Thin film semiconductor device and a driving circuit and device using thereof

本発明は、薄膜半導体素子並びにそれを用いた温度センサ及びその駆動回路、並びにそれらを用いて温度情報を利用する装置に関する。

液晶表示装置等の温度測定には、通常、表示素子の外部に設けた温度センサが利用され、検出の結果を駆動波形の補正に反映している。 温度センサとしては、サーミスタ、白金抵抗温度計、熱電対、バンドギャップを利用するｐｎ接合ダイオードによる温度センサ、表面弾性波温度センサ、感温磁性体、赤外線を利用する放射温度計が、主に利用されている。 この中でもｐｎ接合ダイオードによる温度センサは、安価で温度に対する線形性が高く、特に広く利用され始めている。 一方、透過率や反射率の光測定によって、温度センサの代用とする試みもなされている。 このような光測定にはフォトダイオードや光導電セルが用いられる。

しかしながら、従来の温度センサには、いくつかの問題点がある。 まず、表示素子の外部に温度検出部を設ける場合、支持基板間に狭持された液晶部分の温度を直接測定していないので、液晶部分の温度は推定値でしかない。 このことを図３３を用いて詳細に説明する。 図３３は、ガラス基板１０，２９の間に液晶９０８を狭持して作製した液晶表示装置の外部に温度センサ３を二つ取り付けた構造を示す。 この構造において、ガラス基板２９の左下は１００℃で熱され、ガラス基板１０側は２０℃、ガラス基板２９の右上裏面は35℃である。 この温度分布を反映して液晶９０８の中にも２５〜６５℃の温度分布を発生する。 これに対して温度センサの出力は、２０℃と３５℃であり、液晶部の温度を正しく知る事が出来ない。 バックライトの光源が一端に配置されるサイドライト構造の場合にこの問題は特に顕著であるが、それ以外の構造でも、装置の部位に応じて温度分布が異なるため、外部に温度検出部を設ける方式では液晶動作時の温度を正しく測定する事は困難である。

これに対して、表示素子の内部に温度センサを設ける方式も検討されている。 特許文献１は、液晶駆動用薄膜トランジスタと同一基板上に形成した温度検出素子を用いている。 図３２にその等価回路を示す。 （ａ）はゲート電極とドレイン電極もしくはソース電極が短絡した薄膜トランジスタ４で構成されたものであり、（ｂ）は薄膜ダイオード５で構成されたものである。 この特許文献１では、外部に設置した定電流源をこの温度検出素子の両端に接続して温度を検出している。 電流源を温度センサと同一の基板に用いれば、ノイズの問題は解消すると一般には考えられる。 電流を一定とした場合ダイオードの両端にかかる電圧は周囲の温度に依存するので、ドレイン−ソース間電圧から逆に温度を検出することが可能であることを、この公報は示している。 液晶表示素子の内部に作製された薄膜ダイオードを利用した温度センサの場合、外部に温度センサを設ける場合に比べて、液晶自体の温度に極めて近い温度を測ることになる。 しかし、電流源は素子外部に設置するので、外部の機器からのノイズの影響を受けやすい。 この温度センサでは数ナノアンペアから数十ナノアンペアという非常に小さい電流を検出する必要があるため、電流源を外部に設置することによる精度の低下は免れない。 また、アモルファスシリコン、ポリシリコン、CGシリコンに代表される薄膜半導体では、バルクシリコンを使う場合に比べてｐｎ接合の接合部が良好に形成されないために、基準電圧等が変動しやすい。 その結果、温度の検出がさらにばらつく事になる。

電流源を温度センサと同一の基板に設ければ、ノイズの問題は解消すると一般には考えられる。 しかし、同一の基板上に設けた電流源と温度センサは、温度変化に対する電流変化が同等なため、互いに変化を打ち消しあう。 したがって温度変化を検出することは困難である。

一方、バルクシリコンで作成したトランジスタにおいては、ゲート電圧−ドレイン電流特性がゲート電圧によって異なる温度依存性を示すことが、非特許文献１にヤニス・シビイにより報告されている。 図１３に一例として示すようにバルクシリコンで作成したトランジスタは、ゲート電圧がしきい値0.5Vの約２倍にあたる0.9V近傍では、ドレイン電流の温度依存性はほとんど見られない。 このゲート電圧より低い領域では、高温になるほどドレイン電流が高く、このゲート電圧より高い領域では低温になるほどドレイン電流が高い。 すなわちバルクシリコンにおいては、同一基板上に温度センサとなるトランジスタと定電流源となるトランジスタを作成し、前者を温度依存性を有するゲート電圧領域で駆動させ、後者を温度依存性が小さいゲート電圧領域で駆動させることにより、温度変化を電圧として検出することが原理的に可能である。 しかし、液晶表示装置に用いられる半導体層はバルクシリコンではなく、アモルファスシリコンやポリシリコン、CGシリコンなので、しきい値は広い範囲に分布しており、しきい値を一意に決めることができない。 したがってバルクシリコンで作成したトランジスタのように、しきい値を基準としてゲート電圧値を設定することが難しく、精度の高い温度モニタは難しい。

特開２０００−３３８５１８号公報 （第４頁、図１）

ヤニス・シビディ（Ｙａｎｎｉｓ Ｔｓｉｖｉｄｉｓ）著、「オペレーション・アンド・モデリング・オブ・ザ・モス・トランジスタ（Ｏｐｅｒａｔｉｏｎ ａｎｄ Ｍｏｄｅｌｉｎｇ ｏｆ Ｔｈｅ ＭＯＳ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）」、 第2版、 ダブリュシービー／マックグロウヒル（WCB/McGraw-Hill）、p183-190

このように、薄膜半導体デバイスにおいては、外部に温度センサを設置する方式、内部に温度感知部を設け外部に電流−電圧変換部を有する方式、内部に温度感知部と定電流源との両方を有する方式、のいずれをとっても、液晶の温度を、液晶制御のために十分な精度で測定することは困難であった。

本発明の目的は、薄膜半導体素子に内蔵でき、温度を電圧として取り出すことの出来る薄膜半導体素子を提供することにある。

本発明の他の目的は、薄膜半導体素子に内蔵でき、TFTのしきい値の3倍以上のゲート電圧をTFTのゲート電極に印加する手段を有し、温度感知部と異なる温度依存性を示す定電流源、すなわち、電流−電圧変換部を有する薄膜半導体素子を提供する事にある。

