传输器系统以及其相关的信号传输方法 |
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| 申请号 | CN201410216064.5 | 申请日 | 2014-05-21 | 公开(公告)号 | CN104184503A | 公开(公告)日 | 2014-12-03 |
| 申请人 | 联发科技股份有限公司; | 发明人 | 谢明谕; 王琦学; 张堡棋; | ||||
| 摘要 | 本 发明 公开了一种传输器系统以及其相关的 信号 传输方法，传输器系统包含有一数字 相位 旋转器、一相位旋转 控制器 以及一数字射频传输器。数字相位旋转器用于接收一第一调变信号分布图数据并且将该第一调变信号分布图数据应用一数字相位旋转来产生一第二调变信号分布图数据。相位旋转控制器用于设定该数字相位旋转。数字射频传输器用于接收从该第二调变信号分布图数据所导出的一数字输入数据，并且将该数字输入数据转换为一模拟射频输出。 | ||||||
| 权利要求 | 1.一种传输器系统，其特征在于，所述的传输器系统包含有： |
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| 说明书全文 | 传输器系统以及其相关的信号传输方法技术领域[0001] 本发明所揭露的实施例是相关于无线信号传输，尤指一种传输器系统，其具有一数字相位旋转器可用于将一数字相位旋转应用于一调变信号分布图数据，以及其相关的信号传输方法，具体的讲是传输器系统以及其相关的信号传输方法。 背景技术[0002] 一传输信号的峰值对均值功率比例(peak-to-average power ratio，PAPR)系为一通讯系统中一个重要的参数，因为此参数决定了需要应用于一功率放大器的回退(back-off)参数以避免部分传输信号被削波(clipping)而导致频谱再生(spectral regrowth)。一般而言，该功率放大器系用于增强一天线的辐射功率，该功率放大器的转移函数(transfer function)应该要是线性的以避免不想要的失真，在实际操作中，该功率放大器只能在一输入信号准位较低时可以展示一线性转移函数，当该输入信号准位太高时，就会出现非线性的失真，导致部分信号被削波与频谱再生。因此为了维持该传送信号的严格的频谱限制，该功率放大器的效率必须被降低，换句话说，当峰值对均值功率比例较高时，会对该功率放大器的规格会较严峻，并且需要较大的回退来维持线性因而降低了效率。 [0003] 由于深次微米互补式金属氧化物半导体(complementary metal–oxide–semiconductor，CMOS)的制程愈来愈先进，数字电路变得愈来愈小并且消耗较少的电源，也就是说制成缩小可以容许更多的电晶体设置于同样的面积，或者设置相同数量的电晶体只需要较小的面积，因此，对于可携式装置，例如行动电话，为了缩小装置尺寸与延长电池寿命会需要使用深次微米互补式金属氧化物半导体的制程，考虑到无线电设计，有很强的动力要将射频/偏重模拟无线电元件转换为偏重数字的设计，以充分利用制成缩小的优势。举例来说，一数字射频传输器可以在一通讯系统中被采用。然而，传输的峰值对均值功率比例会降低该数字射频传输器的可允许输出功率范围。因此，需要一种创新的设计可以控制并最小化该数字射频传输器的峰值对均值功率比例以达到较佳的功率效率。 发明内容[0004] 依据本发明的示范性实施例，提出一种传输器系统，其具有一数字相位旋转器可用于将一数字相位旋转应用于一调变信号分布图数据，以及其相关的信号传输方法，来解决上述问题。 [0005] 依据本发明的一实施例，其系揭露一种传输器系统。该传输器系统包含有：一数字相位旋转器、一相位旋转控制器以及一数字射频传输器。