予測値として出力する。 予測部２１２の他の例について、図５を参照して説明する。 図５は、本発明の一実施形態に係る予測部２１２の機能を示すブロック図である。 図示のとおり、本発明の一実施形態に係る予測部２１２は、フリップフロップ２５２と、フリップフロップ２５４と、乗算部２５６と、加算部２５８とを備える。 フリップフロップ２５２は、前回のエッジパルスから今回のエッジパルスまでの時間間隔を示す値を保持しており、フリップフロップ２５４は、前々回のエッジパルスから前回のエッジパルスまでの時間間隔を示す値を保持している。 ホールエッジパルス生成部 ２０２から次回のエッジパルスが出力されると、フリップフロップ２５２は、保持していた値（前回のエッジパルスから今回のエッジパルスまでの時間間隔）をフリップフロップ２５４及び乗算部２５６に出力するとともに、カウンタ２０８から入力される新たなカウント値（今回のエッジパルスから次回のエッジパルスまでの時間間隔）を新たに保持する。 ホールエッジパルス生成部 ２０２から次回のエッジパルスが出力された場合、フリップフロップ２５４は、保持していた前回のカウント値（現在のカウント値よりも１回前にカウンタ２０８から出力された前回のカウント値であり、前々回のエッジパルスから前回のエッジパルスまでの時間間隔）を加算部２５８に出力する。 乗算部２５６は、フリップフロップ２５２から出力された現在のカウント値を２倍し、２倍された現在のカウント値を加算部２５８に出力する。 加算部２５８は、乗算部２５６からの入力値からフリップフロップ２５４からの入力値を減算して、その減算結果を次のエッジパルスまでの時間間隔の予測値として出力する。 このようにして出力された次のエッジパルスまでの時間間隔の予測値は、ダウンカウンタ２１４に入力される。 このように、予測部２１２は、過去に出力されたエッジパルスの出力間隔の計測値に基づいて、直近に出力された（現在の）エッジパルスの出力タイミングから将来（特に次回）出力されるエッジパルスの出力タイミングまでの時間間隔を予測することができる。 ダウンカウンタ２１４は、自らのボロー信号（図３におけるＣｙ端子出力） で、予測部２１２から次のエッジパルスまでの時間間隔の予測値をロードし、ロードされた予測値をセットして、このセットされた値から基準クロックでダウンカウント動作を行う。 このダウンカウント動作により、カウンタ２１４がダウンフローすると、上述のボロー信号が出力され、カウンタ２１４ に予測値がロードされる。 ダウンカウンタ２１４からのボロー信号は、ＡＮＤゲート２１６を介してカウンタ２１８にイネーブル信号として入力される。 カウンタ２１８は、カウンタ２１４からのボロー信号をイネーブル信号として、基準クロックでアップカウント動作し、そのカウント値を内挿位相信号として出力する。 また、カウンタ２１８は、エッジパルスでクリアされるように構成される。 ダウンカウンタ２１４は、基準クロックを所定の分周比で分周した分周クロック信号をイネーブル信号として用いてカウンタ２０８によりカウントされたカウント値（エッジパルスの時間間隔）をセットし、このセットされたカウント値から基準クロックでダウンカウントするので、ダウンカウンタ２１４がボロー信号を出力する周波数、すなわちカウンタ２１８のイネーブル信号の周波数は、エッジパルスが出力される周波数（ホールエッジ周波数）の分周比倍となる。 例えば、分周部２０４が基準クロックを２５６分周する場合は、カウンタ２１８のイネーブル信号の周波数は、ホールエッジ周波数の２５６倍となる。 