Temperature measurement device of power semiconductor device

本発明は、車両用の電圧コンバータ装置等に組み込まれるパワー半導体装置の温度測定装置に関する。

近年、車両機器においては、高効率化、省エネルギー対策として、図１１に示す駆動力を生む電動機１１０４を有する車両駆動システム１１００では、大別して電源１１０１と、昇降圧コンバータ１１０２と、インバータ１１０３とが含まれている。 但し、電動機１１０４は、車両の駆動時には３相のモータであるが、車両の制動時には発電機となる。 また、矢印Ｙ１で車両駆動時に流れるエネルギーの方向を示し、矢印Ｙ２で車両制動時に流れるエネルギーの方向を示す。

電源１１０１は、架線からの給電電圧又は直列接続されたバッテリーから構成される。
昇降圧コンバータ１１０２は、車両駆動時には電源１１０１の電圧Ｖ _L （例：２８０Ｖ）を、モータ１１０４の駆動に適した電圧Ｖ _H （例：７５０Ｖ）に昇圧し、車両の制動時には発電機となるモータ１１０４から生じる電圧Ｖ _H （例：７５０Ｖ）を電源回路の電圧Ｖ _L （例：２８０Ｖ）に降圧して電力の回生動作を行う。

インバータ１１０３は、車両駆動時には昇降圧コンバータ１１０２により昇圧された電圧Ｖ _Hから、３相モータ１１０４の各相に電流を流すように、インバータ１１０３内部のスイッチング素子をＯＮ／ＯＦＦ制御し、このスイッチングの周波数により車両の速度を変化させる。 また、車両制動時には、モータ１１０４の各相に生じる電圧に同期してスイッチング素子をＯＮ／ＯＦＦ制御し、いわゆる整流動作を行い、直流電圧に変換して回生を行う。

次に、昇降圧コンバータ１１０２の詳細構成を図１２に示し、その説明を行う。 昇降圧コンバータ１１０２は、大別してリアクトルＲと、コンデンサＣと、２つのスイッチング素子ＳＷ１，ＳＷ２と、これらスイッチング素子ＳＷ１，ＳＷ２を制御する制御回路１１１１，１１１２とを備えて構成されている。 最近の車両機器の駆動系のスイッチング素子ＳＷ１，ＳＷ２は、図１２に示すように、ＩＧＢＴ１１０５（又は１１０６）と、このＩＧＢＴ１１０５（又は１１０６）のエミッタ・コレクタ間に、並列にダイオードＤ１（又はＤ２）を接続して構成されている。 つまり、ダイオードＤ１（又はＤ２）は、ＩＧＢＴ１１０５（又は１１０６）に流れる電流とは逆方向で電流を流すように接続されている。

この昇降圧コンバータ１１０２の昇降圧動作の原理を説明する。 また、昇圧時にリアクトルＲに流れる電流波形を図１３に示す。
最初に、昇圧動作を説明する。 図１３の時刻ｔ０〜ｔ１間、時刻ｔ２〜ｔ３間、時刻ｔ４〜ｔ５間に示すように、スイッチング素子ＳＷ１のＩＧＢＴ１１０５がＯＮ（導通）すると、リアクトルＲに電流Ｉが流れ、リアクトルＲ（インダクタンスＬ）にＬＩ ² ／２のエネルギーが蓄積される。

一方、時刻ｔ１〜ｔ２間、時刻ｔ３〜ｔ４間、時刻ｔ５以降に示すように、スイッチング素子ＳＷ１のＩＧＢＴ１１０５がＯＦＦ（非導通）すると、スイッチング素子ＳＷ２のダイオードＤ２に電流Ｉが流れて、リアクトルＲに蓄えられたエネルギーがコンデンサＣに送られる。
次に、降圧動作を説明する。 スイッチング素子ＳＷ２のＩＧＢＴ１１０６がＯＮ（導通）すると、リアクトルＲに電流Ｉが流れ、リアクトルＲにＬＩ ² ／２のエネルギーが蓄積される。
一方、スイッチング素子ＳＷ２のＩＧＢＴ１１０６がＯＦＦ（非導通）すると、スイッチング素子ＳＷ１のダイオードＤ１に電流が流れて、リアクトルＲに蓄えられたエネルギーが電源１１０１へ回生される。

このようにスイッチング素子ＳＷ１又はＳＷ２のＯＮ時間（ＯＮデューティ）を変更する事で、昇降圧の電圧を調整する事が可能であり、概略の値は次式にて求める事が出来る。
Ｖ _L ／Ｖ _H ＝ＯＮデューティ （％）
Ｖ _L ：電源電圧 Ｖ _H ：昇圧後の電圧 ＯＮデューティ：スイッチング素子ＳＷ１又はＳＷ２のスイッチング周期に対する導通期間の割合。
しかし、実際には負荷の変動、電源電圧の変動などがあるので、昇降圧後の電圧Ｖ _Hを監視し、目標値となるように、スイッチング素子ＳＷ１，ＳＷ２のＯＮ時間（ＯＮデューティ）の制御を行う。

図１４は、昇降圧コンバータ用ＩＰＭ２１００のブロック図である。 ＩＰＭ２１００は、大きく分けて、下アームのスイッチング部２１０１と、上アームのスイッチング部２１０２と、制御部２１０３とを備えて構成されている。 高電圧回路側の各スイッチング部２１０１，２１０２と、低電圧回路側の制御部２１０３とは電気的に絶縁が必要であり、このためフォトカプラ２１１５，２１１６，２１１７，２１１８，２１１９や図示せぬパルストランスなどを用いて、信号の授受を行うようになっている。

上アームのスイッチング部２１０２は、上述したスイッチング素子ＳＷ１２と同一チップ内に埋め込まれた温度検出用ダイオードＤ１２と、ＩＧＢＴ２１１２のエミッタとアース間に直列接続された２つの抵抗器Ｒ２１，Ｒ２２の間と温度検出用ダイオード２１４２のアノード側とに接続されたＩＧＢＴ保護回路２１２２と、このＩＧＢＴ保護回路２１２２の出力側とＩＧＢＴ２１１２のゲート側との間に接続されたゲートドライバ２１２４と、温度検出用ダイオードＤ１２のアノード側に接続されたＩＧＢＴチップ温度検出部２１２６とを備えている。

下アームのスイッチング部２１０１は、上述したスイッチング素子ＳＷ１１と同一チップ内に埋め込まれた温度検出用ダイオードＤ１１と、ＩＧＢＴ２１１１のエミッタとアース間に直列接続された２つの抵抗器Ｒ１１，Ｒ１２同士の間と温度検出用ダイオード２１４１のアノード側とに接続されたＩＧＢＴ保護回路２１２１と、このＩＧＢＴ保護回路２１２１の出力側とＩＧＢＴ２１１１のゲート側との間に接続されたゲートドライバ２１２３と、温度検出用ダイオード２１４１のアノード側に接続されたＩＧＢＴチップ温度検出部２１２５と、昇圧後の電圧Ｖ _Hを検出するＶＨ検出回路２１５０とを備えている。

ＶＨ検出回路２１５０は、入力される電圧Ｖ _Hを分圧する分圧回路２１５１と、この分圧回路２１５１で分圧された電圧のレベルを調整するレベル調整回路２１５２と、三角波を生成する三角波生成器２１５３５９と、その三角波とレベル調整後の電圧を比較し、この比較結果で得られる「Ｌ」又は「Ｈ」レベルの電圧をフォトカプラ２１１９へ出力する比較器２１５４とを備えている。

制御部２１０３は、フォトカプラ２１１９からの「Ｌ」に対応する「０」又は「Ｈ」に対応する「１」の信号を平滑化して直流レベルに変換するＬＰＦ(Low Pass Filter)２１６１と、このＬＰＦ２１６１からの直流レベルと昇降圧指令値とを比較するＶＨ比較器２１６２と、このＶＨ比較器２１６２の比較結果に応じて、昇圧後の電圧Ｖ _Hが昇降圧指令値に応じた所定電圧値となるようにゲート信号をフォトカプラ２１１５，２１１７へ出力するゲート信号発生器２１６３とを備えている。

このような構成のＩＰＭ２１００において、本発明の対象となる部分は、システムとしてＩＰＭ２１００の稼動状態を制御するために、スイッチング素子ＳＷ１１，ＳＷ１２と同一チップ内に埋め込まれた温度検出用ダイオード２１４１，２１４２のＶＦ電圧により、ＩＧＢＴ２１１１，２１１２のチップ温度を測定するＩＧＢＴチップ温度検出部２１２５，２１２６である。

これらＩＧＢＴチップ温度検出部２１２５，２１２６を、上アームのスイッチング部２１０２のＩＧＢＴチップ温度検出部２１２６を代表して図１５に内部ブロック図を示し、その説明を行う。
ＩＧＢＴチップ温度検出部２１２６は、高電圧回路側に、温度検出用ダイオード２１４２のアノード側に接続された定電流源２１７０と、定電流源２１７０と温度検出用ダイオード２１４２との間に＋入力が接続されたオペアンプによるバッファ回路（単に、バッファとも称す）２１７１と、レベル変換器２１７７と、三角波発生器２１７８と、三角波発生器２１７８及びレベル変換器２１７７の出力側に接続されたオペアンプによるコンパレータ２１７９と、このコンパレータ２１７９の出力側に抵抗器２１８０を介してゲートが接続され、ドレインが抵抗器２１８２を介してＰＷＭ・アナログ変換器２１９０のフォトカプラ２１１６に接続された電界効果トランジスタ２１８１とを備えている。