该数字相位旋转器系用于接收一第一调变信号分布图数据并且将该第一调变信号分布图数据施加一数字相位旋转来产生一第二调变信号分布图数据；该相位旋转控制器系用于设定该数字相位旋转；该数字射频传输器系用于接收从该第二调变信号分布图数据所导出的一数字输入数据，并且将该数字输入数据转换为一模拟射频输出。 [0006] 依据本发明的另一实施例，其系揭露一种信号传输方法。信号传输方法包含有：接收一第一调变信号分布图数据；设定一数字相位旋转；将该数字相位旋转施加于该第一调变信号分布图数据来产生一第二调变信号分布图数据；以及利用一数字射频传输器来接收从该第二调变信号分布图数据所导出的一数字输入数据，并且将该数字输入数据转换为一模拟射频输出。附图说明 [0007] 图1所绘示的系为依据本发明的一实施例的一种传输器系统的简化方块示意图。 [0008] 图2所绘示的系为依据本发明的一实施例的一种采用DIQ架构的一数字射频传输器的简化示意图。 [0009] 图3所绘示的系为依据本发明的一实施例的一种采用DQC架构的一数字射频传输器的简化示意图。 [0010] 图4所绘示的系为依据本发明的一实施例的一种采用DQM架构的一数字射频传输器的简化示意图。 [0011] 图5所绘示的系为举例说明复数个调变信号分布图区域适合不同的输入数据型态以得到较低的峰值对均值功率比例以及/或较高的功率效率的示意图。 [0012] 图6所绘示的系为依据一正交相位偏移键控(Quadrature Phase Shift Keying，QPSK)调变架构举例说明一调变信号分布图数据来源的示意图。 [0013] 图7所绘示的系为依据本发明的一实施例举例说明利用具有不同传输器架构的数字射频传输器所处理的数据型态的示意图。 [0014] 图8所绘示的系为依据本发明的一实施例举例说明调变信号分布图相位旋转的示意图。 [0015] 图9所绘示的系为依据本发明的一实施例举例说明一相位旋转控制器的方块示意图。 [0016] 主要元件符号说明： [0017] 100：传输器系统 [0018] 102：调变电路 [0019] 104：数字相位旋转器 [0020] 106：相位旋转控制器 [0021] 108：上取样整形滤波器 [0022] 110：上取样滤波器 [0023] 112：数字射频传输器 [0024] 200、300、400：数字射频传输器 [0025] 202：DIQ处理器 [0026] 302：DQC处理器 [0027] 900：相位旋转控制器 [0028] 902：选择器 [0029] 905：查找表 具体实施方式[0030] 在本说明书以及后续的申请专利范围当中使用了某些词汇来指称特定的元件，而所属领域中具有通常知识者应可理解，硬体制造商可能会用不同的名词来称呼同一个元件，本说明书及后续的申请专利范围并不以名称的差异来作为区分元件的方式，而是以元件在功能上的差异来作为区分的准则，在通篇说明书及后续的请求项当中所提及的“包含有”系为一开放式的用语，故应解释成“包含有但不限定于”，此外，“耦接”一词在此系包含有任何直接及间接的电气连接手段，因此，若文中描述一第一装置耦接于一第二装置，则代表该第一装置可以直接电气连接于该第二装置，或透过其他装置或连接手段间接地电气连接至该第二装置。 [0031] 本发明的主要精神系在于使用一调变信号分布图(constellation，又称为星座图)相位旋转来让一数字射频传输器具有更好的表现，例如较低的峰值对均值功率比例(peak-to-average power ratio，PAPR)、较高的功率效率以及/或较少失真的频谱。该调变信号分布图相位旋转所采用的相位旋转角度可以是依据调变信号分布图数据决定、依据传输器架构决定以及/或依据功率放大器决定；进一步关于本发明的调变信号分布图相位旋转的细节将详叙如下。 [0032] 图1所绘示的系为依据本发明的一实施例的一种传输器系统的简化方块示意图。藉由范例来说明，但不以此限制，传输器系统100可以是一电子装置(例如一行动电话)所采用的一收发器的一部份。