以前的光纤通信中，将光信号的强度调制为开和关(on/off)这两个值后 进行信息传输，将光信号的调制速度从2.5Gbit/s急速高速化至10Gbit/s、进 而高速化至40Gbit/s。已知光纤传输的传输距离受到光纤具有的波长分散限制， 逻辑上与位速率的平方成反比而变短。在2.5Gbit/s，光纤传输的最大传输距离 为1000km左右，但该值在10Gbit/s为60km左右，在40Gbit/s急剧减至比4km 稍小，所以在高速的光纤通信中，维持、扩大传输距离成为很严重的问题。尤 其是进行光信号调制的光调制器具有的称为‘频率线性调频脉冲(chirp)’的 现象是伴随强度调制而向光信号附加多余的相位调制的现象，已知根据其有无 或大小，光信号的传输距离会数倍变化。因此，评价光调制器或光信号的频率 线性调频脉冲特性变得非常重要，例如，使用线性调频脉冲测定器(非专利文献 1)等测定器来进行精密的评价。
另一方面，尽管一条光纤可传输的信息量(传输容量)随着波长多路复用数 量的增加或光信号调制速度的高速化而持续扩大，但总传输容量在到达约 10T(太拉)bit/s的点就基本上到达临界，在这里多年持续停滞。理由是因为光 传输可使用的波长频带到达由光纤放大器的波长频带(相当于将C、L、S频段相 加，约80nm-10THz)限制的界限。因此，无增加波长数的余地，如上所述，成为 仅通过提高信号比特速率不能扩大传输容量的状态。结果，认为必需对大容量 化研究调制方式，提高频带的利用效率，并收缩至限制更多光信号的频带。
由于这种传输效率的提高或传输距离的扩大必要性，近年来，提议不仅调 制光信号的强度、还调制相位来进行信息传输的相位调制(Phase Shift Keying； PSK)方式。例如，非专利文献2所示的QPSK(Qradrature PSK)方式是将光信号 的电场振幅(强度)保持一定、将光电场的相位调制为0度、90度、180度、270 度等4个值的方式。与用一个符号来传输1比特的信息的现有的2值强度调制 相反，该方式可使用4值的相位状态来以一个符号传输2比特的信息，可将调 制速度(符号速率)降低到以前的1/2。由此，在以约1/2的频带传输相同的信息 量，提高频率利用效率，同时，可降低波长分散的影响，扩大传输距离。在积 极采用这种相位调制的传输方式中，例如提议光双二进制调制或CSRZ(Carrier Suppressed RZ)调制方式、同时调制相位与振幅的APSK(Amplitude and Phase Shift Keying)方式等。
如上所述，在使用光信号的相位的调制方式中，由于使用组合了光信号的 电场振幅或相位角等的多个不同相位点(星座：constellation)来传输信息，所 以用高速的电数字信号来精密调制光信号的振幅或相位变得重要。即便在以前 的2值调制中，当进行吉比特/秒以上的高速光调制时，也必需把握输入到光调 制器的高速电信号的反射或使用的机构和IC的频带不足等引起的、代码间干涉 或跳动，将光波形的恶化抑制到最小。因此，开发并广泛使用I线显示或直方 图显示等精密的波形观测方式(例如参照非专利文献3)。尤其是在使用3个以上 的多个相位点来进行信息传输的多值光调制时，由于眼开口比2值信号还小， 产生多个相位点间相互的转移，产生复杂的代码间干涉，同时，多个电气调制 信号的定时偏移成为问题，所以必需比以前还精密的波形观测。另外，这些复 杂的相位或强度变化由于光纤的波长分散或非线性效应、接收器内的检波，在 传输后还产生复杂的波形变化。为了预测并改善这些传输特性，精密评价从光 调制器输出的光信号之光电场波形是非常重要的。
但是，光信号的相位分量不能由发光二极管等直接检测，难以观测，基本 上不进行光信号的光电场波形的直接测定。作为多值相位调制信号的相位点之 观测例，有非专利文献4、非专利文献5等，例如非专利文献4中报告有事先直 接观测QPSK信号的相位点。下面，说明以前的两种相位测定法。