レベル変換器２１７７は、バッファ回路２１７１の出力に抵抗器２１７２を介して−入力が接続されたオペアンプ２１７３、当該オペアンプ２１７３の入出力の間に接続された抵抗器２１７４、及び第１の電源Ｖｃｃ１及びアース間並びにオペアンプ２１７３の＋，−入力の間に接続された抵抗器２１７５，２１７６を備えている。
ＰＷＭ・アナログ変換器２１９０は、フォトカプラ２１１６と、２値化回路２１９１と、バッファ回路２１９２と、ＬＰＦ回路（低域通過フィルタ）２１９３とを備えている。

フォトカプラ２１１６は、第１の電源Ｖｃｃ１とＦＥＴ２１８１との間に接続されると共に抵抗２１８４が並列接続された発光ダイオード２１８５と、この発光ダイオード２１８５からの発光光を受光する受光ダイオード２１８７とを備えている。 そして、受光ダイオード２１８７が、トランジスタ２１８８のベースと第２の電源Ｖｃｃ２との間に接続され、また、受光ダイオード２１８７のカソードとトランジスタ２１８８のコレクタとの間に抵抗器２１８９が接続されている。

このフォトカプラ２１１６のトランジスタ２１８８のエミッタに２値化回路２１９１が接続され、この２値化回路２１９１の出力側に＋入力が接続されると共に−入力と出力とが接続されたオペアンプによるバッファ回路２１９２が接続され、このバッファ回路２１９２の出力側にローパスフィルタ（ＬＰＦ）回路２１９３が接続されている。

このようなＩＧＢＴチップ温度検出部２１２６によってＩＧＢＴ２１１２の温度を測定する場合、定電流源２１７０からＩＧＢＴ２１１２と同一チップ内に埋め込まれた温度検出用ダイオード２１４２に定電流を供給する。 これによって、温度検出用ダイオード２１４２の両電圧ＶＦ（ＶＦ電圧信号とも称す）が、図１６に示すように温度に比例した電圧値となる。 即ち、温度検出用ダイオード２１４２のチップ温度が１６５℃ではＶＦ＝１．５Ｖ、２５℃ではＶＦ＝２．０Ｖとして得られ、実際にはＶＦの変化量５００ｍＶが温度信号のフルスパンとなる。

図１７は、上記のバッファ回路２１７１と、レベル変換器２１７７と、三角波発生器２１７８と、コンパレータ２１７９とを有して成るＶＦ／ＰＷＭ変換回路２１８０の詳細を示す。
三角波発生器２１７８は、コンパレータ２２０１及びオペアンプ２２０２と、これら２２０１，２２０２の−，＋入力端子と出力端子並びに電源Ｖｃｃ１及びアースとの間に図示のように接続された抵抗器Ｒ２１，Ｒ２２、Ｒ２３，Ｒ２４，Ｒ２５，Ｒ２６と、コンデンサＣ１１とを備えている。 図１５と同じ構成については同じ符号を用いて説明する。

三角波発生器２１７８からは三角波信号が所定の上限値と下限値との間で発生されている。
温度検出用ダイオード２１４２の順方向降下電圧ＶＦは、バッファ回路２１７１でインピーダンス変換された後、レベル変換器２１７７にて、三角波信号の上限値と高温（例：１６５℃）側ＶＦとが合致、三角波信号の下限値と低温（例：２５℃）側ＶＦとが合致するように、増幅及びレベルの加減算が行われる。

つまり、レベル変換器２１７７は、三角波信号の上限と下限との幅のレベル（振幅）に、ＶＦ電圧信号の幅のレベルが一致するようにＶＦ電圧信号の幅を拡大する（ゲインの調整）と共に、この拡大したＶＦ電圧信号のレベルの上下が三角波の上限と下限の位置に一致させる（オフセットの調整）。 ゲインとオフセットの調整は次のように行う。

図１７において、抵抗Ｒ１１，Ｒ１２にて電源Ｖｃｃ１の電圧を分圧してオペアンプ２１７３の＋入力とし、電源Ｖｃｃ１とオペアンプ２１７３の−入力との間に接続した抵抗Ｒ１３によってオフセット量を決定する。 また、バッファ回路２１７１の出力とオペアンプ２１７３の−入力との間に接続された抵抗Ｒ１４とオペアンプ２１７３の−入力と出力との間に接続された抵抗Ｒ１５とによってオペアンプ２１７３のゲインを決定する。

このレベル合わせを行った後、後段のコンパレータ２１７９にてレベル変換器２１７７の出力電圧Ｖｌｅｖと、三角波発生器の出力電圧Ｖｔｒｉとを比較し、Ｖｌｅｖ＞Ｖｔｒｉの場合はコンパレータ２１７９の出力を「Ｌ」、Ｖｌｅｖ＜Ｖｔｒｉの場合は「Ｈ」とする。
この動作によって生成されるコンパレータ２１７９の出力パルスのデューティは、ＶＦ電圧信号に比例する。 例えばデューティ０％は低温（例：２５℃）側ＶＦ、１００％は高温（例：１６５℃）側ＶＦとして、次段のフォトカプラ２１１６，２１１８によるＰＷＭ信号の絶縁伝送回路を介して、上及び下アームのスイッチング部２１０１，２１０２から制御部２１０３の２値化回路２１９１へＰＷＭ信号として伝送される。

このＰＷＭ信号は、２値化回路２１９１において、当該ＰＷＭ信号のデューティが０％ではＶ１、１００％ではＶ２なる電圧（２値化信号Ｖ１／Ｖ２）が形成されて出力される。 この２値化信号Ｖ１／Ｖ２をバッファ回路２１９２でインピーダンス変換した後、ＬＰＦ回路２１９３にて平滑化して直流レベルに変換すると、温度検出用ダイオード２１４１，２１４２の両端電圧ＶＦに相当する各アームと絶縁された出力電圧（ＩＧＢＴチップ温度電圧信号）Ｖｏｕｔを得る事が出来る。

このようにして得られたＩＧＢＴチップ温度に比例した電圧信号Ｖｏｕｔは、昇降圧コンバータ１１０２の上位のシステム（図示せず）に伝達され、そのシステムが常にＩＧＢＴ２１１１，２１１１の温度を検出しながら、例えばＩＧＢＴチップ温度が所定の温度Ｔ１を超過すると、スイッチング周波数を１／２にし、更に所定の温度Ｔ２を超過するとスイッチング（昇降圧動作）を停止する保護機能を働かせる。

この保護機能の作動は車両の駆動に影響を与えるので、ＩＧＢＴ２１１１，２１１２のチップ温度は正確に測定されなければならず、概ね±５％の精度が要求される。 チップ温度の測定の際の誤差要因は大別すると、ＩＧＢＴチップに埋め込まれた温度検出用ダイオード２１４１，２１４２の順方向降下電圧ＶＦ値及び温度係数のバラツキと、バッファ回路２１７１、レベル変換器２１７７、三角波発生器２１７８、フォトカプラ（ＰＷＭ信号の絶縁伝送回路）２１１６、２値化回路２１９１、バッファ回路２１９２及びＬＰＦ回路２１９３から成る回路系のバラツキとの２種類となる。

温度検出用ダイオード２１４１，２１４２のＶＦ値のバラツキは、半導体プロセスに起因する要因が主で有るので、全体の許容誤差±５％のうち、例えばその６割である±３％をＶＦ値のバラツキとして見込むと、回路系では±２％の誤差に抑制する必要がある。 このため各々の回路では±０．５％の誤差に抑えた性能が求められる。
このため、抵抗素子、定電圧素子、オペアンプ等の回路素子は高精度品を用いる必要があるが、車両の環境温度は−４０〜＋１０５℃と広範囲での動作保証、車両用としての高信頼性及びクレームを生じた場合の敏速な対応が求められる点から、国内の大手半導体メーカー等の車載対応ＩＣから選択せざるを得ない。

図１７に示すＶＦ／ＰＷＭ変換回路２１８０において、定電流源２１７０（図１７には不図示、図１５参照）から供給される定電流ＩＦにより、温度検出用ダイオード２１４２に生ずる温度に比例した順方向降下電圧（チップ温度が１６５℃ではＶＦ＝１．５Ｖ、２５℃ではＶＦ＝２．０Ｖ）がバッファ回路２１７１でインピーダンス変換され、レベル変換器２１７７に供給される。
レベル変換器２１７７のオペアンプ２１７３の＋入力端子には、電源Ｖｃｃ１の電位を抵抗器Ｒ１１とＲ１２で分圧した電位Ｖｃｃ１１に固定されているので、オペアンプ２１７３の出力電圧は下式（１）で表される。

一方、三角波発生器２１７８からの三角波信号の上限値Ｖｓｕと下限値Ｖｓｄは下式（２）及び（３）で表される。 なお、コンパレータ２２０１の−入力端子には電源Ｖｃｃ１を抵抗器Ｒ２１とＲ２２で分圧された電位Ｖｃｃ１２に固定されている。