本発明の他の目的は、温度を電圧として取り出すことの出来る薄膜半導体素子及びそれを用いた温度センサの駆動方法を提供する事にある。

本発明の他の目的は、温度を電圧として検出できる薄膜半導体素子並びにそれを用いた温度センサを内蔵する事によって、温度変化に対応して装置の動作の制御を行える装置を提供する事である。 例えば、液晶表示装置の駆動電圧並びに光源の駆動方法を温度に応じて変える事によって広い温度範囲で良好な表示が行える液晶表示装置を提供する事である。

本発明の薄膜半導体素子は、薄膜半導体により形成され、温度を電流変化として感知する温度感知部と、薄膜半導体により形成され、その電流電圧特性が前記温度感知部と異なる温度依存性を有する電流−電圧変換部とを有し、前記温度感知部で検知した温度を前記電流−電圧変換部が電圧に変換し、前記電流−電圧変換部は 、薄膜半導体層と、該薄膜半導体層にゲート電圧を印加するゲート電極と、該薄膜半導体層に電流を導通するドレイン電極およびソース電極とを備える薄膜トランジスタであり、且つ、前記温度感知部の検知した電流を電圧に変換する際に、該ゲート電圧を一定値に制御する制御手段を有し、前記温度感知部は、薄膜半導体層と、該薄膜半導体層にゲート電圧を印加するゲート電極と、該薄膜半導体層に電流を導通するドレイン電極およびソース電極とを備える薄膜トランジスタであり、前記電流−電圧変換部の薄膜トランジスタのドレイン電極またはソース電極と前記温度感知部のドレイン電極またはソース電極とが短絡され、短絡された部位の電圧を出力する出力電圧端子が設けられ、前記電流−電圧変換部の薄膜トランジスタの電流電圧変換時において、該電流−電圧変換部の前記ゲート電極に印加されるゲート電圧である制御電圧は該薄膜トランジスタのしきい値電圧の３倍より大きく、前記温度感知部の前記ゲート電極に前記制御電圧の０．３倍の電圧が印加されることを特徴とする。

上記の構成をとることで、本発明の薄膜半導体素子は、温度感知部において温度に依存して変化する電流を電流電圧変換部において電圧に変換することにより、温度モニタの機能を発揮することができる。 本発明においては温度感知部と電流−電圧変換部とが異なる温度依存性を有するため、温度感知部と電流−電圧変換部の双方を同じ薄膜半導体で作製しても、温度変化に依存した電圧値を、十分な精度で取り出すことができる。 本発明者らは、薄膜半導体素子では、ゲート電圧ドレイン電流特性が温度に依存しないゲート電圧領域がしきい値近傍と、ドレイン電流が飽和する飽和領域の2箇所に存在することを初めて見出し、本発明に至ったものである。 通常のバルクシリコンでは温度無依存の領域はしきい値の2倍の電圧近傍に限られているのに対し、薄膜半導体トランジスタのしきい値はばらつきが大きく、電流―電圧変換部の動作電圧としてしきい値近傍を利用すると、わずかに電圧が変動しただけで、温度依存性が発生する事態が起こり得るが、飽和領域は多少電圧が変動しても温度無依存性は変化しない。 したがって電流―電圧変換部の動作電圧として飽和領域の電圧を用い、温度感知部の動作電圧として温度依存性を有する領域を用いることにより、温度感知部で生じた電流変化を電流−電圧変換部において電圧として検出することができる。

具体的には、本発明の薄膜半導体素子は、電流−電圧変換部が、薄膜半導体層と、該薄膜半導体層にゲート電圧を印加するゲート電極と、該薄膜半導体層に電流を導通するドレイン電極とソース電極を備える薄膜トランジスタであり、且つ、温度変化を電流として検出するために、該ゲート電圧が、ドレイン電流が飽和する飽和領域に設定されている。 好ましくは、該ゲート電圧は、該薄膜トランジスタのしきい値電圧の３倍より大きい。 温度感知部としては、ダイオード接続された薄膜トランジスタ、もしくはｐｎ接合ダイオードを用いることができる。

また、電流−電圧変換部の薄膜トランジスタのドレイン電極もしくはソース電極が、前記温度感知部のゲート電極並びにドレイン電極もしくはソース電極と短絡されている。 また、電流電圧変換部と温度感知部にそれぞれ薄膜トランジスタを用い、両ゲート電極に互いに異なる電圧を印加することもできる。

また、本発明の薄膜半導体素子は、電流−電圧変換部に断続的にゲート電圧を印加する駆動部を有する。 このように断続的にゲート電圧を印加することによって、低消費電力化を図ることができる。

本発明の表示装置は、液晶等の表示物質からなる表示部と、表示部を駆動する信号電圧駆動回路と、前記信号電圧駆動回路に基準電圧を与える基準電圧回路と、前記表示部の画面を走査する走査電極駆動回路と、前記信号駆動回路と前記走査電極駆動回路を制御する制御回路とからなり、温度を検出可能な薄膜半導体素子、もしくは温度センサを内蔵し、前記薄膜半導体素子、もしくは温度センサの出力電圧を、前記基準電圧回路に入力することによって、基準電圧を調整することができるので、温度によらず一定な表示状態を維持することができる。

本発明の表示装置は、通常の映像信号による電界より大きな電界を印加する手段を有する。 したがって、温度センサが検出した温度が通常より低い場合には、この手段により液晶の応答速度を高めることができ、温度によらず一定の表示状態を維持することができる。

本発明の表示装置は、温度センサによって感知された温度に応じて基準電圧、光源輝度を調整することができる。 したがって温度によらず一定の表示状態を維持することができる。 本発明の表示装置の駆動素子は、温度を検出可能な薄膜半導体素子、もしくは温度センサを内蔵する。 このような構成をとることによって、温度変化に応じて、映像信号、光源輝度を制御することが可能となるので、温度に依存しない装置特性を維持することが可能となる。
本発明の半導体素子は無線周波数を利用して認識を行うＲＦ−ＩＤ素子に内蔵することができ、その温度を観測することが可能であるので、温度による動作変動をその場観察で適宜補償することが可能となる。
本発明の半導体素子はバイオチップもしくはＤＮＡチップに内蔵される。 このことによって、バイオチップもしくはＤＮＡチップの反応時の温度変化をモニタでき、より正確な生体情報を得ることが可能となる。

本発明によれば、画素駆動用薄膜トランジスタアレイを有する基板上に、温度感知部と、この温度感知部に接続され、この温度感知部とは温度依存性の異なる電流−電圧変換部とを有することにより、温度感知部で検出した温度に依存して変化する出力電流を、電流−電圧変換部の温度特性で相殺することなく電圧として精度よく検出できる温度センサを得ることができ、これを利用することにより広い温度範囲で良好な表示が行える液晶表示装置を得ることができる。