非专利文献1所示的以アドバンテスト社Q7607为代表的频率线性调频脉 冲测定器是使用马赫策德尔干涉仪等光频率识别器、将光频率线性调频脉冲(频 率变动)变换为光强度来观测的测定器。
另一方面，在所述非专利文献4和非专利文献5中，利用数字相位分散测 定，观测多值相位调制后的光信号的相位点配置。该方法是一种相干零差检波 方式，准备好与信号光相同波长的本振发生源，使作为其输出光的本振光与信 号光零差干涉，由发光二极管接收，将信号光的光电场分量变换为电信号的强 度。该电信号被实时示波器测试头高速采样并变换为数字数据串后，传输到电 脑内。接收到数据的电脑解析规定时间量的数据，推定、算出相位调制信号的 相位点配置。用图8来进一步详细说明该原理。
符号图案(pattern)发生器112发生例如10Gbit/s的2系统的2值模拟 随机电气数字信号(D1、D2)，在上述信号分别被驱动电路106-1、106-2放大之 后，经驱动信号输入线107-1、107-2输入到成为测定对象的光调制器108。从 激光光源101输出的激光被这些符号图案调制，变换为20Gbit/s的光QPSK信 号等相位调制光。构成观测对象的该信号向光相位分散电路113的信号光输入 端口132、或另一参照光输入端口135输入从以与输入光大致相同的光频率连续 (或短脉冲)振荡的本振激光光源140输出的本振光。
光相位分散(diversity)电路113是也称为光90度混合的光电路，分别将 输入的本振光和信号光分割成两个后，以相同强度输出到两个输出端口133、 134。此时，调整同相分量输出端口133，当在本振光与信号光的光相位为同相 状态时，两者干涉，或调整正交分量输出端口134，当在两者的光相位为正交状 态时，彼此干涉。将两个端口的输出光分别输入高速光示波器测试头141，变换 为电信号，根据同相分量输出端口133侧的接收信号，得到信号光中与参照光 同相的分量的光电场波形，另外，根据正交分量输出端口134侧的接收信号， 得到信号光中与参照光正交的分量的光电场波形。
高速示波器测试头141具有10-20G采样/秒的采样速度，如图9(a)所示， 分别以1比特1-2采样程度(通常为眼开口的中心时刻)高速A/D变换同相、正 交各电场波形，依次存储在内部存储器(通常为10万比特左右)中。若接着测定， 则约数微秒存储器就满了，所以一旦结束测定，则将全部数据统一传输给 CPU122。在CPU122内部，分别取同一时刻的同相(I)分量与正交(Q)分量为纵轴、 横轴，如图9(b)所示，进行二维映射，再构成光电场的相位，输出到显示装置 123。
实际上，本振光也好，信号光也好，都具有数100kHz-数MHz左右频带的 大的相位噪声，并且，难以使两个激光的振荡波长完全一致，所以两个激光的 光相位彼此不稳定，会具有数MHz-100MHz的高速摇摆。结果，图9(b)的相位点 的相位角Ф以数MHz-100MHz的高速旋转，结果，存在不能测定光信号的相位 状态的问题。相反，在上述非专利文献4中，假设观察在光脉冲中的强度一定 点处的光相位，光相位随着相位摇摆而以一定速度旋转，进行推断去除相位摇 摆分量的处理。另外，在非专利文献5中，报告了如下方式：即进行将合成的 电场分量数学地4次方的数字数据处理，消除相位调制产生的90度单位的相位 调制分量，从其余相位的端数分量中，检测并去除数MHz-100MHz的相位旋转分 量。结果，非专利文献4最初报告了直接测定QPSK信号的相位点配置。
非专利文献1：‘光线性调频脉冲、测试设置Q7607：单独目录’(アドバン テスト社)
非专利文献2：R.A.Griffin，el.al.，“10Gb/s Optical Differential Quadrature Phase Shift Key(DQPSK)Transmission using GaAs/AlGaAs Integration，”OFC2003，paper PD-FD6，2003.