但し、Ｖ _ic3LOWは、コンパレータ２２０１の「Ｌ」レベル出力である。 また、「／／」はその前後に示す抵抗等を並列接続した際の合成値を簡易表記したものであり、例えば（３）式の「Ｒ ₂₄ ／／Ｒ ₂₅ 」はＲ ₂₄とＲ ₂₅とを並列接続した時の合成抵抗値を示す。 以下においても同様である。
このような三角波発生器２１７８の出力信号の上限値Ｖｓｕと下限値Ｖｓｄの三角波と、レベル変換器２１７７の出力とを、コンパレータ２１７９で比較して、下式（４）〜（６）で表される温度に比例したパルス幅のＰＷＭ信号を生成する。

このＰＷＭ信号は、図１８に詳細構成を示すＰＷＭ・アナログ変換器２１９０のフォトカプラ２１１６で絶縁された後、２値化回路２１９１、バッファ回路２１９２、ＬＰＦ回路２１９３へ伝送される。 このＰＷＭ信号のデューティ（Ｄｕｔｙ）とＬＰＦ回路２１９３の出力（ＩＧＢＴチップ温度電圧信号Ｖｏｕｔ）との関係は下式（７）で表される。

但し、Ｖ _ceは、Ｔｒ２２５０の飽和状態におけるコレクタ・エミッター間の電圧であり、概ね０．１５Ｖである。 また、Ｖ _LPFは、ＬＰＦ回路２１９３の出力である。
これらの式（１）〜（７）において、±０．１％の高精度抵抗器を用いれば、ＬＰＦ回路２１９３の出力の誤差は電源Ｖｃｃ１，Ｖｃｃ２のバラツキに依存することになる。
特に、Ｖｃｃ１はフルスパンが５００ｍＶの信号を取り扱う回路に用いられるので高安定、高精度な電圧源が必要とされ、高精度なシャントレギュレータを用いる必要がある。
また、Ｖｃｃ２はフルスパンが４Ｖの信号を取り扱うので、Ｖｃｃ１よりも高い精度は要求されない。

図１９に電源Ｖｃｃ１にシャントレギュレータを用いた場合の電位Ｖｃｃ１のバラツキ分布を、図２０に電源Ｖｃｃ２に標準レギュレータを用いた場合の電位Ｖｃｃ２のバラツキ分布を示す。
これらの基準電圧源の電圧バラツキは上式（１）〜（７）において、Ｖ _cc1 ，Ｖ _cc2の値が変わるので、温度に比例したＬＰＦ回路２１９３の出力において、温度幅が１３０℃で出力電圧幅が４Ｖに割り当てているスパン、及び温度２５℃で出力が４．５Ｖに割り当てているオフセットが影響を受ける事になる。

上記のＶ _cc1を変動させた場合のＬＰＦ回路２１９３の出力への影響を図２１及び図２２に、Ｖ _cc2を変動させた場合のＬＰＦ回路２１９３の出力への影響を図２３及び図２４に示す。
Ｖ _cc1 ，Ｖ _cc2の出力電圧のバラツキの分布が正規分布と仮定した場合、分布の中心値から３σまでの範囲において、ＩＧＢＴチップ温度電圧信号（ＬＰＦ出力）Ｖｏｕｔに生じる誤差及び区間内累積分布割合を統計計算した。 この結果、１．２σ以下（母集団の７７％）では、回路による温度計測は、最大±２．８８％以下に抑制出来るが、残りの２３％は±２．８８％を超過してしまうので、図１７に示したレベル変換器２１７７における抵抗器Ｒ１３をオフセット調整用、Ｒ１５をゲイン調整用として抵抗値を変更しなければならない。

このため、抵抗器Ｒ１３，Ｒ１５に関しては、±５σ以内であれば調整出来るように、予め抵抗値の低い素子を実装しておき、これをレーザートリミング装置で抵抗パターンを部分的に切断することによって目標とする調整値に合致させる必要がある。
この場合には、チップ温度測定回路の入力信号として既知の電圧(２点：ＶＦ１，ＶＦ２)を入力し、その時の出力電圧（２点：Ｖｏｕｔ１＿ｍ，Ｖｏｕｔ２＿ｍ）を測定し、目標電圧値（２点：Ｖｏｕｔ１＿ｓ，Ｖｏｕｔ２＿ｓ）からのずれを算出する。 そして、算出したずれに基づいて抵抗Ｒ１３及びＲ１５の目標抵抗値を決定し、各抵抗Ｒ１３及びＲ１５のトリミングを実施する。

その後に、トリミング後のチップ温度測定回路に対して、再度、既知の電圧（２点：ＶＦ１，ＶＦ２）を入力し、その時の出力電圧２点：Ｖｏｕｔ１＿ｍ，Ｖｏｕｔ２＿ｍ）を測定し、目標電圧値（２点：Ｖｏｕｔ１＿ｓ，Ｖｏｕｔ２＿ｓ）に対して、許容誤差の範囲内であることを確認している。
このような、調整方法では、高価なレーザートリミング装置を導入する必要があるとともに、抵抗調整工数がかかり、製造コスト高の要因となるという未解決の課題がある。 さらに、再調整ができないため、ある程度の不良率を考慮しなければならないという未解決の課題もある。

このため、チップ温度測定回路の温度補正を電子的に行うことが考えられている。
たとえば、特許文献１及び特許文献２に記載の従来例では、外部ツールを介して転送書込みされる制御プログラムと制御定数とを格納した不揮発メモリと、演算処理用ＲＡＭメモリとを有するマイクロプロセッサを備えた車載エンジン制御装置が開示されている。 この車載エンジン制御装置は、定電圧電源回路部と、温度センサと多チャンネルＡＤ変換器とを備える。

さらに、上記不揮発メモリは、校正処理データと換算処理データとを格納している。 ここで、校正処理データは、車載エンジン制御装置の調整操作段階において、外部設置された計測装置による測定結果を外部ツールから転送書込したデータである。 この校正処理データは、調整操作時点における環境温度から推定される定電圧電源回路部の近傍温度と、調整操作時点における定電圧電源回路部の実際の出力電圧とに関する外部計測データとを含んでいる。

換算処理データは、定電圧電源回路部の近傍温度対出力電圧の変動特性に関して予め多数の製品について実測測定して統計的に算出された平均的な電圧変動特性データを含んでいる。
そして、温度検出センサの検出出力と校正処理データと換算処理データとを参照することによって、異なる温度環境下における定電圧電源回路部の出力電圧を推定し、推定した出力電圧を定電圧で除した値でなる補正係数をアナログ入力電圧に対するデジタル変換値掛け合わせて、補正されたデジタル変換値を得るようにしている。

また、特許文献３に記載された従来例では、スイッチング素子の温度検出用のダイオードの出力値を、モータを組み付けた際の、モータ温度検出値とスイッチング温度検出値に基づくキャリブレーション値（温度補正値）によって補正するようにしている。 ここで、温度検出用ダイオードの温度特性及び上記キャリブレーション値（温度補正値）はメモリ等の記憶媒体に記憶されている。

さらに、特許文献４に記載された従来例では、半導体スイッチング素子の動作温度を検出する温度検知手段と、この温度検出手段からの検知信号が不揮発メモリに記憶された規定のトリップレベルを上回ったとき、上記半導体スイッチング素子の動作を停止させる過温度保護手段と、前記トリップレベルの補正を行う特性補正手段とを備えた半導体装置が記載されている。

さらに、特許文献５に記載された従来例では、半導体素子に温度測定用ダイオードを形成し、この温度測定用ダイオードの順方向電圧降下の温度特性から温度測定用ダイオードが設けられている位置の温度データを求めるようにしている。 一方、電流センス用エミッタから流れるセンス電流を電流検出回路で測定し、演算部でセンス電流の値に基づいて、補正温度を算出する。 そして、演算部は、温度データに補正温度を加算することにより、接合部温度を求めるようにしている。 そして、メモリには、電流検出回路で検出した電流値に対応する補正温度がテーブル形式で格納されており、電流検出回路で検出した電流値を受信するとテーブルを参照して補正温度を算出するようにしている。

ところで、特許文献１及び２に記載の従来例にあっては、不揮発性メモリに記憶されている標準特性における温度−出力電圧特性を換算処理データとして記憶するとともに、車載エンジン制御装置の調整操作段階における校正温度と、この校正温度における出力電圧を校正処理データとして記憶して置く。 そして、実用温度を測定したときに、不揮発性メモリに記憶された校正処理データ及び換算処理データを参照して、実用計測温度における定電圧出力を所定の演算式に従って算出する。 算出した定電圧出力を基準電圧で除して補正係数を演算し、この補正係数をデジタル変換値に掛け合わせて補正されたデジタル変換値を得るようにしている。

このため、不揮発性メモリに校正処理データ及び換算処理データを格納する必要があり、記憶容量が多くなるとともに、実用温度が変化する毎に、校正処理データと換算処理データを参照した演算処理を繰り返す必要があり、演算処理負荷が大きくなるという未解決の課題がある。

同様に、特許文献３に記載の従来例にあっては、モータ駆動装置の組み付け時に、モータ温度算出部で算出したモータ温度とスイッチング素子温度算出部で算出したスイッチング素子の温度との差分をスイッチング素子温度算出部において算出結果を補正するキャリブレーション値（温度補正値）としてメモリ等の記憶媒体に記憶している。 そして、このキャリブレーション値でスイッチング素子温度検出用のダイオードの出力値の補正を行うことにより、オフセット補正を行うようにしている。 しかしながら、特許文献３に記載の従来例にあっては、単にキャリブレーション値をスイッチング素子温度検出用のダイオードの出力に加算するだけであり、温度−出力電圧特性の傾きが異なる場合には適用することができないという未解決の課題がある。