（第１の実施の形態）
１ 基本構成 本発明は図１に示すように、同一基板上に温度感知部１と電流−電圧変換部２とを有することを基本的な特徴とする。 温度感知部１で検知した基板の温度変化による電流変化を電流-電圧変換部２で電圧に変換するので、基板の温度変化を電圧変化として観測することが可能となる。 図２(a)はこれを実現する最良の形態を表す模式図である。 温度感知部１と電流―電圧変換部２はそれぞれ薄膜トランジスタ（TFT）で構成され、画素駆動用のTFTアレイ基板の一部に形成されている。 温度感知部１のゲート電極はソース電極と短絡され、電流-電圧変換部２のドレイン電極に結線されている。 温度感知部１のドレイン電極に一定の負の直流電圧、電流電圧変換部２のソース電極に一定の入力電圧をそれぞれ印加すると、温度感知部１を流れる基板温度に依存して決まる電流は、電流−電圧変換部２において制御電圧で決定される一定の電圧として出力電圧端子から取り出すことができる。 図２（b）のように温度感知部として薄膜半導体によるPN接合ダイオードを用いても、同様な機能を得ることができる。 さらに図２（ｃ）のように、温度感知部１のドレイン電極とソース電極を短絡せず、温度感知部１のゲート電極と電流-電圧変換部２のゲート電極にそれぞれ独立に電圧を印加する構成でも本発明は実現できる。 薄膜トランジスタの大きさは一例としてゲート長４μｍ、ゲート幅４μｍのである。 半導体層としてはポリシリコンを用いている。 このような薄膜トランジスタのドレイン電流のゲート電圧依存性の一例を図３に示した。 横軸はゲート電圧、縦軸は対数表示でのドレイン電流である。 この薄膜トランジスタはしきい値電圧を０．９Vに有しており、温度を‐40℃、20℃、80℃と変えた場合、ゲート電圧0.3V近傍、12V近傍にドレイン電流が温度に依存しない領域が存在する。 0.3V〜12Vの領域では温度の上昇に伴ってドレイン電流は減少し、１２V以上の領域および0.3V以下の領域では温度の上昇に伴ってドレイン電流が増加している。

２ 温度無依存のドレイン電流を与える制御電圧を使用した場合の特性 電流―電圧変換部２の薄膜トランジスタを駆動するゲート電圧（これを制御電圧と呼ぶ）としては温度無依存の領域を用いるが、0.3Vはしきい値付近であり、特性の安定が得られないので、飽和領域の12V近傍に制御電圧を設定した。 図６は図２(a)において制御電圧を１０Vとした場合の入出力電圧特性である。 入力電圧２〜８Vの範囲で温度依存性が得られ、5V近傍での温度感受性が最も大きい。 入力電圧を５Vに固定した場合の温度に対する出力電圧の変化を図７に示す。 出力電圧は温度に対して良好な直線性を示し１ケルビン当たりの電圧上昇値は1.5mVである。 ポリシリコン技術で作成したTFTはしきい値のばらつきが大きいが、本実施例ではしきい値より十分に大きいゲート電圧を用いているのでしきい値ばらつきの影響はほとんどない。 図２（ｂ）の構成においても、ほぼ同様の結果を得ることができた。 また、図２（ｃ）の構成においては制御電圧を１０Vとし、温度感知部１のゲート電極に図３において温度依存性が大きいことが確認されている３Vを印加することによって、やはりほぼ同様の結果を得ることができた。

３ 温度依存性が温度感知部とは逆のドレイン電流を与える制御電圧を使用した場合の特性 電流−電圧変換部２の制御電圧として、温度依存性が温度感知部１と逆になるしきい値の6倍以上の領域を使用することによっても、温度センサとしての機能を実現できる。 一例として図２（ｃ）の構成において、制御電圧を15V、温度感知部１のゲート電圧を３V近傍、入力電圧を５ボルトに設定した場合の温度と出力電圧の関係を図１７に示す。 電流−電圧変換部２の温度依存性と温度感知部１の温度依存性が図３に示したように、逆の特性となるために、温度依存性が温度感知部１と逆になる温度センサとしての動作が可能である。 この場合も出力電圧は温度に対して良好な直線性を示している。 １ケルビン当たりの電圧上昇値は3.0ｍVで、前項の温度無依存のドレイン電流を与える制御電圧を使用した場合に比べて約2倍の高い感度を得ることができる。

４ 制御電圧の最適化 温度センサとして最適な制御電圧を決定するため、温度感度の制御電圧依存性を調べた。 制御電圧としきい値電圧の比を変えた幾つかの条件に対し、5℃の温度変化に対する出力電圧の変化を測定した。 結果を図１８に示す。 横軸は、制御電圧としきい値電圧の比、縦軸は、温度が5℃変化した時の出力電圧の変化（mV/K：ミリボルト／ケルビン）である。 制御電圧としきい値電圧の比が2.0の条件は後述する比較例１の条件であり、温度を変えても電圧変化がほとんどない。 2.5で電圧変化が若干現れるが、その値は小さく、温度センサとして使用するには不十分である。 3.0になると、電圧変化の平均値が0.5mV/K程度となり、温度センサとして実用可能となる。 比が3.5では電圧変化の平均値が1.1mV/K程度、比が4.0では電圧変化の平均値が1.5mV/K程度である。 このように、制御電圧としきい値電圧の比が3以上になると温度センサとして良好な機能が得られる。 制御電圧としきい値電圧の比を変化させる範囲を更に拡大した測定を行い、回帰分析処理することにより、温度感受性との関係をより広い範囲で一般化することができた。 この測定では、出力電圧の変化と温度の変化の比の測定温度範囲での平均値をゲインとして定義した。 このゲインは、温度を横軸に、出力電圧を縦軸に表し、得られた特性を直線で近似し回帰分析した場合の回帰係数に相当する。 また、この回帰分析における決定係数（Ｒ２値と呼ばれる）は、回帰直線の回りでの測定値の散らばり度を示す。 すなわち、決定係数は、出力電圧の温度に対する直線性を示す。 この値は、０から１の範囲を取り、１に近いほど直線性が良い事になる。 さて、制御電圧としきい値電圧の比を、0.5、1.0、2.0、2.5、3.0、3.5、4.0、6.0、10.0と変化させた時のゲインと直線性の関係を図１９に示す。 制御電圧としきい値電圧の比が2.0の場合は、出力電圧値がほぼ一定値となるため、温度を横軸とした回帰分析では正確な決定係数を求められない。 そのため、比が2.0での直線性はプロットしていない。 図から分かるように、制御電圧としきい値電圧の比が1.0より小さい領域では、非常に直線性が高い特性が得られ、また、比が0.5の場合のように、ある程度のゲインが得られる条件が存在し、温度センサとして使用可能である。 しかしながら、この領域は、前述のように、しきい値電圧の影響を大きく受けるため、ポリシリコン技術で使用する場合、測定誤差が大きくなってしまう。 比が2.5の時は、ゲインが低く、また、直線性があまり良くない。 一方、制御電圧としきい値電圧の比が3.0以上では、ゲインは１ケルビンあたり0.5mV以上となり、また、95%を超える直線性が得られる。 このように、比が3.0以上では、ゲイン・直線性共に良好な値を示し、温度センサとして使用が可能である。