カウンタ２１８は、ホールエッジ周波数の分周比（＝Ｎ）倍の周波数のイネーブル信号により基準クロックでカウント動作するので、カウンタ２１８のカウント値として出力される内挿位相信号は、エッジパルスを分周比と同じ逓倍比（＝Ｎ）で逓倍したＮ逓倍信号となる。 カウンタ２１８がオーバーフローした際に出力されるキャリー信号がＮＯＲゲート２２２を介してＡＮＤゲート２１６に入力されるので、カウンタ２１８がフルカウントされた後は、カウンタ２１８はフルカウントされた飽和状態のままカウントアップ動作を停止する。 カウンタ２１８は、次のエッジパルスがホールエッジパルス生成部２０２から入力されるまでカウントアップ動作を停止し、飽和状態に維持される。 予測部２１２から出力された次のエッジパルスまでの時間間隔の予測値よりも実際の時間間隔の方が長い場合に、フルカウント後もイネーブル信号を継続してカウンタ２１８に入力すると、フルカウント後にカウンタ２１８がオーバーフローしてゼロに戻ってしまうので内挿位相信号が不連続的に変化し、その結果、後段で生成される駆動基準波形にも不連続な変化が生じてしまい、大きな振動や騒音の原因となってしまう。 例えば、カウンタ２１８がフルカウント後にゼロに戻ると、図９（ａ）に示すように、フェーズ１においてカウンタ２１８のオーバーフロー時に起こる内挿位相信号の不連続な変化により、連続位相信号にも不連続な変化が生じてしまう。 これに対し、カウンタ２１８をフルカウントで飽和した状態に維持することにより、 内挿位相信号はフルカウント値のまま維持されるので、図９（ｂ）に示すように、連続位相信号に不連続区間が生じないようにすることができる。 また、カウンタ２１８からは、カウント値の最上位ビットＭＳＢがＡＮＤゲート２２０に出力される。 ＡＮＤゲート２２０は、カウンタ２１８からの最上位ビットＭＳＢとカウンタ２０８からのキャリー出力の論理積を生成し、生成した論理積をＮＯＲゲート２２２経由でＡＮＤゲート２１６に出力する。 これにより、カウンタ２０８からキャリー出力が出力されるモータ１０５の低速回転状態においては、カウンタ２１８がハーフカウントされたとき（最上位ビットが「１」になったとき）に、カウンタ２１８へのイネーブル信号の供給が停止されるので、カウンタ２１８はハーフカウントに維持されたままカウントアップ動作を停止する。 モータ１０５の低速回転状態においては、次のエッジパルスが出力されるまで、ロータの回転電気角の予測が極めて困難となり、ロータが０°から６０°のどの角度にあるか不明となる。 このようなモータ１０５の低速回転状態において、カウンタ２１８のアップカウント動作をハーフカウントで停止することにより、ロータの回転電気角の予測位置と実際の位置との誤差を±３０°以内にすることができる。 例えば、フェーズ１の周期が極めて長くなった場合には、このフェーズ１においてカウンタ２１８がハーフカウントされたときに、すなわちロータの回転電気角３０°相当でアップカウント動作を停止することにより、図１０に示すような連続位相信号が生成され、実際のロータの回転電気角との誤差を±３０°以内にすることができる。 仮にフルカウントまでカウントアップしてしまうと、ロータの回転電気角が電気角０°付近に長時間留まっている場合には最大で６０°近い誤差が生じてしまう。 このように、ハーフカウントでカウンタ２１８のカウント動作を停止することにより、ロータの回転電気角の誤差を小さくすることができる。 