また、特許文献４に記載の従来例にあっては、過温度の判断基準となるトリップレベルの補正を、ＥＰＲＯＭに書込まれた特性補正信号に基づいて接続するコンデンサ数を選択することにより行うようにしているので、温度−出力電圧特性の傾きが異なる場合には適用することができないという未解決の課題がある。

同様に、特許文献５に記載の従来例にあっては、半導体素子の電流センス用エミッタから流れるセンス電流の値に基づいてメモリに格納された電流値対補正温度のテーブルを参照して補正温度を算出し、この補正温度を温度検出回路から取得した温度データに加算して接合部温度を算出するようにしており、温度−出力電圧特性の傾きが異なる場合には適用することができないという未解決の課題がある。
そこで、本発明は、上記従来例の未解決の課題に着目してなされたものであり、設計上の特性と実測した特性との傾きが異なる場合に、容易に且つ正確に温度検出ができるパワー半導体装置の温度測定装置を提供することを目的としている。

上記目的を達成するために、本発明に係るパワー半導体装置の温度測定装置の第１の態様は、シリコンチップにパワースイッチング素子と温度検出用ダイオードとを設けたパワー半導体装置における前記パワースイッチング素子のチップ温度を検出するチップ温度検出回路を備えたパワー半導体装置の温度測定装置である。 そして、前記チップ温度検出回路は、前記温度検出用ダイオードに定電流を供給する定電流源と、前記温度検出用ダイオードの両端の順方向電圧をデジタル変換して測定値として出力するＡ／Ｄ変換器と、該Ａ／Ｄ変換器から出力される測定値が入力され、当該測定値に基づいて前記チップ温度を演算する演算処理部とを少なくとも備えている。 ここで、前記演算処理部は、校正処理部とチップ温度演算部とを備えている。 校正処理部は、前記チップ温度検出回路の誤差の校正時に、前記温度検出用ダイオードに代えて既知の異なる複数の基準電圧値を印加する基準電圧源を接続し、前記複数の基準電圧値をそれぞれ印加したときの前記Ａ／Ｄ変換器から出力される測定値を結ぶ線分の傾きを演算し、演算した線分の傾きと、前記Ａ／Ｄ変換器から出力される測定値のうちの１つであるオフセット補正値とを記憶部に記憶する。 チップ温度演算部は、前記温度検出用ダイオードによる温度測定時に、前記Ａ／Ｄ変換器から出力される測定値と、前記記憶部に記憶されている線分の傾き及びオフセット補正値とに基づいて補正測定値を演算し、当該補正測定値に基づいて前記チップ温度を演算する。

また、本発明に係るパワー半導体装置の温度測定装置の第２の態様は、前記校正処理部が、前記基準電圧を印加した時の前記Ａ／Ｄ変換器から得られる測定値の測定を複数回行い、複数回の測定値の平均値を測定値としている。
また、本発明に係るパワー半導体装置の温度測定装置の第３の態様は、シリコンチップにパワースイッチング素子と温度検出用ダイオードとを設けたパワー半導体装置における前記パワースイッチング素子のチップ温度を検出するチップ温度検出回路を備えたパワー半導体装置の温度測定装置である。 前記チップ温度検出回路は、前記温度検出用ダイオードに定電流を供給する定電流源と、前記温度検出用ダイオードの両端の順方向電圧を入力信号としてパルス幅変調信号を出力するパルス幅変調回路と、該パルス幅変調回路から出力されるパルス幅変調信号を電気的に絶縁して伝送させる絶縁伝送回路と、該絶縁伝送回路の出力信号を平滑化するローパスフィルタと、該ローパスフィルタのフィルタ出力をデジタル変換して測定値として出力するＡ／Ｄ変換器と、該Ａ／Ｄ変換器から出力される測定値が入力され、当該測定値に基づいて前記チップ温度を演算する演算処理部とを少なくとも備えている。 ここで、前記演算処理部は、校正処理部とチップ温度演算部とを備えている。 校正処理部は、前記チップ温度検出回路の誤差の校正時に、前記温度検出用ダイオードに代えて既知の異なる複数の基準電圧値を印加する基準電圧源を接続し、前記複数の基準電圧値をそれぞれ印加したときの前記Ａ／Ｄ変換器から出力される測定値を結ぶ線分の傾きを演算し、演算した線分の傾きと、前記Ａ／Ｄ変換器から出力される測定値のうちの１つであるオフセット補正値とを記憶部に記憶する。 チップ温度演算部は、前記温度検出用ダイオードによる温度測定時に、前記Ａ／Ｄ変換器から出力される測定値と、前記記憶部に記憶されている線分の傾き及びオフセット補正値とに基づいて補正測定値を演算し、当該補正測定値に基づいて前記チップ温度を演算する。

また、本発明に係るパワー半導体装置の温度測定装置の第４の態様は、上記第３の態様において、前記校正処理部が、基準電圧を印加した時の前記Ａ／Ｄ変換器から出力される測定値に対して、前記パルス幅変調回路に含まれる三角波発生回路の発振周期の整数倍の期間においてサンプリングを行い、サンプリング値の平均値を測定値としている。
また、本発明に係るパワー半導体装置の温度測定装置の第５の態様は、前記記憶部が、前記演算処理部内に形成した不揮発性メモリ領域で形成されている。

また、本発明に係るパワー半導体装置の温度測定装置の第６の態様は、前記校正処理部が、既知の異なる複数の基準電圧値を、チップ温度の測定範囲の最大及び最小温度における前記温度検出ダイオードの順方向電圧値の範囲内に設定している。
また、本発明に係るパワー半導体装置の温度測定装置の第７の態様は、前記校正処理部が、既知の異なる複数の基準電圧値の両端の２点が、チップ温度の測定範囲の最大及び最小温度における前記温度検出ダイオードの順方向電圧値と同等の値又は近傍の値に設定されている。

本発明によれば、校正時に、温度検出用ダイオードに代えて基準電圧源を接続し、この基準電圧源で既知の複数の基準電圧を印加し、そのときの基準電圧毎のＡ／Ｄ変換器の測定値を結ぶ線分の傾きを演算し、この線分の傾きとＡ／Ｄ変換器の測定値の１つであるオフセット補正値とを記憶部に記憶する。 そして、温度検出用ダイオードによる温度測定時に、Ａ／Ｄ変換器から出力される測定値に対して、記憶部に記憶されている線分の傾き及びオフセット補正値に基づいて補正演算を行う。 このため、校正処理部で、既知の複数の基準電圧を使用することにより、チップ温度検出回路の特性に基づく線分の傾きを容易に算出することができる。 そして、測定補正演算部では、記憶されている線分の傾き及びオフセット補正値と、Ａ／Ｄ変換器から出力される測定値とに基づいて簡易な演算処理で補正された測定値を算出することができ、演算処理部での演算負荷を減少させることができる。

本発明を適用し得る昇降圧コンバータ用インテリジェントパワーモジュールの概略構成を示すブロック図である。

温度検出用ダイオードの順方向電圧とシリコンチップ温度との関係を示すシリコンチップ温度算出マップの内容を示す特性線図である。

本発明の第１の実施形態におけるチップ温度検出回路の具体的構成を示す回路図である。

中央処理装置の機能ブロック図である。

校正処理時のチップ温度検出回路の具体的構成を示す回路図である。

定電圧源の印加電圧とＡ／Ｄ変換器で変換した測定値との関係を示す特性線図である。

中央処理装置で実行する校正処理手順の一例を示すフローチャートである。

中央処理装置で実行するチップ温度演算処理手順の一例を示すフローチャートである。

Ａ／Ｄ変換器に入力されるローパスフィルタ出力とＡ／Ｄ変換器のサンプリング期間の関係を示すタイミングチャートである。

本発明の第２の実施形態を示すチップ温度検出回路の回路図である。

車両駆動システムの構成を示すブロック図である。

車両駆動システムにおける昇降圧コンバータの構成を示すブロック図である

昇降圧コンバータの昇圧動作時にリアクトルに流れる電流波形図である。

昇降圧コンバ−タ用ＩＰＭの構成を示すブロック図である。

昇降圧コンバ−タ用ＩＰＭにおけるＩＧＢＴチップ温度検出部の構成を示すブロック図である。

ＩＧＢＴチップ温度検出部における定電流回路によるＩＧＢＴチップ温度検出ダイオードの順方向電圧の温度特性図である。

従来のレベル変換器を用いたＶＦ／ＰＷＭ変換回路の構成を示す回路図である。

昇降圧コンバ−タ用ＩＰＭにおけるＰＷＭ・アナログ変換器の構成を示す回路図である。

従来の昇降圧コンバ−タ用ＩＰＭの第１の電源にシャントレギュレータを用いた場合の電源電圧のバラツキ分布を示す図である。

従来の昇降圧コンバ−タ用ＩＰＭの第２の電源にシャントレギュレータを用いた場合の電源電圧のバラツキ分布を示す図である。

上記の第１の電源の電圧を変動させた場合のＩＧＢＴチップ温度電圧信号のスパン変化を示す図である。

上記の第１の電源の電圧を変動させた場合のＩＧＢＴチップ温度電圧信号のオフセット変化を示す図である。

上記の第２の電源の電圧を変動させた場合のＩＧＢＴチップ温度電圧信号のスパン変化を示す図である。

上記の第２の電源の電圧を変動させた場合のＩＧＢＴチップ温度電圧信号のオフセット変化を示す図である。

以下、本発明に係るパワー半導体装置の温度測定装置の第１の実施形態について図面を参照しながら説明する。
図１は、本発明が適用されるインテリジェントパワーモジュール（ＩＰＭ：Ｉｎｔｅｌｉｇｅｎｔ Ｐｏｗｅｒ Ｍｏｄｕｌｅ）の概略構成を示すブロック図である。
図１において、インテリジェントパワーモジュールは、負荷へ流入する電流を制御する上アーム１および下アーム２を備えている。 これら上アーム１および下アーム２は、負荷へ流入する電流を通電および遮断するパワースイッチング素子ＳＷＵ、ＳＷＤを有する。 これらパワースイッチング素子ＳＷＵ、ＳＷＤの導通および非導通を指示する制御信号がそれぞれ制御回路３で生成される。 ここで、制御回路３は、ＣＰＵまたは論理ＩＣ、あるいは論理ＩＣとＣＰＵが搭載されたシステムＬＳＩなどで構成することができる。