制御電圧は常時印加する必要は無く、温度情報が必要である周期で、断続的に印加してもよい。 このようにすることによって、低消費電力の効果を得ることができる。 本発明の温度センサでは、制御電圧を印加すると、入力電圧と負の電源電圧間に電流が流れる。 この電流の温度変化を測定することで温度情報を得る。 制御電圧の代わりに図２(a)の電流−電圧変換部のトランジスタがオフ状態となる電圧を印加することで、電流―電圧変換部のトランジスタでの電流の流れがほぼ０となる。 同時に、温度センサ部分での電流の流れも生じなくなり、ほぼ消費電流が０となる。 対象物の温度の変化が例えば、１秒当たり１℃程度である場合、１秒に一回の測定でも、十分な温度情報が得られる。 例えば、１秒間に一回１０ミリ秒の期間に温度測定をする場合、このような制御電圧の断続的な印加方法を使えば電流消費を１００分の一にする事が出来る。 実際は、オフ時のリーク電流並びに、制御電圧部に印加する電圧を変化させる事による電流消費が存在するために、２５分の一程度の消費電流となる。

５ 温度センサによる駆動制御 図２６に、温度センサで得られた温度情報を、液晶表示装置駆動回路の基準電圧にフィードバックする機能ブロックの一例を示す。 液晶表示部は信号電極駆動回路３１と走査電極駆動回路３２によって駆動される。 これらは制御回路３６でその動作が制御されている。 信号電極駆動回路３１が発する信号は基準電圧回路３５で発生した基準電圧によってその振幅が決定される。 液晶表示部には本発明の温度センサ３が配設され、温度センサ３からの出力信号によって基準電圧３５の信号振幅が制御される。 その結果として液晶に実際に印加する信号電圧の振幅を温度に応じて調整することが可能となるので、温度に依存しない画像品質を得ることができる。 この温度情報で調整された基準電圧は、基準電圧回路35から液晶表示部並びに信号電極駆動回路31に印加され、その結果として液晶に実際に印加する信号電圧の振幅を温度に応じて調整する事が可能となる。 同様に、図２７のように、温度センサ3から出力された温度情報を、バックライトにフィードバックする事も可能である。 画面を明るくするために、液晶表示装置では液晶表示部を光源３３から放射される光で照らす。 光源３３は制御回路３６で駆動される光源駆動回路３４で光源輝度を調整する。 液晶表示部に配設された温度センサ３の出力電圧を光源駆動回路３４にフィードバックすることにより温度変化に応じて光源輝度を調整することが可能となる。 この構成では、例えば低温になって液晶表示部の光利用効率が低下する場合、バックライトの輝度を上げる制御を行うことによって、温度低下の表示に与える影響を抑制することができる。

６ ＴＦＴの製造方法 この実施形態では、もっとも広く利用されている、ポリシリコン技術によるTFTの製法について説明する。 ここで、ポリシリコン技術とは、基板上に絶縁膜を介し多結晶構造を有するポリシリコン薄膜を形成する技術をいう。

（１）基本的作成方法 ＴＦＴの構造にはトップゲート型とボトムゲート型の2種類がある。 まず、トップゲート型のＴＦＴを適用した場合について図１５を用いて説明する。 ガラス基板２９上に酸化シリコン膜２８を形成した後、アモルファスシリコンを成長させた。 次にエキシマレーザを用いアニールしアモルファスシリコンをポリシリコン２７に改質し、パターニングした後、更に１０ｎｍの酸化シリコン膜２８を成長させた。 フォトレジストをゲート形状より若干大きく(後にＬＤＤ領域２３、２４を形成するため)パターニングし、リンイオンをドーピングすることによりソース領域とドレイン領域を形成した。 その後、ゲート酸化膜となる酸化シリコン膜２８を成長させた後、ゲート電極となるアモルファスシリコンとタングステンシリサイド（ＷＳｉ）を成長させ、フォトレジストをマスクとしてこれをパターニングし、ゲート電極を形成した。 更に、パターニングしたフォトレジストをマスクとして必要領域にのみリンイオンをドーピングすることによりＬＤＤ領域２３、２４を形成した。 その後、酸化シリコン膜２８と窒化シリコン膜２１を連続成長させた後、コンタクト用の穴をあけ、アルミニウムとチタンをスパッタで形成した後パターニングしソース電極２６、ドレイン電極２５を形成した。 その後、全面に窒化シリコン膜２１を形成し、コンタクト用の穴をあけ、全面にＩＴＯ膜を形成し、パターニングすることで透明な画素電極２２を形成した。

このようにして図１５に示すようなプレーナ型のＴＦＴ画素スイッチを作成し、ＴＦＴアレイを形成することで、ガラス基板上にＴＦＴスイッチによる画素アレイ並びに走査回路を設けた。 なお、アレイ化に関しては従来通りの製法で作成できる。 図１５では、アモルファスシリコンをポリシリコン化したＴＦＴを形成しているが、ポリシリコンを成長後、レーザ照射によりポリシリコンの粒径を改善する方法でＴＦＴを形成しても良い。 また、レーザはエキシマレーザ以外にも連続発振（ＣＷ）レーザを用いても良い。

（２）温度センサ作成方法 （１）で説明した工程を基本として本発明の温度センサを作成することができる。 ここで用いたマスクレイアウト図の一例を図２０に示す。 また、このマスクを用いて作成した素子の図２０の線A−A'での断面図を図２１に示す。 この例では、温度感知部のゲート電極、ドレイン電極、及び電流−電圧変換部のソース電極は出力電極の金属を介して接続されダイオードと等価となる。 また他のマスクレイアウトの例を図２２に、このマスクを用いて作成した素子のB−B'での断面図を図２３に示す。 この例では、温度感知部のゲート電極、ドレイン電極、及び電流−電圧変換部のソース電極は出力電極の金属材料ではなくポリシリコン膜を介して接続される。 この構造では、ダイオード接続部分には、ゲート電極とドーピングされたポリシリコン膜との間のコンタクトのみが存在する。