以上説明したように、図３のように構成された内挿位相信号生成部１３０により、エッジパルスの時間間隔に対応する電気角よりも分周比倍（Ｎ倍）の分解能を有する内挿位相信号を生成することができる。 また、内挿位相信号をカウント値として出力するカウンタ２１８は、フルカウントされた飽和状態のままカウントアップ動作を停止するように構成されているので、次のエッジパルスまでの予測時間が短すぎた場合であっても、連続位相信号（または駆動基準波形）が不連続となることを防止することができる。 また、モータ１０５の低速回転状態においては、カウンタ２１８のカウント動作をハーフカウントで停止するので、ロータの回転電気角の推定値の誤差を３０°以内にすることができる。 次に、図４及び図７を参照して、各相の駆動基準波形を生成する波形生成部の構成をさらに説明する。 図４は、Ｖ相の駆動基準波形を生成するＶ相波形生成部１４０ｖの機能を示すブロック図である。 Ｖ相以外の各相の駆動基準波形もＶ相の駆動基準波形と同様にして生成されるので、ここでは主にＶ相の駆動基準波形の生成方法について説明する。 図４に示すとおり、本発明の一実施形態に係るＶ相波形生成部１４０ｖは、オフセット角加算部２３２と、モジュロ演算部２３４と、２ｓＣ変換部２３５と、位相加算部２３６と、２乗演算部２３８ａと、２乗演算部２３８ｂと、加算部２４０ａと、加算部２４０ｂと、比較部２４２と、ゼロクリップ部２４４と、を備える。 オフセット角加算部２３２は、上位ビット位相信号と内挿位相信号とを加算して生成された、上下位ビット加算部１３５からの連続位相信号に対して、各相について設定されたオフセット角を加算する。 例えば、Ｕ相については３０°のオフセット角が設定され、Ｖ相については１５０°のオフセット角（Ｕ相のオフセット角＋１２０°）、Ｗ相については２７０°（Ｖ相のオフセット角＋１２０°）のオフセット角が設定される。 モジュロ演算部２３４は、オフセット角加算部２３２にて各相ごとのオフセット角が加算された連続位相信号のカウンタ上位桁データ（上位ビット位相信号生成部１２０からの上位ビット位相信号に由来するデータ）に対してモジュロ演算を行い、オフセット角加算部２３２からの連続位相信号を電気角０°〜３６０°の範囲の信号に変換して出力する。 上述のように、上位ビット位相信号が０〜５の値を取る場合には、上位ビット位相信号の６が３６０°となるため、モジュロ演算部２３４はモジュロ６演算を行う。 ２ｓＣ変換部２３５は、モジュロ演算部２３４から出力された０°〜３６０°範囲の連続位相信号を２の補数表現で取り得る−１８０°〜＋１８０°の値域にシフトさせる。 図７（ｄ）に、図６（ｇ）に示した連続位相信号にオフセット角加算部２３２において各相について設定されたオフセット角を加算し、そのオフセット角加算後の信号をモジュロ演算部２３４にて電気角０°〜３６０°の範囲に変換し、さらに２ｓＣ変換部２３５で−１８０°〜＋１８０°の値域にシフトさせた各相の連続位相信号を示す。 図７（ｄ）においては、Ｕ相の連続位相信号はＰＳｕ、Ｖ相の連続位相信号はＰＳｖ、Ｗ相の連続位相信号はＰＳｗで表されている。 図７（ｄ）の例では、各相のオフセット角は、Ｕ相について３０°、Ｖ相について１５０°、Ｗ相について２７０°とされている。 位相加算部２３６は、２ｓＣ変換部２３５から出力された−１８０°〜＋１８０°の範囲にある連続位相信号ＰＳｖ１に−６０°のオフセット角を加算し、このオフセット後の連続位相信号ＰＳｖ２に再びモジュロ演算を行って−１８０°〜＋１８０°の値域にシフトさせる（図７（ｅ）） 。 ２乗演算部２３８ａは、位相加算部２３６から出力された−１８０°〜＋１８０°の範囲の連続位相信号ＰＳｖ２を２乗し放物線を生成する。 そして、加算部２４０ａにおいて、頂点位置を示す定数から２乗演算部２３８ａで生成された放物線を減算することにより、図７（ｆ）に示すように、上に凸の放物線ＰＢ２を生成する。 また、２乗演算部２３８ｂは、モジュロ演算部２３４から出力された−１８０°〜＋１８０°の範囲の連続位相信号ＰＳｖ１を２乗して放物線を生成し、 加算部２４０ｂにおいて、上記の頂点位置を示す定数から２乗演算部２３８ｂで生成された放物線を減算することにより、図７（ｆ）に示すように、上に凸の放物線ＰＢ１を生成する。 比較部２４２は、放物線ＰＢ１の各位相における値と放物線ＰＢ２の各位相における値とを比較してその大きい方を選択して出力する。 ゼロクリップ部２４４は、比較部２４２の出力信号が負になった部分をゼロクリップすることにより、図７（ｇ）に例示する駆動基準波形を生成する。 Ｖ相の駆動基準波形は以上のようにして生成される。 Ｕ相の駆動基準波形及びＷ相の駆動基準波形も、Ｖ相の駆動基準波形と同様にして生成される。 Ｕ相の駆動基準波形は、例えばＶ相の駆動基準波形から電気角−１２０°だけシフトしており、Ｗ相の駆動基準波形は、例えばＶ相の駆動基準波形から電気角＋１２０°だけシフトしている。 図８（ｇ）ないし図８（ｉ）には、各相の駆動基準波形の例を示している。 図示のように、各相の駆動基準波形は、図８（ｄ）ないし図８（ｆ）に示されている対応する相の逆起電力と概ね相似な形状を有している。 このようにして生成された各相の駆動基準波形に、上述したように、所定の駆動電圧コードを乗じることにより、ＰＷＭ変調のデューティ比に相当するＰＷＭコードを生成し、当該ＰＷＭコードに基づいてインバータ回路のスイッチング素子がＰＷＭ駆動される。 ここで、各相の駆動基準波形が対応する相の逆起電力と相似な形状を有しているため、高効率でモータ１０５を駆動することができる。 また、駆動基準波形に不連続な部分が存在しないため、モータ１０５の振動及び騒音を抑制することができる。 また、本実施形態においては、各相の逆起電力とほぼ相似な形状を有する駆動基準波形は、高価な電流センサやロータリエンコーダを用いずに安価なホールＩＣからのセンサ信号に対する信号処理により得られるので、高精度の正弦波駆動を高価な素子を用いることなく実現できる。 次に、図１１及び図１２を参照して、本発明の他の実施形態に係るモータ駆動制御装置を説明する。 本実施形態に係るモータ駆動制御装置は、モータ１０５を間欠通電駆動することができるように構成されている。 図１１は、本発明の他の実施形態に係るモータ駆動制御装置の機能ブロック図である。 図１１のモータ駆動制御装置の構成要素うち、図２のモータ駆動制御装置と実質的に同じものについては、同じ参照符号を付して説明を省略する。 図１１に示すモータ駆動制御装置３０２の駆動制御部３１０は、図２の駆動制御部１１０と同様に、上位ビット位相信号と前記内挿位相信号とを加算してロータの回転電気角に対応する連続位相信号を生成し、当該連続位相信号に進角値を加算して進角値加算位相信号を生成する。 図１１に示す駆動制御部３１０は、モジュロ演算部３１２と、間欠駆動デコーダ３１４と、ＰＷＭ変調部３１６と、各相ごとに設けられたＡＮＤゲート３１８ｕ、ＡＮＤゲート３１８ｖ、ＡＮＤゲート３１８ｗと、駆動回路３２０とを備える。 