また、上アーム１、下アーム２のパワースイッチング素子ＳＷＵ、ＳＷＤは直列に接続されている。 上アーム１、下アーム２のパワースイッチング素子ＳＷＵ、ＳＷＤの直列接続点を外部に導出する端子の図示は省略する。 このようなインテリジェントパワーモジュールを、図１２に示すように、パワースイッチング素子ＳＷＵ、ＳＷＤの直列接続点にリアクトルを接続すれば、昇降圧コンバータを構成することができる。 あるいは、このようなインテリジェントパワーモジュールを３組用い、パワースイッチング素子ＳＷＵ、ＳＷＤの直列接続回路の両端に直流電源を接続し、パワースイッチング素子ＳＷＵ、ＳＷＤの直列接続点を交流出力端子とすることで３相インバータを構成することができる。

また、図１は、上アーム１、下アーム２のパワースイッチング素子ＳＷＵ、ＳＷＤの直列回路の１組をパッケージしたいわゆる２ｉｎ１構成のインテリジェントパワーモジュールであるが、上アーム１、下アーム２のパワースイッチング素子ＳＷＵ、ＳＷＤの直列回路の３組をパッケージしたいわゆる６ｉｎ１構成のインテリジェントパワーモジュールとして構成することもできる。

そして、パワースイッチング素子ＳＷＵには、ゲート信号ＳＵ４に基づいてスイッチング動作を行うＩＧＢＴ５が設けられ、ＩＧＢＴ５に流れる電流と逆方向に電流を流すフリーホイーリングダイオードＤＵ１がＩＧＢＴ５に並列に接続されている。 また、ＩＧＢＴ５が形成されたシリコンチップには、チップの温度変化に対応する順方向電圧が得られる温度検出用ダイオードＤＵ２が設けられているとともに、エミッタ電流を分流してエミッタ電流値を検出するためにＩＧＢＴ５に設けられた第２のエミッタ端子に接続された抵抗ＲＵ１、ＲＵ２により過電流を検出する過電流検出部１１が設けられている。

また、パワースイッチング素子ＳＷＤには、ゲート信号ＳＤ４に従ってスイッチング動作を行うＩＧＢＴ６が設けられ、ＩＧＢＴ６に流れる電流と逆方向に電流を流すフリーホイーリングダイオードＤＤ１がＩＧＢＴ６に並列に接続されている。 また、ＩＧＢＴ６が形成されたシリコンチップには、チップの温度変化に対応する順方向電圧が得られる温度検出用ダイオードＤＤ２が設けられているとともに、エミッタ電流を分流してエミッタ電流値を検出するためにＩＧＢＴ６に設けられた第２のエミッタ端子に接続された抵抗ＲＤ１、ＲＤ２により過電流を検出する過電流検出部１２が設けられている。

温度検出用ダイオードＤＵ２およびＤＤ２は、図２に示すように、ダイオード１個では温度変化による順方向電圧がおおよそ０．５Ｖ〜０．７Ｖと低くて取り扱いにくいため、３個のダイオードを直列接続する構成を採用して温度変化による順方向電圧をチップ温度２００℃で１．３８Ｖ、−５０℃で２．４３Ｖとなるように設定してある。

そして、上アーム１側には、ＩＧＢＴ５の制御端子を駆動するためのゲート信号ＳＵ４を生成するゲートドライバＩＣ７が設けられている。 また、上アーム１側には、内蔵する定電流源から温度検出用ダイオードＤＵ２に例えば２００μＡの定電流を供給し、このときの温度検出用ダイオードＤＵ２の順方向電圧ＶＦでなる過熱検知信号ＳＵ６を監視するチップ温度検出回路１３が設けられている。 さらに、上アーム１側には、過電流検出部１１からの過電流検知信号ＳＵ５を監視してＩＧＢＴ保護信号を生成し、ＩＧＢＴ保護信号をゲートドライバＩＣ７に供給するＩＧＢＴ保護回路９が設けられている。

また、下アーム２側には、ＩＧＢＴ６の制御端子を駆動するためのゲート信号ＳＤ４を生成するゲートドライバＩＣ８が設けられている。 また、下アーム２側には、内蔵する定電流源から温度検出用ダイオードＤＤ２に例えば２００μＡの定電流を供給し、このときの温度検出用ダイオードＤＤ２の順方向電圧ＶＦでなる過熱検知信号ＳＤ６を監視するチップ温度検出回路１４が設けられている。 さらに、下アーム２側には、過電流検出部１２からの過電流検知信号ＳＤ５を監視してＩＧＢＴ保護信号を生成し、ＩＧＢＴ保護信号をゲートドライバＩＣ８に供給する温度測定部を含むＩＧＢＴ保護回路１０が設けられている。

そして、ＩＧＢＴ保護回路９および１０は、過電流検知信号ＳＤ５，ＳＵ５の電流値が予め設定した所定電流値Ｉｏｖを超えた場合に、ゲート信号の出力を停止するＩＧＢＴ保護信号をゲートドライバＩＣ７および８に出力する。
チップ温度検出回路１３および１４は、共に同じ回路構成を有し、両者を代表してチップ温度検出回路１３の構成を説明すると、図３に示すように構成されている。 すなわち、定電流源７０から定電流ＩＦを温度検出用ダイオードＤＵ２に供給したときの温度検出用ダイオードＤＵ２の順方向電圧ＶＦを、バッファアンプＩＣ１でインピーダンス変換した後、レベル変換器７７に供給し、レベル変換器７７からレベル調整された電圧Ｖｌｅｖを出力する。

このレベル変換器７７は、オペアンプＩＣ２を有し、このオペアンプＩＣ２の反転入力端子にバッファアンプＩＣ１の出力が抵抗Ｒ１４を介して入力されている。 また、オペアンプＩＣ２の非反転入力端子には、直流電源Ｖｃｃ１を抵抗Ｒ１１およびＲ１２で分圧した電位Ｖｃｃ１１が入力されている。 さらに、直流電源Ｖｃｃ１が抵抗Ｒ１３を介してオペアンプＩＣ２の反転入力端子および抵抗Ｒ１４との間に供給され、オペアンプＩＣ２の反転入力端子と出力端子との間に抵抗Ｒ１５が接続されている。
このレベル変換器７７の出力電圧Ｖｌｅｖは、下記（８）式で表わされる。

なお、このレベル変換は線形変換である。
また、チップ温度検出回路１３は、パルス幅変調回路７６を備えている。 このパルス幅変調回路７６は、三角波信号Ｖｔｒｉを発生する三角波発生回路７８とコンパレータＩＣ５とを備えている。

三角波発生回路７８は、コンパレータＩＣ３とこのコンパレータＩＣ３の出力が入力される積分器を構成するオペアンプＩＣ４とを備えている。 コンパレータＩＣ３の反転入力側には、直流電源Ｖｃｃ１を抵抗Ｒ２１およびＲ２２で分圧した電位Ｖｃｃ１２が入力され、非反転入力側にはオペアンプＩＣ４の出力端子が抵抗Ｒ２６を介して接続され、さらに、コンパレータＩＣ３の非反転入力端子および出力端子間に抵抗Ｒ２５が接続されている。

また、コンパレータＩＣ３の出力端子には、直流電源Ｖｃｃ１が抵抗Ｒ２３を介して接続され、さらにコンパレータＩＣ３の出力端子が抵抗Ｒ２４を介してオペアンプＩＣ４の反転入力端子に接続されている。
オペアンプＩＣ４の反転入力端子および出力端子間には積分用コンデンサＣ１１が接続されている。

そして、レベル変換器７７でレベル調整された出力電圧Ｖｌｅｖおよび三角波発生回路７８から出力される三角波信号ＶｔｒｉがコンパレータＩＣ５に入力されている。 このコンパレータＩＣ５は、出力電圧Ｖｌｅｖおよび三角波信号Ｖｔｒｉを比較して、Ｖｌｅｖ＜Ｖｔｒｉであるときには高レベルとなり、Ｖｌｅｖ≧Ｖｔｒｉであるときに低レベルとなるＰＷＭ信号を出力する。
このコンパレータＩＣ５から出力されるＰＷＭ信号は、次段のフォトカプラ９０によるＰＷＭ信号の絶縁伝送回路を介して上アーム１および下アーム２から、制御回路３側に設けられているＰＷＭ−アナログ変換回路９１に温度検出用のＰＷＭ信号として伝送される。