なお、ここまでの説明はゲート電極を薄膜半導体層より上部に有するトップゲート型TFTに関して行ったが、ゲート電極を薄膜半導体層より下側に有するボトムゲート型TFTでも本発明は実現できる。 ボトムゲート型のＴＦＴを使った場合の本発明の温度センサの製法について説明する。 図２４はボトムゲート型ＴＦＴによる本発明の実施例の素子の断面図である。 ゲート電極が最下層となっている点以外は、図２０図２１で説明した温度感知部のゲート電極、ドレイン電極及び電流−電圧変換部のソース電極を出力電極の金属を介して接続する温度センサのレイアウトと同様である。 また、図２５に、図２４の製造方法のうち、ソース・ドレイン領域の作製方法を示す。 ガラス基板２９上に酸化シリコン（不図示）を堆積し、その上にクロミウム（Ｃｒ）をゲート電極３０として形成する。 続いてＰＥ−ＣＶＤ法により窒化シリコン膜２１、または酸化シリコン膜２８をゲート絶縁膜として形成し、連続してアモルファスシリコン１２を成膜した。 アモルファスシリコン１２のチャネル領域上にドーピング用マスクとしてのフォトレジスト１４のパターンを形成し、イオンドーピング法により不純物（リンもしくはボロンなど）をソース・ドレイン領域に注入した(a)。 フォトレジスト１４を除去し、アモルファスシリコン膜１２の水素濃度を低減するために真空中で４００℃、９０分の加熱処理を行い、エキシマレーザを照射しアモルファスシリコン膜１２を結晶化した（ｂ）。 不純物をドーピングした領域は結晶化と同時に活性化された。 ソース・ドレイン電極を形成した後、酸化シリコン膜を堆積し、poly-Si薄膜の粒界に存在するダングリングボンドを減らすために３００℃の水素プラズマ雰囲気中で９０分間の水素化処理を行い、TFTを作製した。

以上、本発明の第一の実施の形態では、制御電圧として印加する電圧を適当な範囲に設定することによって、温度感知部１で検出した温度変化による電流変化を、電流−電圧変換部２において電圧変化として検出することが可能である。 制御電圧を、ドレイン電流が温度依存性を生じない領域、または、温度感知部の温度依存性と異なる領域に設定することによって、電流−電圧変換部２と温度感知部１は温度に対して独立した特性を示すことができ、良好な温度センサを構成することができる。

（第２の実施の形態）
本実施の形態は、ＴＦＴ形成をポリシリコン技術ではなく、部分空乏型ＳＯＩ技術で作成する点が第１の実施の形態と異なる。 SOI技術とは、基板上に絶縁膜を介し単結晶シリコン薄膜を形成する技術をいう。 SOI技術は、部分空乏型SOI技術と、完全空乏型ＳＯＩ技術に分けられる。 両者の違いはシリコン膜内の空乏化の程度であり、具体的にはシリコン膜の厚みで分けられる。 シリコン膜の厚みが、空乏層の最大の厚みの2倍より大きい場合のプロセスを部分空乏型ＳＯＩ技術と呼ぶ。 空乏層の最大の厚みは、不純物量やフェルミポテンシャル等に依存し、デバイス技術毎に異なっている。 そのため、部分空乏型と完全空乏型のシリコン膜厚もデバイス技術毎に異なるが、５０ｎｍより小さい場合を、完全空乏型、１００ｎｍから２００ｎｍ（もしくは、それ以上）の場合を部分空乏型と呼ぶ事が一般的である。 したがって、ここでもそのように定義する。 SOI技術は、バルクシリコン技術に比べて、(1)接合容量が小さいため低電圧・高速動作が可能である、(2)放射線に対する耐性が高い、(3)クロストークが少なく回路を密に集積できる、等の特徴がある。 SOI技術用の基板は、現在、酸素イオン注入によるSIMOX基板、水素イオンと貼り合わせ・剥離によるUNIBOND（Smart Cut）基板、多孔質シリコン基板を用いた貼り合わせとウォータージェット分離によるELTRAN基板等が製品化されている。 部分空乏型ＳＯＩは、シリコン基板が異なるだけで、デバイスを作成するプロセスは、通常のバルクシリコンと同じプロセスが使用できる。 部分空乏型SOIでは、貼り合わせによる基板がよく用いられる。 貼り合わせ基板では、酸化膜の厚みが精度良く制御される。 また、機械的に研磨等が行われ膜厚が変動しやすいシリコン部分は、部分空乏型の膜厚が厚いため、膜厚の変動の影響が少ない。 この二つの理由から、貼り合わせ基板がよく用いられている。 なお、シリコン膜の厚みが空乏層の最大の厚みより小さい場合のプロセスは完全空乏型ＳＯＩ技術と呼ぶ。 これに関しては第３の実施形態において説明する。

図４に部分空乏型ＳＯＩ技術で作成したＴＦＴのドレイン電流−ゲート電圧依存性の一例を示す。 図３のポリシリコン技術と比べると、ＳＯＩ技術の半導体層の移動度は１０倍近く高く、且つ、ポリシリコンで見られるような結晶粒界でのトラップ現象が無い事に加え、本実施例ではＬＤＤ構造を用いなかったために、ドレイン電流は図３より二桁近く上昇している。 前述のように、横軸はゲート電圧、縦軸は対数表示でのドレイン電流であり、温度を−４０℃、２０℃、８０℃と変えた場合、ゲート電圧１．９V近辺と、ゲート電圧が１２Ｖ近辺で温度によるドレイン電流が温度無依存となる領域が存在する。 図８は制御電圧を１２Ｖとした場合の図２(a)の構造の温度センサにおける入力電圧―出力電圧特性である。 ポリシリコン技術と比べると、温度への感受性はかなり低く、１ケルビン当たりの電圧上昇値は０．５ｍVではあったが、部分空乏型ＳＯＩ技術においても、本発明の温度センサが実現できた。