非专利文献3：’86100C Infiniium DCA-J宽带示波器测试头数据表’ (Agilent社)
非专利文献4：C.Dorrer，J.Leuthold and C.R.Doerr，“Direct measurement of constellation diagrams of optical sources，”post-deadline paper PDP-33，OFC，2004.
非专利文献5：Dany-Sebastien Ly-Gagnon，Kazuhiro Katoh and Dazuro Kikuchi，“Unrepeated 210-km Transmission with Coherent Detection and Digital Signal Processing of 20-Gb/s QPSK Signal，”paper OTuL4，OFC/NFOEC 2005，2005.
下面，说明本发明解决的现有方式的课题。
以前的线性调频脉冲测定器是不仅测定光相位本身、还测定作为光相位的 时间微分量的频率偏移的间接测定。因此，存在不能测定光相位的绝对值并且 相位测定误差极大的问题。例如，随着相位调制产生的一定量(例如π)的相位变 化也在高速的调制波形中、在短的时间内产生非常大的频率线性调频脉冲。因 此，在测定器的时间分辩率界限或频带的限制下，测定精度下降，超过测定器 的线性测定范围，容易产生测定误差。相反，在数比特以上的缓慢相位变化的 情况下，存在频率线性调频脉冲非常小、不能测定的课题。由于一般的数字相 位调制波形包含接近直流的缓慢相位调制分量，所以频率线性调频脉冲测定器 完全不能适用于这种信号的代码间干涉。
另一方面，以数字相位分散方式为代表的现有相位观测方法中，存在如下 课题。
第一课题是难以评价光电场波形的代码间干涉(发送波形失真)。如现有例 所示，通过仅在相位空间上绘制相位点，难以把握波形的定时跳动或每个调制 图案的波形时间转移。另外，作为将光相位调制波形视觉化的方法，有利用光 延迟波等的检波来得到接收波形的方法、零差检测电场的同相分量或正交分量 后分别独立得到电场波形或眼图的方法等。但是，检波后的接收波形中会包含 检波时产生的波形失真，不适于发送波形。另外，独立观测同相、正交分量的 眼图无法完全把握光电场的变化，例如不适于QPSK信号等同时调制同相分量与 正交分量的光信号。另外，由于在同相分量的振幅最小、最大的附近，相位检 测灵敏度会变为零，所以存在不能评价光信号的相位旋转量等问题。
第二课题在于难以精密观测光电场波形的问题。即便使用如今能得到的最 高速的实时示波器测试头，20G采样/秒左右的采样速度也构成上限，这是在10G 代码/秒的光波形的1代码中得到1-2点采样点的速度。在非专利文献4中示出 利用使用短光脉冲的光测定、以高的时间倍率来观测重复光脉冲内相位转移的 实例。但是，在代码间干涉的评价中必需评价由长的符号图案数字调制的光信 号波形，但在以前的方法中，无法对这种波形进行高时间分解测定。例如，在 通常的强度波形的代码间干涉的评价中，通过使用采样示波器测试头，以1符 号中数10-数100点的分辨率来评价数10比特-数100万比特长度的波形。
第三课题在于不能从电场波形中去除噪声分量，无法把握波形失真(代码间 干涉)的量。由于电场分量的测定结果中会重叠大的光噪声或电噪声，所以若原 样二维绘制同相分量/正交分量的测定结果，则如图9(b)和非专利文献4的图3、 图4所示，会产生噪声的大的不均。因此，难以观测光调制器或驱动电路的频 率特性等引起的波形的代码间干涉分量的量或定时跳动量等。