このＰＷＭ−アナログ変換回路９１では、フォトカプラ９０から入力されるＰＷＭ信号を２値信号に変換する２値化回路９２に供給し、この２値化回路９２でデューティ比が０％では電圧Ｖ１、デューティ比が１００％では電圧Ｖ２となる２値信号を生成する。 この２値信号をバッファ回路９３でインピーダンス変換した後に、ローパスフィルタ回路９４で平滑化して直流レベルに変換することにより、ＩＧＢＴチップ温度に比例したＩＧＢＴチップ温度信号Ｖｏｕｔを得ることができる。

このＩＧＢＴチップ温度信号Ｖｏｕｔが定電圧素子１００から定電圧が供給されたＡ／Ｄ変換器１０１に入力され、このＡ／Ｄ変換器１０１でデジタル変換してデジタル値の測定値Ｖｏｕｔ＿ｍとして出力される。
そして、Ａ／Ｄ変換器１０１から出力される測定値が演算処理部としてのマイクロコンピュータ１０２に入力される。

このマイクロコンピュータ１０２は、Ａ／Ｄ変換器１０１に接続されたインタフェース回路１０３と、このインタフェース回路１０３から入力される測定値を演算処理する中央処理装置（ＣＰＵ）１０４とを備えている。 また、マイクロコンピュータ１０２は、中央処理装置１０４で実行するプログラグラムや実行結果等を記憶するＲＯＭ及びＲＡＭで構成される揮発性メモリ部１０５と、後述する校正処理部で算出した線分の傾き及びオフセット補正値を記憶する不揮発性メモリ部１０６とを備えている。

そして、マイクロコンピュータ１０２の中央処理装置１０４は、機能ブロック図で表すと、図４に示すように、少なくとも校正処理部１０７とチップ温度演算部１０８とを備えている。
校正処理部１０７では、調整操作段階で、図５に示すように、チップ温度検出回路１４の温度測定用ダイオードＤＵ２のアノード及びカソードの接続端子間に電圧印加指令に基づいて印加電圧を変更可能な定電圧源１１０を接続した状態で校正処理を行う。

この校正処理は、先ず、定電圧源１１０で、既知の異なる２つ基準電圧値を印加する。 ここで、２つの基準電圧値としては、たとえばチップ温度１５５℃に相当する電圧値ＶＦ１＝１０５２９８Ｖと、２５℃に相当する電圧値ＶＦ２＝２．０６１９Ｖとを設定する。
そして、各電圧値ＶＦ１及びＶＦ２の印加時におけるＡ／Ｄ変換器１０１から出力される測定値Ｖｏｕｔ１＿ｍ及びＶｏｕｔ２＿ｍを読込んで、両測定値Ｖｏｕｔ１＿ｍ及びＶｏｕｔ２＿ｍを結ぶ線分の傾きαを演算する。 演算した線分の傾きαと、両測定値Ｖｏｕｔ１＿ｍ及びＶｏｕｔ２＿ｍの一方であるオフセット補正値Ｖｏｕｔ１＿ｍとを不揮発性メモリ部１０６に記憶する。

また、チップ温度演算部１０８では、実際に温度検出用ダイオードＤＵ２を接続した状態で、Ａ／Ｄ変換器１０１から出力される測定値Ｖｏｕｔ＿ｍを読込み、この測定値Ｖｏｕｔ＿ｍと不揮発性メモリ部１０６に記憶されている線分の傾きα及びオフセット補正値Ｖｏｕｔ１＿ｍとに基づいて後述する演算を行って温度検出用ダイオードＤＵ２の順方向電圧ＶＦを算出する。 そして、チップ温度演算部１０８では、算出した順方向電圧ＶＦをもとに、図２（ｂ）に示す温度検出用ダイオードＤＵ２の温度と順方向電圧の関係を表す特性線図を参照してチップ温度Ｔｃを算出する。

このとき、Ａ／Ｄ変換値は、本来はＨｅｘコードで表示しなければならないが、汎用性を持たせるため及び説明を分かりやすくするために、０〜５Ｖの電圧値で表現する。 そして、ＰＷＭ−アナログ変換回路９１の出力は、入力であるパルス幅変調回路７６のパルス幅変調信号のオンデューティ：０〜１００％に対して、設計値として概ね４．５〜０．５Ｖとなるように設定されている。

そして、定電圧源１１０による印加電圧ＶＦ１及びＶＦ２とＡ／Ｄ変換器１０１の測定値との関係は図６に示すようになる。 両者の関係がリニアな関係である範囲を、設計上はチップ温度＋１５〜＋１６５℃に相当する電圧１．４８９〜２．１０３Ｖとし、Ａ／Ｄ変換器１０１から出力される測定値を４．５〜０．５Ｖとする。 この場合には、チップ温度１５５℃に相当する電圧ＶＦ１＝１．５２９８Ｖ及びチップ温度２５℃に相当する電圧値ＶＦ２＝２．０６１９Ｖを印加した場合に、Ａ／Ｄ変換器１０１から得られる測定値は、設計上はＶＦ１＝１．５２９８Ｖの時には、Ｖｏｕｔ１＿ｓ＝４．２３３Ｖ、ＶＦ２＝２．０６１９の時にはＶｏｕｔ２＿ｓ＝０．７６６７Ｖとなる。

これら測定値Ｖｏｕｔ１＿ｓ及びＶｏｕｔ２＿ｓを結ぶ実線図示の線分Ｓ１−Ｓ２に基づいて、得られたＡＤ変換器１０１の測定値Ｖｏｕｔ＿ｓから入力値である電圧ＶＦを逆算によって算出することができる。
このときの測定値Ｖｏｕｔ＿ｓは、下記（９）式によって算出される。

この（９）式において、右辺第２項の＋Ｖｏｕｔ１＿ｓがオフセット補正値となる。
この（９）式において、線分Ｓ１−Ｓ２の傾きをα１２＿ｓとすると、この傾きα１２＿ｓは、下記（１０）式で表される。
α１２＿ｓ＝｛Ｖｏｕｔ２＿ｓ−Ｖｏｕｔ１＿ｓ｝／（ＶＦ２−ＶＦ１）……（１０）
したがって、上記（９）式を変形することにより、下記（１１）式に示すように、得られた測定値Ｖｏｕｔ＿ｓから入力値である電圧ＶＦを算出することができる。

この逆算によって求められた電圧ＶＦかからチップ温度を算出するには、図２（ｂ）に示す温度検出用ダイオードの温度と順方向電圧ＶＦの関係を示す特性線図から求めることができる。 すなわち、電圧ＶＦ＝２．０６１９Ｖの時には、チップ温度Ｔｃ＝２５℃、電圧ＶＦ＝１．５２９８Ｖの時には、チップ温度Ｔｃ＝１５５℃となって、任意の電圧ＶＦからチップ温度Ｔｃを求めることができる。

上記の説明は、回路定数が設計値そのもので、理想的な場合について行ったが、実際には、図３の電圧源Ｖｃｃ１，Ｖｃｃ２、Ａ／Ｄ変換器１０１の基準電圧、抵抗値などのバラツキがあるので、図６に示す線分Ｓ１−Ｓ２にはならず、図６で一点鎖線図示のような線分Ｓ１−Ｓ２に対して偏移した線分Ｍ１−Ｍ２となる。

すなわち、図５に示す定電圧源１１０からチップ温度１５５℃に相当する電圧値ＶＦ１及び２５℃に相当する電圧値ＶＦ２を印加した時に、入力電圧ＶＦ１に対するＡ／Ｄ変換器１０１の設計上の測定値Ｖｏｕｔ１＿ｓ及び設計上の測定値Ｖｏｕｔ２＿ｓを結ぶ線分Ｓ１−Ｓ２と、入力電圧ＶＦ１に対する実測の測定値Ｖｏｕｔ１＿ｍ及び実測の測定値Ｖｏｕｔ２＿ｍを結ぶ線分Ｍ１−Ｍ２とに着目する。

線分Ｓ１−Ｓ２と線分Ｍ１−Ｍ２とは、傾きとオフセット量が異なるので、測定された測定値Ｖｏｕｔ＿ｍから、順方向電圧ＶＦを逆算によって求める際に、線分Ｓ１−Ｓ２を用いると、得られた順方向電圧ＶＦには、線分Ｓ１−Ｓ２及び線分Ｍ１−Ｍ２の相違による誤差を含んでしまう問題がある。 このため、測定された測定値Ｖｏｕｔ＿ｍから、順方向電圧ＶＦを逆算によって算出する際に適用する線分をＭ１−Ｍ２になるように傾きとオフセット補正を行う必要がある。
そこで、実際のチップ温度検出回路１３によって得られる線分Ｍ１−Ｍ２の特性を用いて、温度検出ダイオードＤＵ２の任意の順方向電圧ＶＦに対する測定値Ｖｏｕｔ＿ｍは下記（１２）式で表現される。