（第３の実施の形態）
本実施の形態は、ＴＦＴの形成をポリシリコン技術ではなく、完全空乏型ＳＯＩ技術で作成する点が第１、第２の実施の形態と異なる。 完全空乏型SOI技術とは、シリコン膜の厚みが空乏層の最大の厚みより小さい場合のSOI技術を言い、一般的にその厚みは50nm以下である。 （完全空乏型ＳＯＩ技術により、電流−電圧変換部は、ゲート電極に基板方向から印加する電圧（以降バックゲート電圧と呼ぶ）を調整する事によってボディ領域底部を擬似的に空乏化していない状態にしている。また、このバックゲート電圧を印加する電極のことをここではバックゲート電極と呼ぶ。この構造により、完全空乏型ＳＯＩ技術の空乏化したチャネルのバックゲート側を、空乏化していない状態にする事が可能となる。）図５に完全空乏型ＳＯＩ技術で作成したＴＦＴのドレイン電流−ゲート電圧依存性の一例を示す。 図３のポリシリコン技術と比べると、高いドレイン電流が得られている。 前述のように、横軸はゲート電圧、縦軸は対数表示でのドレイン電流であり、温度を−４０℃、２０℃、８０℃と変えた場合、ゲート電圧１．９V近辺と、ゲート電圧が１２Ｖ近辺で温度によるドレイン電流が温度無依存となる領域が存在し、部分空乏化型ＳＯＩ技術とほとんど変わらない結果が得られた。 図９は制御電圧を１２Ｖとした場合の図２(a)の構造の温度センサにおける入力電圧―出力電圧特性である。 １ケルビン当たりの電圧上昇値は0.6mVで部分空乏型ＳＯＩ技術に比べるとやや高い温度感受性が得られた。 ポリシリコン技術に比べると感度は低いものの、完全空乏型ＳＯＩ技術においても本発明の温度センサが実現できた。

第２、第３の実施の形態と比較すると、ＬＤＤ構造を用いたポリシリコン技術による第一の実施の形態は、１． ＳＯＩ技術に比べ温度感受性が高い事、２． より低電流の領域で温度依存のない特性が得られ低消費電力である事、から、温度センサとして最も良好であると考えられる。 通常、ポリシリコン技術による回路では、しきい値のばらつきが問題となるが、本発明では、しきい値電圧の３倍以上の領域を使用するので、しきい値の影響を極めて受けにくい。

（第４の実施の形態）
本実施の形態は、第１の実施の形態において、温度センサの出力電圧取り出し部に増幅器を接続するものである。

作製した増幅部の回路構成を、図１０に示す。 この増幅部は、カレントミラー回路と差動入力回路を用いたオペレーショナル・トランスコンダクタンス・アンプ（ＯＴＡ）構成である。 本実施の形態では差動対による基本的な増幅回路について説明するが、他の増幅回路を用いても構わない。 この図１０の増幅部では、トランジスタを７個使用している。 全てのトランジスタは、ゲート長を４ミクロンとした。 トランジスタＴ１、Ｔ２、Ｔ５、Ｔ６はｐチャンネル薄膜トランジスタであり、トランジスタＴ３，Ｔ４，Ｔ７はｎチャンネル薄膜トランジスタである。 ゲート幅は、Ｔ１とＴ２が７ミクロン、Ｔ３とＴ４が１１ミクロン、Ｔ５が２２ミクロン、Ｔ６とＴ７は７５ミクロンとした。 また、補償容量Ｃｆは３５フェムトファラド（３５ｆＦ）とした。 補償容量は、ゲート電極線とデータ電極線の各々と同層の金属で作製し、この間の酸化膜の膜厚は４０００オングストロームとし、容量の電極のサイズは縦６５ミクロン、横６ミクロンとした。 この増幅部は、１ピコファラド（１ｐＦ）の負荷を接続した場合に、４０ｄＢ（デシベル）のゲインが得られた。

この図１０による増幅部と、図２の温度感知部１と電流−電圧変換部２を出力電圧端子と差動入力端子で接続する事で、温度センサを構成した。 温度感知部１と電流−電圧変換部２、ゲート長４ミクロン、ゲート幅１２ミクロンで作製した。 図１０に示す正の電源電圧線には１０Ｖを印加し、負の電源電圧線は接地した。

この温度センサは、定電流源に相当するトランジスタＴ５とＴ６に印加するバイアス電圧の大きさによって、特性が変化する。 バイアス電圧を変えた時の、温度センサの増幅部の出力電圧を測定した結果を図１１に示す。 温度を−４０℃、２０℃、８０℃と変えた場合、バイアス電圧９．８Ｖ近傍で、出力電圧の温度依存性がもっとも顕著になることが分かる。 この結果に基づき、バイアス電圧を９．７５Ｖとした時の増幅部の出力電圧の温度依存性を測定した。 結果を図１２に示す。 温度は、−４０℃から８０℃まで５℃刻みで変化させた。 温度に対し比較的良好な直線性が得られ、１ケルビン当たりの電圧上昇値は８ミリボルト程度であり、増幅部を有さない第１の実施の形態に比べて、約５倍の振幅の出力が得られている。

（第５の実施の形態）
本発明の第６の実施の形態は、無線周波数を利用して認識を行うＲＦ−ＩＤ素子であって、本発明の温度センサを内蔵したＲＦ−ＩＤ素子である。 ＲＦ−ＩＤ（Ｒａｄｉｏ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ ＩＤｅｎｔｉｆｉｃａｔｉｏｎ）素子の通信方式並びに周波数帯には様々な方式がある。 例を挙げると、マイクロ波を用いるマイクロ波方式、数十キロヘルツから数十メガヘルツ帯を用いる電磁誘導方式、数百キロヘルツ帯を用いる電磁結合方式等がある。 本発明ではＲＦ−ＩＤ素子に温度センサを内蔵する事により、ＲＦ−ＩＤ素子内で、温度による素子の動作の変動の補償が可能となる。 一方、ＲＦ−ＩＤ素子もしくはＲＦ−ＩＤ素子を取り付けた物体の温度を、外部から非接触でモニタする事が出来る。

（第６の実施の形態）
本発明の第７の実施の形態は、本発明の温度センサを備えるバイオチップにもしくはＤＮＡチップである。 バイオチップは、光学式、電子式と大きく分けられている。 光学式バイオチップでは既知の遺伝子から得られたDNA断片（プローブ）が、決められた位置に正確に配置され基板に化学的に結合されている。 鍵と鍵穴の関係で評価試料中の対応する部分が結合し、発光染料などのマーカー手段によって発光させ、ＣＣＤ等で検出する。 電子式バイオチップでは、検査対象の物質は酵素でマーキングし、電気的に活性な2つの部分に分離し、生じた電流を金等の電極を備えるセンサで検出する。 電流の時間変化から、対象物質の濃度を知る。 ポリシリコン技術によれば、光学式ならびに電子式のおのおのの方式を安価に実現できるだけでなく、双方を融合したバイオチップも実現可能である。 本発明の温度センサをバイオチップ上に形成すれば、作成されたバイオチップの分析時の温度を正確にモニタすることができ、解析精度を高めることができる。 また、本発明の温度センサを備えることにより、反応が生じている部位の温度を正確に知ることが出来、生体観察において有用なデータを取得することができる。