传输器系统100包含有但不限定于：一调变电路102、一数字相位旋转器104、一相位旋转控制器106、一上取样整型滤波器(upsampling shaping filter)108、至少一上取样滤波器110以及一数字射频传输器112。调变电路102系用于依据所采用的一调变架构产生一第一调变信号分布图数据D1，以及产生一调变信号分布图类型信息INFtype来告知相位旋转控制器106第一调变信号分布图数据D1的一调变信号分布图类型(亦即所采用的该调变架构的类型)。举例来说，所采用的该调变架构依据实际的信号传输需求，可以是正交相位偏移键控(Quadrature Phase Shift Keying，QPSK)、16-正交振幅调变(Quadrature Amplitude Modulation，QAM)、32-正交振幅调变或64-正交振幅调变。 [0033] 数字相位旋转器104系耦接于调变电路102，并且用于接收第一调变信号分布图jφ数据D1并且将一数字相位旋转e 应用到第一调变信号分布图数据D1来产生一第二调变jφ 信号分布图数据D2(亦即D2＝D1·e )。相位旋转控制器106系耦接于调变电路102与数字相位旋转器104，并且用于依据至少第一调变信号分布图数据D1的该调变信号分布图类jφ 型来设定数字相位旋转e 。举例来说，相位旋转控制器106系用于参考第一调变信号分布jφ 图数据D1的该调变信号分布图类型来设定数字相位旋转e 所采用的一相位旋转角度φ，而关于信号分布图相位旋转的进一步细节将详叙如下。 [0034] 数字射频传输器112系用于接收从该第二调变信号分布图数据D2所导出的一数字输入数据DBB，并且将数字输入数据DBB转换为一模拟射频输出SRF，以使模拟射频输出SRF可以经由一天线(未显示)在空中传输。在本实施例中，数字输入数据DBB系由设置于数字相位旋转器104与数字射频传输器112之间的上取样整形滤波器108与上取样滤波器110依序处理第二调变信号分布图数据D2所产生。然而，在此请注意，上述的实施例仅作为本发明的举例说明，而不是本发明的限制条件。在另一种设计中，上取样整形滤波器108与/或上取样滤波器110可以被省略；或者上取样整形滤波器108与/或上取样滤波器110可以用其他信号处理电路取代；又或者在数字相位旋转器104与数字射频传输器112之间可以加入额外的信号处理电路。 [0035] 数字射频传输器112可以接收一数字基频输入，然后产生一模拟射频输出。具体而言，数字射频传输器112可以被设计为采用一数字射频传输器架构，并且具有一或多个数字功率放大器，例如基于所采用的数字射频传输器架构，数字射频传输器112可以具有多个射频数字模拟转换器(RF digital-to-analog converter，RF-DAC)。藉由范例来说明，但不以此限制，上述所采用的该数字射频传输器架构可以是DIQ架构、DQC架构以及DQM架构其中之一。 [0036] 请参考图2，图2所绘示的系为依据本发明的一实施例的一种采用DIQ架构的一数字射频传输器的简化示意图。图1所绘示的数字射频传输器112可以用图2所绘示的数字射频传输器200来具体实施。在本实施例中，数字射频传输器200包含有一DIQ处理器202以及一数字功率放大器204(例如一射频数字模拟转换器)。由于数字射频传输器200只有配备一个数字功率放大器，因此在数字功率放大器204前面的DIQ处理器202系用于对数字输入数据DBB(例如平行IQ[I,Q])进行一平行串行转换并且基于数字输入数据DBB所包含有的一同相(in-phase)数据I以及一正交(quadrature)数据Q产生一串行DIQ输入数据[I,Q,-I,-Q]。在数字功率放大器204中的每一个功率放大元件206系由一局部振荡器(LO)频率的时脉所控制。