この（１２）式において、傾きα１２＿ｍを下記（１３）式のように設定すると、測定値Ｖｏｕｔ＿ｍから温度検出用ダイオードＤＵ２の順方向電圧ＶＦは下記（１４）式によって求められ、チップ温度検出回路の回路素子のバラツキを軽減した値が得られることになる。
α１２＿ｍ＝｛Ｖｏｕｔ２＿ｍ−Ｖｏｕｔ１＿ｍ｝／（ＶＦ２−ＶＦ１）……（１３）

この（１４）式で求められるチップ温度検出回路の回路素子のバラツキを軽減した温度検出用ダイオードの温度と順方向電圧ＶＦから図２（ｂ）の温度検出ダイオードの温度と順方向電圧の関係を表す特性線図から正確なチップ温度を求めることができる。
このようにして、設計に基づく（９）式及び（１１）式を、実測値に基づく式（１２）式及び（１４）式に置換することは、線分Ｓ１−Ｓ２を線分Ｍ１−Ｍ２とすることであり、線分Ｓ１−Ｓ２に対して傾き補正及びオフセット補正を行ったこととなる。

このため、校正処理部１０７で、定電圧源１１０からチップ温度１５５℃に相当する電圧値ＶＦ１及び２５℃に相当する電圧値ＶＦ２を印加して、Ａ／Ｄ変換器１０１から出力される測定値Ｖｏｕｔ１＿ｍ及びＶｏｕｔ２＿ｍを読込み、前記（１３）式の演算を行って線分Ｍ１−Ｍ２の傾きα１２＿ｍを算出し、この傾きα１２＿ｍとオフセット補正値Ｖｏｕｔ１＿ｍとを不揮発性メモリ部１０６に記憶する。

そして、チップ温度演算部１０８で、温度検出用ダイオードＤＵ２を接続した状態でのＡ／Ｄ変換器１０１から出力される測定値Ｖｏｕｔ＿ｍを読込み、この測定値Ｖｏｕｔ＿ｍと不揮発性メモリ部１０６に記憶されている線分Ｍ１−Ｍ２の傾きα１２＿ｍ及びオフセット補正値Ｖｏｕｔ１＿ｍとを前記（１４）式に代入して、温度検出用ダイオードＤＵ２の順方向電圧ＶＦを算出する。 さらに、チップ温度演算部１０８で、算出した順方向電圧ＶＦに基づいて図２（ｂ）に示す特性線図を参照してチップ温度Ｔｃを算出する。

そして、マイクロコンピュータ１０２の中央処理装置１０４では、図７に示す演算処理を実行する。
この演算処理は、図７に示すように、先ず、ステップＳ１で中央処理装置１０４に接続された例えばモーメンタリ式の校正処理開始スイッチ１０９がオン状態となったか否かを判定し、校正処理開始スイッチ１０９がオフ状態であるときにはオン状態となるまで待機し、校正処理開始スイッチ１０９がオン状態となると、ステップＳ２に移行する。

このステップＳ２では、定電圧源１１０に対して、チップ温度１５５℃に相当する電圧値ＶＦ１を印加する印加指令を出力してからステップＳ３に移行する。 このステップＳ３では、印加した電圧ＶＦ１に相当する測定値がＡ／Ｄ変換器１０１から出力されるまでの所定時間が経過した後にＡ／Ｄ変換器１０１から出力される測定値Ｖｏｕｔ１＿ｍを読込む。

次いで、ステップＳ４に移行して、定電圧源１１０に対して、チップ温度２５℃に相当する電圧値ＶＦ２を印加する印加指令を出力してからステップＳ５に移行する。 このステップＳ５では、印加した電圧ＶＦ２に相当する測定値がＡ／Ｄ変換器１０１から出力されるまでの所定時間が経過した後にＡ／Ｄ変換器１０１から出力される測定値Ｖｏｕｔ２＿ｍを読込んでからステップＳ６に移行する。

このステップＳ６では、読込んだ測定値Ｖｏｕｔ１＿ｍ及びＶｏｕｒ２＿ｍと、既知である電圧値ＶＦ１及びＶＦ２とに基づいて前記（１３）式の演算を行って線分Ｍ１−Ｍ２の傾きα１２＿ｍを算出してからステップＳ７に移行する。
このステップＳ７では、算出した線分Ｍ１−Ｍ２の傾きα１２＿ｍとオフセット補正値Ｖｏｕｔ１＿ｍを不揮発性メモリ部１０６に格納してから校正処理を終了する。

チップ温度演算処理は、図８に示すように、所定時間毎のタイマ割込処理として実行される。 このチップ温度演算処理では、先ず、ステップＳ１１で、不揮発性メモリ部１０６に線分Ｍ１−Ｍ２の傾きα１２＿ｍとオフセット補正値Ｖｏｕｔ１＿ｍとが格納されているか否かを判定する。 この判定結果が、不揮発性メモリ部１０６に傾きα１２＿ｍ及び測定値Ｖｏｕｔ１＿ｍが格納されていないときには、そのままタイマ割込処理を終了して所定のメインプログラムに復帰する。

ステップＳ１１の判定結果が、不揮発性メモリ部１０６に傾きα１２＿ｍ及び測定値Ｖｏｕｔ１＿ｍが格納されているものであるときにはステップＳ１２に移行して、Ａ／Ｄ変換器１０１から出力される測定値Ｖｏｕｔ＿ｍを読込む。
次いで、ステップＳ１３に移行して、不揮発性メモリ部１０６に記憶されている線分Ｍ１−Ｍ２の傾きα１２＿ｍとオフセット補正値Ｖｏｕｔ１＿ｍと、上記ステップＳ１２で読込んだ測定値Ｖｏｕｔ＿ｍとを前述した（１４）式に代入して温度検出用ダイオードＤＵ２の順方向電圧ＶＦを算出する。

次いで、ステップＳ１４に移行して、ステップＳ１３で算出した順方向電圧ＶＦをもとにＲＯＭ等に記憶された図２（ｂ）の温度と順方向電圧との関係を表すチップ温度算出テーブルを参照してチップ温度Ｔｃを算出してからステップＳ１５に移行する。
このステップＳ１５では、ステップＳ１４で算出したチップ温度Ｔｃの表示情報を中央処理装置１０４に接続された液晶等の表示装置に出力してからタイマ割込処理を終了して所定のメインプログラムに復帰する。
ここで、図７の校正処理が図４における校正処理部１０７に対応し、図８のチップ温度算出処理が図４におけるチップ温度演算部１０８に対応している。

次に、上記第１の実施形態の動作を説明する。
インテリジェントパワーモジュールの調整操作段階で、チップ温度検出回路１３（又は１４）の校正処理を行うには、先ず、図５に示すように、温度検出用ダイオードＤＵ２（又はＤＤ２）に代えて、電圧印加指令によって電圧値ＶＦ１及びＶＦ２を出力可能な定電圧源１１０を接続する。
この状態で、マイクロコンピュータ１０２の校正処理開始スイッチ１０９をオン状態とすることにより、中央処理装置１０４で、図７に示す校正処理を実行開始させる。
この校正処理では、校正処理開始スイッチ１０９がオン状態となることにより、ステップＳ１からステップＳ２に移行して、定電圧源１１０に１５５℃に相当する電圧値ＶＦ１を印加する印加指令値を出力する。

これにより、定電圧源１１０で電圧値ＶＦ１が温度検出用ダイオードＤＵ２（又はＤＵ１９の接続端子に印加され、この電圧値ＶＦ１がパルス幅変調回路７６のレベル変換器７７でレベル変換されたレベル変換電圧ＶｌｅｖがコンパレータＩＣ５に入力される。このコンパレータＩＣ５には三角波発生器７８から出力される三角波電圧Ｖｔｒｉが入力されているので、このコンパレータＩＣ５からレベル変換電圧Ｖｌｅｖの電圧値に応じたデューティ比のパルス幅変調信号が出力される。このパルス幅変調信号が電界効果トランジスタ８１を介し、フォトカプラ９０を介してＰＷＭ−アナログ変換回路９１に供給される。

このＰＷＭ−アナログ変換回路９１では、フォトカプラ９０から入力されパルス幅変調信号に基づいて２値化回路で２値化信号を生成し、バッファ回路９３でインピーダンス変換した後、ローパスフィルタ回路９４で平滑化して直流レベルに変換される。
この直流レベル信号がＡ／Ｄ変換器１０１に入力されてデジタル変換されて測定値として出力される。

この電圧値ＶＦ１に対応する測定値Ｖｏｕｔ１＿ｍが中央処理装置１０４に読込まれ（ステップＳ３）、次いで定電圧源１１０に対して２５℃に相当する電圧値ＶＦ２を印加する電圧印加指令が出力される。
このため、定電圧源１１０から電圧値ＶＦ２が温度検出用ダイオードＤＵ２（又はＤＤ２）の接続端子に印加される。 この印加された電圧ＶＦ２が上記と同様にしてパルス幅変調信号に変換されてからＰＷＭ−アナログ変換回路９１で直流レベルに変換されてＡ／Ｄ変換器１０１から測定値Ｖｏｕｔ２＿ｍとして出力され、これが中央処理装置１０４に読込まれる（ステップＳ５）。

そして、読込まれた測定値Ｖｏｕｔ１＿ｍ及びＶｏｕｔ２＿ｍと、既知の電圧値ＶＦ１及びＶＦ２とに基づいて前記（１３）式の演算を行って図６で一点鎖線図示の線分Ｍ１−Ｍ２の傾きα１２＿ｍを算出する（ステップＳ６）。
次いで、算出した線分Ｍ１−Ｍ２の傾きα１２＿ｍと測定値Ｖｏｕｔ１＿ｍ及びＶｏｕｔ２＿ｍの１つであるオフセット補正値Ｖｏｕｔ１＿ｍとが不揮発性メモリ部１０６に格納され（ステップＳ７）、校正処理を終了する。