ＤＮＡチップはバイオチップの１種として位置づけられることが多いが、市場規模が大きいため別のものとして分類されることもある。 ＤＮＡチップの多くは蛍光分析の必要性等から、シリコン基板を用いるよりスライドガラス等のガラス基板を用いることが望まれる。 ＤＮＡチップは通常、フォトリソグラフィ技術を利用して基板上で逐次、プローブを合成するため、非常に高価となっている。 更に、ガラス基板を用いると、電気的な検査をする場合は、特殊な配線技術が必要であり、回路等を付加的に作りこむことは困難である。 一方、ポリシリコン技術を応用すると、ガラス基板やプラスチック基板を使用できるため、蛍光分析等に対応できると共に、プローブとガラス基板の間に、配線や回路を作りこむことが出来るため、ＤＮＡチップを非常に高性能化することができる。 プローブの作製には、インクジェット技術（もしくはバブルジェット（登録商標）技術）を応用しＤＮＡインク溶液を印刷することや、マイクロセラミックスポンプによってスポットすることで、安価に作成すること出来る。 これにより、ポリシリコン技術によるＤＮＡチップは、従来の１０分の１以下の価格で、電気回路も有するきわめて高性能なチップを提供できる。 本発明の温度センサをバイオチップに適用すれば、ＤＮＡ分析の反応時の温度を正確にモニタできるので、ＤＮＡ解析の精度を向上させられる。

（第７の実施の形態）
本実施の形態は、本発明の温度センサを液晶表示装置のオーバードライブ駆動に適用したものである。 その機能ブロック図を図２８に示す。 本発明を液晶表示装置におけるオーバードライブ駆動に適用した機能ブロック図を図２８に示す。 基本的な構成は第１の実施の形態で説明した図２７と同じであるが、制御回路にオーバードライブ回路を接続している点が異なっている。 オーバードライブとは液晶に通常の駆動時より高い電圧を印加して電界強度を増大させ、状態変化を促進させるものであり、液晶駆動の高速化に有効とされている。 この例では、光源へのフィードバックも行っている。 また、図２９に図２８のオーバードライブ回路内の機能ブロックの一例を示す。 図２９においてオーバードライブ回路では、入力信号をフレームバッファ38に蓄えると共に、1フレーム前の信号をフレームバッファ38から読み出し、現在の入力信号と比較する。 比較した結果を用い、LUT（ルックアップテーブル）39からオーバードライブ後の映像信号レベルを読み出し、実際に印加する電圧を決定し、出力信号として出力する。 図２８において温度センサ3を用いた温度情報に基づく補正は、基準電圧回路35とオーバードライブ回路37の双方に入力され、温度に応じた電圧補正が行われる。 一方、光源33を駆動する光源駆動回路34にも温度センサ3からの温度情報をフィードバックし、光源の輝度や発光タイミングの調整を行う。 本実施例では温度センサ３として、電流−電圧変換部の制御電圧を１０Ｖ、入力電圧を５Ｖとした。

また、オーバードライブ方式において、容量予測を行う場合は、図２９のオーバードライブ回路の代わりに、図３０のオーバードライブ回路を用いる。 この回路では、入力信号と、容量用フレームバッファ45から読み出した１フレーム前の各画素の容量とから、容量予測用LUT（ルックアップテーブル）44を用いて、次のフレームの予測容量を決定する。 予測容量は、容量用フレームバッファ45に蓄積されると共に、電圧用LUT（ルックアップテーブル）43で入力信号と比較し、実際に印加する信号を決定し、出力信号として出力する。 この回路を用いる事により、液晶の応答が遅い等の理由によって所望の輝度が得られない場合に、所望の輝度に対応する必要な液晶容量に所望の時間内に達するように印加電圧を調整する事が可能となる。 この結果、オーバードライブ駆動が実現できる。

液晶の応答は温度の影響を受ける。 そこで、この電圧用ＬＵＴを代表的な温度毎に用意し、測定された温度に応じて電圧用ＬＵＴを選択した。 この構造により、オーバードライブ回路内での温度に応じた電圧補正を行った。

（第８の実施の形態）
本発明をカラーフィールドシーケンシャル方式（色時分割）の液晶表示装置の駆動に適用した例を示す。 カラーフィールドシーケンシャル方式では、液晶の応答に使用できる時間が極めて短いために、温度が低下した場合の液晶の応答速度の低下の影響が大きい。 本実施例では、温度センサにより温度をモニタし、低温でオーバードライブ電圧の上昇と、バックライト輝度の向上を行う事によって、温度に依存しない良好な表示を得た。 フィールドシーケンシャル方式の液晶表示装置における温度情報によるフィードバックを与える場合の機能ブロックの一例を図３１に示す。 基本的な構成は第１の実施の形態で説明した図２７と同じであるが制御回路３６にフィールドシーケンシャル駆動回路４２を接続し、光源としてフィールドシーケンシャル光源４０を用いる点が異なっている。 フィールドシーケンシャルカラー方式では、表示画像をいくつかの色の画像に分割し、これを時系列で表示し、且つ、これと同期して画像と同色の光源を点灯する。 フィールドシーケンシャル光源４０としては複数の波長帯のＬＥＤ、ＥＬ、冷陰極管等を用いることができる。 フィールドシーケンシャル光源駆動回路４１は制御回路３６で駆動され、フィールドシーケンシャル光源４０の色を高速で切り換える機能を持つ。 図１４にフィールドシーケンシャル表示システムの一例をより詳細に示した。 画像データ１１０を、フィールドシーケンシャルコントローラＩＣ１０３で処理することによって赤・青・緑の色毎の画像データに変換する。 フィールドシーケンシャルコントローラＩＣ１０３は内部に制御回路３６、パルスジェネレータ１０４、高速フレームメモリ１０６を有する。 画像データ１１０は一旦高速フレームメモリに蓄えられた上で各色毎に分解され、各々の色の情報に基づいてＬＥＤ１０１を駆動するＬＥＤ制御信号１０８が制御回路３６から発せられる。 また、これと同時に制御回路３６はパルスジェネレータ１０４をも駆動し、駆動パルス１０９を発生させる。 画像データ１１０はＤＡＣ（デジタルアナログコンバータ）１０２を介してＬＣＤ１００に入力され、ＬＣＤ１００は駆動パルス１０９を受けて、各色の画像を点灯させる。 通常の画像データを制御回路36、パルスジェネレータ１０４、高速フレームメモリ１０６を内蔵するフィールドシーケンシャルコントローラIC１０３で処理する事によって、赤・青・緑の色毎の画像データに変換する。 この画像データをDAC１０２を介して、LCD（液晶表示パネル）１００に入力する。 ＬＣＤ１００内の走査回路は、コントローラICのパルスジェネレータからの駆動パルスにて制御される。 また、光源として3色のLED１０１を使用し、このLEDはコントローラICからのLED制御信号１０８によって制御される。 図３１では、図１４のフィールドシーケンシャルコントローラIC103を、制御回路36とフィールドシーケンシャル駆動回路42の二つの機能ブロックとして示している。 フィールドシーケンシャル方式では、光源の色を高速に切り替える事によってカラー表示を実現するため、液晶表示部にカラーフィルタが不要という長所がある。 色の切り替え、点灯タイミング、並びに、輝度等は、フィールドシーケンシャル駆動回路41において、制御回路36の信号に基づき処理される。 温度センサ3による温度情報は、オーバードライブ方式と同様に、基準電圧回路、フィールドシーケンシャル駆動回路、フィールドシーケンシャル光源駆動回路に、フィードバックされるので、温度に依存しない一定の画像品質が維持できる。 本実施例では温度センサ３として、電流−電圧変換部のTFTの制御電圧を１０Ｖ、電流−電圧変換部のTFTの入力電圧を５Ｖとした。