モジュロ演算部３１２は、進角値加算部１３６からの進角値加算位相信号のカウンタ上位桁データに対してモジュロ演算を行い、進角値加算位相信号を電気角０°〜３６０°の範囲の信号に変換して出力する。 間欠駆動デコーダ３１４は、電気角０°〜３６０°の範囲に変換された進角値加算位相信号を３ビットの相番号にコード化する。 この相番号は、進角値が加算された連続位相信号（進角値加算位相信号）をコード化して算出しているため、ホール出力信号Ｈｕ、Ｈｖ、Ｈｗが示す６０°ごとの電気角を順に定められる相番号（図１２（ｄ）参照）と比べて、進角調整が成された相番号（図１２（ｅ）参照）が得られる。 間欠駆動デコーダ３１４は、進角調整後の相番号に基づいて、各相の巻線における通電時間を制御する通電角信号を生成する。 図１２（ｆ）及び図１２（ｇ）に示すように、Ｕ相の通電角信号Ｕ＋は進角後相番号「０」及び「１」の区間でハイレベルで残りの区間でローレベルとなり、Ｕ相の通電角信号Ｕ１２０は進角後相番号「０」、「１」、「３」及び「４」の区間でハイレベルで残りの区間でローレベルとなる。 また、図１２（ｈ）及び図１２（ｉ）に示すように、Ｖ相の通電角信号Ｖ＋は進角後相番号「２」及び「３」の区間でハイレベルで残りの区間でローレベルとなり、Ｖ相の通電角信号Ｖ１２０は進角後相番号「０」、「２」、「３」及び「５」の区間でハイレベルで残りの区間でローレベルとなる。 また、図１２（ｊ）及び図１２（ｋ）に示すように、Ｗ相の通電角信号Ｗ＋は進角後相番号「４」及び「５」の区間でハイレベルで残りの区間でローレベルとなり、Ｗ相の通電角信号Ｗ１２０は進角後相番号「１」、「２」、「４」及び「５」の区間でハイレベルで残りの区間でローレベルとなる。 通電角信号Ｕ＋、通電角信号Ｖ＋、及び通電角信号Ｗ＋はそれぞれＡＮＤゲート３１８ｕ、ＡＮＤゲート３１８ｖ、及びＡＮＤゲート３１８ｗに出力される。 通電角信号Ｕ１２０、通電角信号Ｖ１２０、及び通電角信号Ｗ１２０はそれぞれ駆動回路１２０に出力される。 ＡＮＤゲート３１８ｕは、ＰＷＭ変調部３１ ６からのＰＷＭ信号と通電角信号Ｕ＋との論理積を生成し、生成した値を駆動回路３２０に出力する。 同様に、ＡＮＤゲート３１８ｖ及びＡＮＤゲート３１８ｗは、ＰＷＭ変調部３１ ６からのＰＷＭ信号と、対応する通電角信号Ｖ＋又は通電角信号Ｗ＋との論理積を生成し、生成した値を駆動回路３２０に出力する。 駆動回路３２０は、ＡＮＤゲート３１８ｕからの出力及び間欠駆動デコーダ３１４からの通電角信号Ｕ１２０に基づいて、Ｕ相用のスイッチング信号を生成し、生成したスイッチング信号をＦＥＴ（Ｓ uh ）及びＦＥＴ（Ｓ ul ）に対して出力する。 具体的には、図１２（ｌ）に示すＵ＿ＨＳをＦＥＴ（Ｓ uh ）に対するスイッチング信号として生成し、図１２（ｍ）に示すＵ＿ＬＳをＦＥＴ（Ｓ ul ）に対するスイッチング信号として生成し、生成したスイッチング信号を対応するＦＥＴ（Ｓ uh ）及びＦＥＴ（Ｓ ul ）に対して出力する。 なお、図１２において、ＰＷＭ及び「／ＰＷＭ」は、ＰＷＭコードに応じたデューティー比でオン／オフする期間を表しており、コンプリメンタリ型であるからＰＷＭがオンであれば／ＰＷＭはオフとなり、ＰＷＭがオフであれば／ＰＷＭはオンとなる。 「ＯＦＦ」の区間では、対応するＦＥＴがハイインピーダンス状態に制御される。 駆動回路３２０は、Ｖ相用のスイッチング信号及びＷ相用のスイッチング信号についても、Ｕ相用のスイッチング信号と同様にして生成する。 