このように、校正処理によって不揮発性メモリ部１０６に、線分Ｍ１−Ｍ２の傾きα１２＿ｍとオフセット補正値Ｖｏｕｔ＿ｍとが格納されると、定電圧源１１０を取り外して温度測定用ダイオードＤＵ２（又はＤＤ２）を接続してマイクロコンピュータ１０２を再起動する。
これによって、中央処理装置１０４で図８のチップ温度演算処理が実行され、不揮発性メモリ部１０６に線分Ｍ１−Ｍ２の傾きα１２＿ｍ及びオフセット補正値Ｖｏｕｔ１＿ｍが格納されているので、ステップＳ１１からステップＳ１２に移行して、Ａ／Ｄ変換器１０１から出力される温度検出用ダイオードＤＵ２（又はＤＤ２）の順方向電圧ＶＦに応じた測定値Ｖｏｕｔ＿ｍを読込む。

次いで、読込んだ測定値Ｖｏｕｔ＿ｍと、不揮発性メモリ部１０６に記憶されている線分Ｍ１−Ｍ２の傾きα１２＿ｍ及びオフセット補正値Ｖｏｕｔ１＿ｍ、既知の電圧値ＶＦ１とを前記（１４）式に代入して、温度検出用ダイオードＤＵ２（又はＤＤ２）の順方向電圧ＶＦを算出する（ステップＳ１３）。
次いで、算出した順方向電圧ＶＦをもとに、図２（ｂ）に示す順方向電圧算出テーブルを参照して、チップ温度Ｔｃを算出し（ステップＳ１４）、算出したチップ温度Ｔｃを表示装置に表示し（ステップＳ１５）、タイマ割込処理を終了する。

このように、上記第１の実施形態によると、調整操作段階で、温度検出用ダイオードＤＵ２（又はＤＤ２）に代えて、定電圧源１１０を接続した状態で校正処理を行って、線分Ｍ１−Ｍ２の傾きα１２＿ｍを算出し、算出した傾きα１２＿ｍとオフセット補正値Ｖｏｕｔ１＿ｍとを不揮発性メモリ部１０６に記憶する。
その後、温度検出用ダイオードＤＵ２（又はＤＤ２）を正規に接続した状態で、チップ温度演算処理を行うことにより、チップ温度検出回路１３（又は１４）の回路素子のバラツキを軽減したすなわち設計上の線分Ｓ１−Ｓ２に対して、傾き補正及びオフセット補正を行った正確なチップ温度Ｔｃを得ることができる。

しかも、不揮発性メモリ部１０６に線分Ｍ１−Ｍ２の傾きα１２＿ｍを演算してオフセット補正値Ｖｏｕｔ１＿ｍとともに格納するようにしたので、チップ温度Ｔｃの演算処理を容易に行うことができ、中央処理装置１０４の演算負荷を軽減することができる。
なお、上記第１の実施形態においては、Ａ／Ｄ変換器１０１から出力される測定値Ｖｏｕｔ１＿ｍ、Ｖｏｕｔ２＿ｍ及びＶｏｕｔ＿ｍをそのまま演算処理に使用した場合について説明した。 しかしながら、Ａ／Ｄ変換器１０１から出力される測定値を取り込む際に、ノイズの影響を受ける場合がある。 この場合には、Ａ／Ｄ変換器１０１から出力される測定値のサンプリングを多数回行い、多数回のサンプリング値を加算平均処理して加算平均値を測定値Ｖｏｕｔ１＿ｍ、Ｖｏｕｔ２＿ｍ及びＶｏｕｔ＿ｍとして使用することにより、ノイズの影響を軽減することができる。

また、Ａ／Ｄ変換器１０１の入力信号は、パルス幅変調（ＰＥＭ）信号をローパスフィルタ回路９４で平滑化された直流レベル信号であるが、微視的に見ると図９に示すように、数１０ｍＶ程度の変動がある。 このため、Ａ／Ｄ変換器１０１で、図９に示すように、変動周期（パルス幅変調回路７６における三角波発生器７８の周波数）の任意の整数ｎ倍のサンプリング期間でサンプリングを行い、サンプリング値の加算平均値を測定値Ｖｏｕｔ１＿ｍ、Ｖｏｕｔ２＿ｍ及びＶｏｕｔ＿ｍとして使用することにより、Ａ／Ｄ変換器１０１の入力信号の変動の影響を軽減することができる。

次に、本発明の第２の実施形態を図１０について説明する。
この第２の実施形態では、Ａ／Ｄ変換器をマイクロコンピュータ１０２側に設ける場合に代えて温度検出用ダイオードの順方向電圧を直接デジタル変換するようにしたものである。
すなわち、第２の実施形態では、図１０に示すように、温度検出用ダイオードＤＵ２（又はＤＤ２）の順方向電圧ＶＦをＡ／Ｄ変換器１２０で直接デジタル変換して測定値を出力し、このＡ／Ｄ変換器１２０から出力される測定値を、低機能のマイクロコンピュータに搭載されるシリアル伝送ユニット１３０を介して電界効果トランジスタ８１のゲートに供給するようにしている。

これに応じて、ＰＷＭ−アナログ変換回路９１が省略されて、２値化回路９２のみが設けられ、この２値化回路９２から出力される２値化信号が直接マイクロコンピュータ１０２のインタフェース回路１０３に入力されている。 ここで、マイクロコンピュータ１０２の中央処理装置１０４で実行する校正処理及びチップ演算処理については、前述した第１の実施形態における図７及び図８の処理と同様の処理を行い、校正処理時に温度検出用ダイオードＤＵ２（又はＤＤ２）に代えて定電圧源１１０を温度検出用ダイオードＤＵ２（又はＤＤ２）の接続端子に接続して、校正処理を行う。

この第２の実施形態によると、温度検出用ダイオードＤＵ２（又はＤＤ２）の順方向電圧ＶＦが直接Ａ／Ｄ変換器１２０で測定値に変換されるので、この測定値をシリアル伝送ユニット１３０、電界効果トランジスタ８１及びフォトカプラ９０を介して２値化回路９２で２値化信号に変換してマイクロコンピュータ１０２に供給するだけでよく、低機能のマイクロコンピュータに搭載されるシリアル伝送ユニット１３０をアーム側に搭載する必要はあるが、チップ温度検出回路１３（又は１４）の構成を簡略化することができる。

なお、上記第１及び第２の実施形態においては、説明を省略したが、チップ温度検出回路１３及び１４の校正処理を行う場合に、制御回路３と各アーム１及び２のパワースイッチング素子ＳＷＵ及びＳＷＤとを接続する前に、チップ温度検出回路１３及び１４の温度検出用ダイオードＤＵ２及びＤＤ２を接続する接続端子に定電圧源１１０を接続して校正処理を行い、その後に制御回路３とパワースイッチング素子ＳＷＵ及びＳＷＤとを接続して、チップ温度の検出を行うようにすることが好ましい。

また、上記第１及び第２の実施形態においては、校正処理で、不揮発性メモリ部１０６に線分Ｍ１−Ｍ２の傾きα１２＿ｍ及びオフセット補正値Ｖｏｕｔ１＿ｍを記憶する場合について説明した。 本発明における不揮発性メモリ部１０６としてはフラッシュメモリ、ＥＰＲＯＭ、ＲＯＭ等の任意の不揮発性記憶媒体を適用することができる他、常時電源を供給するＲＡＭ等を適用することもできる。 要は、校正処理で算出した線分Ｍ１−Ｍ２の傾きα１２＿ｍ及びオフセット補正値Ｖｏｕｔ１＿ｍを読み出し可能に記憶していればよいものである。
また、上記第１及び第２の実施形態においては、オフセット補正値として測定値Ｖｏｕｔ１＿ｍを適用したが、これに代えて測定値Ｖｏｕｔ２＿ｍをオフセット補正値としてもよい。

１…上アーム、２…下アーム、３…制御回路、５，６…ＩＧＢＴ、７，８…ゲートドライバＩＣ、９，１０…ＩＧＢＴ保護回路、１１，１２…過電流検出部、ＳＷＵ，ＳＷＤ…パワースイッチング素子、ＤＤ２，ＤＵ２…温度検出用ダイオード、１３，１４…温度測定回路、７０…定電流源、ＩＣ１…バッファアンプ、７６…パルス幅変調回路、７７…レベル変換器、７８…三角波発生回路、ＩＣ３…コンパレータ、ＩＣ４…オペアンプ、ＩＣ５…コンパレータ、９０…フォトカプラ、９１…ＰＷＭ−アナログ変換回路、９２…２値化回路、９３…バッファ回路、９４…ローパスフィルタ回路、１００…定電圧素子、１０１…Ａ／Ｄ変換器、１０２…マイクロコンピュータ、１０３…インタフェース回路、１０４…中央処理装置、１０５…揮発性メモリ部、１０６…不揮発性メモリ部、１０７…校正処理部、１０８…チップ温度演算部、１０９…校正処理開始スイッチ、１１０…定電圧源、１２０…Ａ／Ｄ変換器、１３０…シリアル伝送ユニット