因此，数字功率放大器204系透过依序处理串行DIQ输入数据[I,Q,-I,-Q]将数字输入数据DBB(例如平行IQ[I,Q])转换为模拟射频输出SRF。 [0037] 请参考图3，图3所绘示的系为依据本发明的一实施例的一种采用DQC架构的一数字射频传输器的简化示意图。图1所绘示的数字射频传输器112可以用图3所绘示的数字射频传输器300来具体实施。在本实施例中，数字射频传输器300包含有一DQC处理器302以及一数字功率放大器304(例如一射频数字模拟转换器)。由于数字射频传输器300只有配备一个数字功率放大器，因此在数字功率放大器304前面的DQC处理器302系用于对数字输入数据DBB(例如平行IQ[I,Q])进行一平行串行转换并且基于数字输入数据DBB所包含有的一同相(in-phase)数据I以及一正交(quadrature)数据Q产生一串行DQC输入数据[I+Q,-I+Q,-I-Q,I-Q]。在数字功率放大器304中的每一个功率放大元件306系由一局部振荡器频率的时脉所控制。因此，数字功率放大器304系透过依序处理串行DQC输入数据[I+Q,-I+Q,-I-Q,I-Q]将数字输入数据DBB(例如平行IQ[I,Q])转换为模拟射频输出SRF。 [0038] 请参考图4，图4所绘示的系为依据本发明的一实施例的一种采用DQM架构的一数字射频传输器的简化示意图。图1所绘示的数字射频传输器112可以用图4所绘示的数字射频传输器400来具体实施。在本实施例中，数字射频传输器400包含有一DQM处理器402、复数个数字功率放大器(例如射频数字模拟转换器)404_1、404_2以及作为一信号结合器的一加法器405。DQM处理器402系用于将数字输入数据DBB(例如平行IQ[I,Q])分开成一同相(in-phase)数据I以及一正交(quadrature)数据Q，并且将该同相数据I以及该正交数据Q分别输入数字功率放大器404_1、404_2。在数字功率放大器404_1中的每一个功率放大元件406_1系由一局部振荡器频率的时脉所控制，以及在数字功率放大器404_2中的每一个功率放大元件406_2也是由该局部振荡器频率的时脉所控制。因此，数字功率放大器404_1系将该同相数据I转换为一模拟同相射频输出RFI，以及数字功率放大器404_2系将该正交数据Q转换为一模拟正交射频输出RFQ，接着，加法器405将模拟同相射频输出RFI以及模拟正交射频输出RFQ结合以产生模拟射频输出SRF。 [0039] 调变信号分布图区域在不同的数字射频传输器架构下适合不同的输入数据型态以得到较低的峰值对均值功率比例(peak-to-average power ratio，PAPR)以及/或较高的功率效率。请参考图5，图5所绘示的系为举例说明复数个调变信号分布图区域适合不同的输入数据型态以得到较低的峰值对均值功率比例以及/或较高的功率效率的示意图。在一个例子中，当数字射频传输器112采用前述的DIQ架构时，用位在调变信号分布图区域R2、R3、R6、R7、R10、R11、R14、R15中的调变信号分布图点来代表的调变信号分布图数据可以使得数字射频传输器112具有较低的峰值对均值功率比例以及/或较高的功率效率，以及用位在调变信号分布图区域R1、R4、R5、R8、R9、R12、R13、R16中的调变信号分布图点来代表的调变信号分布图数据可以使得数字射频传输器112具有较高的峰值对均值功率比例以及/或较低的功率效率。在另一个例子中，当数字射频传输器112采用前述的DQC架构时，用位在调变信号分布图区域R1、R4、R5、R8、R9、R12、R13、R16中的调变信号分布图点来代表的调变信号分布图数据可以使得数字射频传输器112具有较低的峰值对均值功率比例以及/或较高的功率效率，以及用位在调变信号分布图区域R2、R3、R6、R7、R10、R11、R14、R15中的调变信号分布图点来代表的调变信号分布图数据可以使得数字射频传输器112具有较高的峰值对均值功率比例以及/或较低的功率效率。 [0040] 请同时参考图6、图7，图6所绘示的系为依据一正交相位偏移键控(Quadrature Phase Shift Keying，QPSK)调变架构举例说明一调变信号分布图数据来源的示意图，图7所绘示的系为依据本发明的一实施例举例说明利用具有不同传输器架构的数字射频传输器所处理的数据型态的示意图。如图6所示，每一个即将被数字射频传输器(DRF TX)处理的调变信号分布图数据可以是四种数据型态(I,Q)、(-I,Q)、(-I,-Q)以及(I,-Q)其中之一。如果从该正交相位偏移键控调变架构所产生的一调变信号分布图数据系传送至具有DQC架构的数字射频传输器300，DQC处理器302就可以将该调变信号分布图数据转换为该串行DQC输入数据。如图7所示，输入数据(I,Q)系被转换为串行DQC输入数据[I-Q,I+Q,-I+Q,-I-Q]，输入数据(-I,Q)系被转换为串行DQC输入数据[-I-Q,I+Q,I+Q,I-Q]，输入数据(-I,-Q)系被转换为串行DQC输入数据[-I+Q,-I-Q,I-Q,I+Q]，输入数据(I,-Q)系被转换为串行DQC输入数据[I+Q,I-Q,-I-Q,-I+Q]。由于具有四种数据型态(I,Q)、(-I,Q)、(-I,-Q)以及(I,-Q)其中任一种的一调变信号分布图点不在DQC DRF TX适合的调变信号分布图区域R1、R4、R5、R8、R9、R12、R13、R16其中的一当中，因此串行DQC输入数据会具有较大的波动并且导致较高的峰值对均值功率比例。 [0041] 然而，如果从该正交相位偏移键控调变架构所产生的一调变信号分布图数据系传送至具有DIQ架构的数字射频传输器200，DIQ处理器202就可以将该调变信号分布图数据转换为该串行DIQ输入数据。如图7所示，输入数据(I,Q)系被转换为串行DIQ输入数据[I,Q,-I,-Q]，输入数据(-I,Q)系被转换为串行DIQ输入数据[-I,Q,I,-Q]，输入数据(-I,-Q)系被转换为串行DIQ输入数据[-I,-Q,I,Q]，输入数据(I,-Q)系被转换为串行DIQ输入数据[I,-Q,-I,Q]。由于具有四种数据型态(I,Q)、(-I,Q)、(-I,-Q)以及(I,-Q)其中任一种的一调变信号分布图点系在DIQ DRF TX适合的调变信号分布图区域R1、R4、R5、R8、R9、R12、R13、R16其中的一当中，因此串行DIQ输入数据会具有较小的波动并且导致较低的峰值对均值功率比例。 [0042] 因此，基于上述的观察，本发明提出利用调变信号分布图相位旋转来使调变信号分布图数据旋转到该数字射频传输器架构所适合的调变信号分布图区域，以将峰值对均值功率比例(peak-to-average power ratio，PAPR)最小化以及/或将功率效率最大化。请同时参考图1、图8，图8所绘示的系为依据本发明的一实施例举例说明调变信号分布图相位旋转的示意图。假设调变电路102采用一正交相位偏移键控(Quadrature Phase Shift Keying，QPSK)调变架构来产生第一调变信号分布图数据D1，以及数字射频传输器112系被设计为采用DQC架构，因此，第一调变信号分布图数据D1可以是四种数据型态(I,Q)、(-I,Q)、(-I,-Q)以及(I,-Q)其中之一，如图8所示。基于调变信号分布图类型信息INFtype所指示的调变信号分布图类型，相位旋转控制器106可以将相位旋转角度φ设定为+90°或-90°。在此请注意相位旋转角度φ的设定仅作为本发明的举例说明，而不是本发明的限制条件，在实际操作中，相位旋转角度φ的设定可以依据额外的因素，并且不一定要设定为上述的角度值+90°或-90°。 [0043] 接着，数字相位旋转器104系将一数字相位旋转ejφ施加到第一调变信号分布图数据D1来产生第二调变信号分布图数据D2，如图8所示，第二调变信号分布图数据D2可以是四种数据型态(I,0)、(0,Q)、(-I,-0)以及(0,-Q)其中之一，考虑到直接利用第二调变信号分布图数据D2作为数字输入数据DBB传送到具有DQC架构的数字射频传输器112的一种情况，第二调变信号分布图数据D2会被转换为一串行DQC输入数据。举例来说，当D2＝(I,0)时，该串行DQC输入数据会是[I,I,-I,-I]，当D2＝(0,Q)时，该串行DQC输入数据会是[-Q,Q,Q,-Q]；当D2＝(-I,0)时，该串行DQC输入数据会是[-I,-I,I,I]；以及当D2＝(0,-Q)时，该串行DQC输入数据会是[Q,-Q,-Q,Q]。由于具有四种数据型态(I,0)、(0,Q)、(-I,0)以及(0,-Q)其中任一种的一调变信号分布图点系在DIQ DRF TX适合的调变信号分布图区域R1、R4、R5、R8、R9、R12、R13、R16其中之一当中，因此串行DIQ输入数据会具有较小的波动并且导致较低的峰值对均值功率比例。 [0044] 本发明提出的调变信号分布图相位旋转所达到的峰值对均值功率比例的降低可以用下列方程式来表示： [0045] [0046] 如图1所示，至少有一整形滤波器耦接于数字相位旋转器104与数字射频传输器112之间。虽然调变信号分布图点的分布可能会被该整形滤波器随机散布在期望位置的周围，峰值对均值功率比例的降低仍然可以用本发明提出的调变信号分布图相位旋转来达到。举例来说，在该整形滤波器出现的情况下，峰值对均值功率比例的降低可以是-2.61dB(亦即 )。 [0047] 如上所述，该数字射频传输器架构适合特定的输入数据型态以得到较低的峰值对均值功率比例以及/或较高的功率效率，因此，当第一调变信号分布图数据D1的该调变信号分布图类型对应于一第一调变架构时，相位旋转控制器106会将相位旋转角度φ设定为一第一角度值，以及当第一调变信号分布图数据D1的该调变信号分布图类型对应于不同于该第一调变架构的一第二调变架构时，相位旋转控制器106会将相位旋转角度φ设定为不同于该第一角度值的一第二角度值。因此，由数字相位旋转器104所进行的该数字相位旋转的设定也可以是与数字射频传输器112所采用的传输器架构相关。综上所述，基于数字输入数据DBB产生模拟射频输出SRF的数字射频传输器112的峰值对均值功率比例系比基于没有应用数字相位旋转的第一调变信号分布图数据D1所导出的一数字输入所产生的一模拟射频输出的数字射频传输器112的峰值对均值功率比例低。同样的，基于数字输入数据DBB产生模拟射频输出SRF的数字射频传输器112的功率效率系比基于没有应用数字相位旋转的第一调变信号分布图数据D1所导出的一数字输入所产生的一模拟射频输出的数字射频传输器112的功率效率高。 [0048] 此外，由数字相位旋转器104所进行的该数字相位旋转的设定也可以系与数字射频传输器112的数字功率放大器的固有特性(inherent characteristics)相关。举例来说，由于该数字功率放大器的非线性，该数字功率放大器可能适合特定的调变信号分布图区域以产生一较少失真的频谱。如果该调变信号分布图数据系由位在该数字功率放大器所适合的调变信号分布图区域的外调变信号分布图点来代表，该数字功率放大器基于该调变信号分布图数据所产生的模拟射频输出可能会被部分削波，因此导致频谱失真。因此，当考虑该数字功率放大器的固有特性时，相位旋转角度φ可以被适当的设定以达到一较少失真的频谱。综上所述，基于数字输入数据DBB所产生的该模拟射频输出的数字射频传输器112的一频谱系比基于没有应用数字相位旋转的第一调变信号分布图数据D1所导出的一数字输入所产生的一模拟射频输出的数字射频传输器112的一频谱较少失真。 [0049] 在一设计范例中，相位旋转控制器106可以依据一查找表(lookup table)决定相位旋转角度φ。请参考图9，图9所绘示的系为依据本发明的一实施例举例说明一相位旋转控制器的方块示意图。