図１２（ｎ）に示すＶ＿ＨＳは、ＦＥＴ（Ｓ vh ）に出力されるスイッチング信号を表し、図１２（ｏ）に示すＶ＿ＬＳはＦＥＴ（Ｓ vl ）に出力されるスイッチング信号を表す。 また、図１２（ｐ）に示すＷ＿ＨＳは、ＦＥＴ（Ｓ wh ）に出力されるスイッチング信号を表し、図１２（ｑ）に示すＷ＿ＬＳはＦＥＴ（Ｓ wl ）に出力されるスイッチング信号を表す。 このように、本実施形態に係るモータ駆動制御装置によれば、進角値が加算された連続位相信号に基づいて、進角調整がなされた相番号を生成し、当該相番号に基づいて通電角信号を生成している。 そして、当該通電角信号に基づいて間欠通電駆動用のスイッチング信号が生成され、インバータ回路１７０の各ＦＥＴに供給される。 これにより、本実施形態に係るモータ駆動制御装置を用いることにより、間欠通電駆動方式によりモータを駆動する場合でも、進角調整を行うことができるため、速度やトルクに応じて適切な進角を選ぶことにより当該モータを高効率で静粛に駆動することができる。 以上本発明の実施の形態を説明したが、本発明はこれに限定されない。 上で述べた機能を実現する具体的な演算手法は複数存在しており、いずれを採用しても良い。 例えば、上記の実施形態では、分周部２０４で分周したクロックでエッジ間隔周期を計測したが、上記の実施形態に代えて、または、上記の実施形態に加えて（上記の実施形態と組み合わせて）、分周したクロックでなく元の基準クロックで計測し、その計測結果を所定数で割ったり、計測結果を下へ所定桁シフトして使用しても、同様の効果を実現することができる。 例えば、基準クロックを８ビット下へシフトして使用することにより、分周部２０４で２５６分周した場合と同様の処理を行うことが可能となる。 また、内挿位相信号を出力するカウンタの代わりに、アキュムレータを使用し、予測周期の逆数に比例した数をアキュムレータに入力することでも同様の結果が得られる。 また、駆動制御部１１０で実行される機能の少なくとも一部は専用の回路で実現されてもよく、コンピュータプロセッサによってプログラムを実行することにより上述した各機能を実現してもよい。 本明細書中で説明される処理及び手順が単一の装置やソフトウェアによって実行される旨が説明されたとしても、そのような処理または手順は複数の装置、複数のソフトウェアによって実行され得る。 本明細書において説明された機能ブロックは、それらをより少ない機能ブロックに統合して、またはより多くの機能ブロックに分解することによって説明することも可能である。 上記実施形態の他に、モータ制御装置（１０２）が信号を生成する方法として下記手法であってもよい。 センサ信号に応じてロータの回転角をコード化して上位ビット位相信号を生成し、 前記下位ビット位相信号の生成が、 前記下位ビット位相信号の生成が、 前記下位ビット位相信号の生成が、 前記下位ビット位相信号の生成が、 前記予測が、 前記予測が、 前記予測が、 １０２、３０２ モータ駆動制御装置１０３ モータ１１０、３１０ 駆動制御部１２０ 上位ビット位相信号生成部１３０ 内挿位相信号生成部１３５ 上下位ビット加算部１４０ｕ Ｕ相波形生成部１４０ｖ Ｖ相波形生成部１４０ｗ Ｗ相波形生成部１６０ｕ Ｕ相ＰＷＭ変調部１６０ｖ Ｖ相ＰＷＭ変調部１６０ｗ Ｗ相ＰＷＭ変調部２０２ ホールエッジパルス生成部２０４ 分周部２０６、２１６、２２０ ＡＮＤゲート２１０ ＯＲゲート２２２ ＮＯＲゲート２０８ カウンタ２１２ 予測部２１４ ダウンカウンタ２１８ カウンタ |
||||||