第四课题在于难以长时间精密观测波形。在光信号的速度为10G符号/秒的 情况下，会仅在数微秒中消耗实时高速示波器测试头的内置存储器，之后，一 旦中断测定，则将存储器内容读出到电脑，进行解析。由于以前进行的基于数 字相位处理的相位起伏去除方式不知中断测定期间的光相位的变化，所以即便 进行再测定，也不能与上次的测定结果连接。因此，存在不能长时间测定的问 题。另外，在现有例这样的相位旋转推定方式中，无法将当用具有数kHz-数MHz 周期的长的符号图案调制光信号时在代码间干涉中产生的慢的相位点的漂移， 与激光光源的相位起伏相区别而一起去除，结果，还存在不能观测正确的波形 的问题。
第五课题在于限定了观测对象的光信号的调制方式。虽然在非专利文献5 的相位起伏检测法中使用将接收信号4次方的方法，但这是仅能适用于将光的 相位均等调制成4值的QPSK信号的检测方式。因此，不适用于2值相位调制等 不同的相位调制方式、强度调制混合的调制方式、双二进制或其它强度调制方 式等一般的调制信号中，必需针对于各个情况准备单独的光相位起伏检测方式， 存在无通用性的问题。

本发明解决上述问题，其目的在于实现一种可适用于相位调制信号或现有 强度调制信号等所有的高速调制光信号、或以前没有的高精度且高时间分辨率 的光电场波形的简易观测法。
并且，在下述的本发明中，利用光的零差干涉、尤其是使用了单一光源的 自零差干涉法。尤其是后者具有用少的光源即可实现的特征，但通常必需使从 光源发出的无调制光与调制后的光干涉等复杂的光布线。因此，存在限于实验 室等的适用、而不适用于通常的光发送器的课题。这样，本发明的目的还在于 实现可容易适用本发明中提议的光电场波形测定装置的光发送器、和实现使用 了本发明的实用的光电场波形评价方法、光电场波形的调整方法。
就上述课题中、难以评价光电场波形的代码间干涉的课题而言，可通过将 对每个分量时间采样后测定的光信号的电场分量三维显示为按时间系列排列的 三维光电场波形、或三维光电场眼图来解决。尤其是可通过边将光电场波形的 观测方向随时变更为用户期望的任意方向、边选择地显示指定的任意时间、振 幅、角度、坐标范围的三维光电场波形以及三维光电场眼图来实现。
另外，就难以精密观测光信号的电场波形的课题或难以长时间精密观测波 形的课题、限定观测对象的光信号的调制方式的课题而言，通过将用于电场计 测的零差干涉仪稳定化、使与符号图案同步计测的光电场的相位值或同相分量 或正交分量之一变为一定值来解决。这即便控制得使在从所述符号图案的起点 开始规定时间后测定的光电场的相位值或同相分量或正交分量之一为一定值、 或使从所述符号图案的起点开始规定时间后的规定时间内平均化的输入光之光 电场的相位值或同相分量或正交分量之一为一定值也行。另外，可通过以与符 号图案同步计测的光电场的相位值、或在所述符号图案的起点开始规定时间后 测定的光电场的相位值、或从所述符号图案的起点开始规定时间后的规定时间 内平均化的输入光之光电场的相位值之一为基准相位，在比相位起伏的特性时 间短得多的时间间隔内，测定基准相位与任意时刻的光相位，算出两者的差分 作为各时刻的光相位来解决。
另外，就不能去除噪声分量、无法把握波形失真(代码间干涉)的量的问题 而言，可通过在上述手段的同时、对符号图案的每个周期重复测定光电场并将 时刻距符号图案开头相同的多个测定值相互平均化的功能、或沿时间方向将光 电场的测定值移动平均的功能来解决。
就自零差干涉法无法适用于通常的光发送器的课题而言，可通过具备事先 从光发送器内部的激光光源分支无调制光、并将之输出到外部的参照光输出端 口来解决。即，在波形评价时，只要在本发明的光电场波形测定装置内部使从 参照光输出端口得到的参照光与从调制光输出端口得到的调制光自零差干涉后 观测光电场波形即可。