图1所绘示的相位旋转控制器106可以用图9所绘示的相位旋转控制器900来具体实施。在本实施例中，相位旋转控制器900包含有一选择器902以及一查找表(LUT)904，其中查找表904包含有复数个查找表条目905，每一个查找表条目纪录一预设调变信号分布图类型与一相对应的预定相位旋转角度，换句话说，查找表904系用于纪录复数个预设调变信号分布图类型Type_1-Type_n与复数个预定相位旋转角度φ1-φn，其中该些预定相位旋转角度φ1-φn系分别映射于该些预设调变信号分布图类型Type_1-Type_n。该些预定相位旋转角度φ1-φn中每一个可在一测试模式下测试数字射频传输器112所得到。举例来说，在不同调变信号分布图类型下的该数字射频传输器架构的峰值对均值功率比例/功率效率特性系为可预测的并且固定的，因此可以让电路设计者事先知道。在调变信号分布图类型下的每一个数字功率放大器的固有特性可以经由输入一测试数据给该数字功率放大器并且分析该数字功率放大器的模拟输出来估测。为了给一预设调变信号分布图类型找出一最佳的相位旋转角度以使该数字射频传输器具有最小化的峰值对均值功率比例、最大化的功率效率以及/或最少失真的频谱，可以基于该数字射频传输器架构在该预设调变信号分布图类型下的峰值对均值功率比例/功率效率特性以及数字功率放大器在该预设调变信号分布图类型下的固有特性做一个相位旋转角度的初始猜测。一具有该调变信号分布图类型并且被初始相位旋转角度调整过的测试调变信号分布图数据系被传送到数字射频传输器112，然后数字射频传输器112所产生的一模拟射频输出会被量测与纪录。可以采用一搜寻演算法基于数字射频传输器112连续的模拟射频输出来改变该相位旋转角度，以找出可以使该数字射频传输器具有想要的表现(例如最小化的峰值对均值功率比例、最大化的功率效率以及/或最少失真的频谱)的一目标相位旋转角度。所找到的目标相位旋转角度系被记录到查找表904中以作为对应于该预设调变信号分布图类型的一预定相位旋转角度。如此一来，就可以产生出查找表904并且将其储存在一晶片上的非挥发性存储器(例如一快闪存储器)。然而，在此请注意，上述的实施例仅作为本发明的举例说明，而不是本发明的限制条件。也有不同的方法可以用来测试数字射频传输器112以找出预定相位旋转角度φ1-φn。因此，不管查找表904是如何产生的，凡是只要可以达到本发明所揭露的使用该调变信号分布图相位旋转架构来让任何数字射频传输器具有较低的峰值对均值功率比例(peak-to-average power ratio，PAPR)、较高的功率效率以及/或较少失真的频谱，各种均等变化都应属于本发明的涵盖范围。 [0050] 选择器902系耦接于查找表904，并且用于从查找表904中搜寻由调变信号分布图类型信息INFtype所指示的该调变信号分布图类型，并且利用与该调变信号分布图类型相符的一预设调变信号分布图类型的一预定相位旋转角度作为相位旋转角度φ。 [0051] 另一方面，相位旋转控制器106可以设定为利用各种算术运算(arithmetic computation)来决定相位旋转角度φ。举例来说，数字射频传输器112所采用的传输器架构的信息可以被记录在相位旋转控制器106中，此外，数字射频传输器112的数字功率放大器的固有特性可以被量测与纪录在相位旋转控制器106中，相位旋转控制器106可以依循一预设演算法基于数字射频传输器112的该储存信息来计算一估测相位旋转角度给调变信号分布图类型，这也属于本发明的涵盖范围，因此，无论相位旋转角度φ如何产生，只要可以达到本发明所揭露的使用该调变信号分布图相位旋转架构来让任何数字射频传输器具有较低的峰值对均值功率比例、较高的功率效率以及/或较少失真的频谱，各种均等变化都应属于本发明的涵盖范围。 |
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