温度制御により、従来見られていた温度に依存した輝度変化や色の混色が低減され、画質の改善を確認することができた。

（比較例）
図１７は、第１の実施の形態の図2(a)の構造の温度センサに関して、温度感知部と電流−電圧変換部の温度依存性が等しくなる制御電圧５Vに、電流−電圧変換部の制御電圧を設定した場合の出力電圧の温度依存性を示したものである。 ここで縦軸は各温度での測定値と20℃での測定値の比を示しており、実施例１で用いた制御電圧１０Vの場合の特性も比較のために示している（−●−）。 −■− で示したように、制御電圧５Vの場合、温度センサの出力は温度によらずほぼ一定となり、温度に依存した出力を得ることはできず、温度センサとしての機能を果たさなかった。

本発明の第一の実施の形態の薄膜半導体素子を示す図。

本発明の第一の実施の形態の薄膜半導体素子の回路の一例を示す図。

本発明の第一の実施の形態の薄膜半導体素子のポリシリコン技術による薄膜トランジスタで、ゲート電圧を変えた時のドレイン電圧の温度依存を示す図。

薄膜半導体素子の部分空乏型ＳＯＩ技術で作成したトランジスタにおけるゲート電圧を変えた時のドレイン電圧の温度依存性を表す図。

本発明の第十四の実施の形態の薄膜半導体素子の完全空乏型ＳＯＩ技術によるトランジスタで、ゲート電圧を変えた時のドレイン電圧の温度依存を示す図。

本発明の第一の実施例におけるポリシリコン技術による温度センサ部分の入力電圧と出力電圧の関係の温度依存性を示す図。

本発明の第一の実施例において、入力電圧を５Vとした時の温度センサ部分の温度に対する出力電圧の関係を示す図。

本発明の第二の実施例における部分空乏型ＳＯＩ技術による温度センサ部分の入力電圧と出力電圧の関係の温度依存性を示す図。

本発明の第三の実施例における完全空乏型ＳＯＩ技術による温度センサ部分の入力電圧と出力電圧の関係の温度依存性を示す図。

本発明の第四の実施例における増幅部の回路構成を示す図。

本発明の第四の実施例における増幅部のバイアス電圧と出力電圧の関係の温度依存性を示す図。

本発明の第四の実施例において、増幅部のバイアス電圧を９．７５Vとした時の温度に対する増幅部の出力電圧の関係を示す図。

バルクシリコンで作製したトランジスタで、ゲート電圧を変えた時のドレイン電圧の温度依存を示す図。

フィールドシーケンシャル式液晶表示装置のシステム全体図。

本発明の第１の実施例で使用するプレーナ型ポリシリコンＴＦＴスイッチの断面構造を示す断面図。

実施例１と比較例１において、温度を横軸にして、各温度での出力電圧と20℃での出力電圧の比を示した図。

電流−電圧変換部２の制御電圧として、しきい値の6倍以上の領域を利用した温度センサの温度と出力電圧の関係（制御電圧１５V）を示す図。

制御電圧としきい値電圧の比と、各温度での5℃の温度変化に対する出力電圧変化の関係を示す図。

制御電圧としきい値電圧の比とゲイン並びに直線性の関係を示す図。

ポリシリコンとゲート電極の接続をドレイン・ソース電極に用いた金属を介して行っている、本発明の第１の実施例における温度センサ形成用マスクパターンを示す図。

図２０で作成した温度センサのA-A'断面図。

ポリシリコンとゲート電極の接続を直接行っている本発明の第１の実施例における温度センサ形成用マスクパターンを示す図。

図２２で作成した温度センサのB-B'断面図。

ボトムゲート型TFTを用いた温度センサの断面図。

ボトムゲート型TFTを採用した温度センサにおけるソース・ドレイン領域の作製方法を示す図。

液晶表示装置の駆動回路基準電圧の温度センサによるフィードバック制御を表す機能ブロック図。

液晶表示装置バックライトの温度センサによる制御を表す機能ブロック図。

オーバードライブ方式を用いた液晶表示装置の機能構成図。

オーバードライブ方式を用いた液晶表示装置の機能ブロック図。

容量予測用LUT（ルックアップテーブル）を用いるオーバードライブ回路の機能ブロック図。

フィールドシーケンシャル方式の液晶表示装置に温度センサによるフィードバック制御を適用した機能構成図。

従来の温度感知部を示す図。 （ａ）ダイオード接続された薄膜トランジスタ （ｂ）薄膜ダイオード

従来の温度センサを外部に設けた液晶表示装置での温度測定の問題点を示す図。

符号の説明

1 温度感知部
2 電流−電圧変換部
3 温度センサ
4 薄膜トランジスタ
5 薄膜ダイオード
10 ガラス基板
12 アモルファスシリコン
14 フォトレジスト
21 窒化シリコン膜
22 画素電極
23,24 ＬＤＤ領域
25ドレイン電極
26ソース電極
27 ポリシリコン
28 酸化シリコン膜
29 ガラス基板
30 ゲート電極
31 信号電極駆動回路
32 走査電極駆動回路
33 光源
34 光源駆動回路
35 基準電圧回路
36 制御回路
37 オーバードライブ回路
38 フレームバッファ
39 LUT
40 フィールドシーケンシャル光源
41 フィールドシーケンシャル光源駆動回路
42 フィールドシーケンシャル駆動回路
43 電圧用LUT
44 容量予測用LUT
45 容量用フレームバッファ
100 液晶表示パネル（LCD）
101 LED
102 DAC
103 フィールドシーケンシャルコントローラIC
104パルスジェネレータ
106 高速フレームメモリ
108 LED制御信号
109 駆動パルス
110 画像データ
908 液晶