另外，在内部的激光光源因干涉性或强度的不足等问题而不能使用的情况 下，可通过设置输入外部的参照光的输入端口，由光调制器调制该参照光后从 调制光输出端口输出并在外部使它们自零差干涉来实现。
这样，本发明的目的还在于实现可容易适用本发明中提议的光电场波形测 定装置的光发送器、和实现使用本发明的实用的光电场波形评价方法、光电场 波形的调整方法。
发明效果
在本发明中，具有如下效果，即通过合成单独测定的电场分量，显示三维 光电场波形或眼图，可直观上把握光电场波形，容易评价代码间干涉量或跳动 量等。尤其是具有如下效果，即通过从任意方位角显示任意的时间范围、振幅、 角度范围的信号，选择地显示、观测复杂的配置于三维相位空间中的相位点或 眼开口，评价变容易。
另外，具有如下效果，即通过将与符号图案同步的特定时刻的光电场波形 的相位设为相位基准等的方法，提高干涉仪的稳定化精度或相位角检测的精度 以及光电场的测定精度，同时，由于始终得到光相位的基准，所以可长时间测 定，另外，即便中途中断测定，也可得到连续的波形数据。
另外，本方法还具有不依赖于构成观测对象的光信号的调制方式、可适用 于任何光信号的效果。
另外，还具有可将多次的测定结果平均化后去除噪声分量，并在提高测定 精度的同时、可正确且容易地评价波形的代码间干涉的效果。单独平均化各分 量的功能在切换同相分量与正交分量后依次测定的情况等、各分量具有的噪声 独立的情况下，噪声去除的效果大。另外，将振幅分量与相位角分量独立平均 的功能对平滑化振幅分量与相位角分量中不均匀不同的信号、例如相位角不均 匀大的信号有效。另外，矢量地平滑化合成后的相位点的功能对相位空间中具 有同样不均匀的信号、例如电、光噪声的影响大的信号的平滑化有效。
另外，通过具备事先从光发送器内部的激光光源分支无调制光、将其输出 到外部的参照光输出端口，即便是作为制品完成的光发送器，也可容易地取出 用于自零差干涉的参照光，所以具有可利用本发明的光电场波形测定装置进行 波形测定的效果。另外，若设置向光发送器输入外部的参照光的输入端口、由 光调制器调制后从调制光输出端口输出，则可使用干涉性高的激光光源来进行 高精度的波形测定。
此时，通过将参照光的光路径的一部分内置于光发送器内部，事先使该路 径长度与一定值一致，不需要在本发明的光电场波形测定时对发送器单独调整 参照光的路径长度。并且，若设置多个光发送器的光输出端口，则可边进行误 差率测定或信息传输边同时进行光电场波形的测定和调整。
另外，通过在光发送器内部事先具备重复符号图案发生电路，在重复用代 码驱动光调制器的状态下，连接于本发明的光电场波形测定装置上，利用与符 号图案同步的触发信号，进行干涉仪的稳定化或波形的平均化，从而可进行更 高精度的波形测定。
另外，在光发送器的组装工序中，通过边由本发明的光电场波形测定装置 测定光电场波形边将波形调整为理想状态的过程，可降低光发送器的波形失真， 并改善接收灵敏度等的传输特性。
附图说明
图1是表示本发明第1实施例的构成图。
图2是本发明第1实施例中的光相位分散电路113的构成图。
图3是表示本发明第1实施例中的QPSK信号的相位状态的说明图。
图4是表示本发明第1实施例中的自零差干涉仪的相位稳定化实例的图。
图5是表示本发明第1实施例中的光电场测定原理的说明图。
图6是表示本发明第1实施例中的光电场三维显示的实例图。
图7是表示本发明第1实施例中的测定步骤的图。
图8是现有光相位观测法的构成图。
图9是现有光相位观测法中的光相位测定的说明图。
图10是表示本发明第2实施例的构成图。
图11是表示本发明第3实施例的构成图。
图12是本发明第3实施例中的采样的说明图。
图13是表示本发明第4实施例的构成图。
图14是表示本发明第5实施例的构成图。
图15是表示本发明第6实施例的构成图。
图16是表示本发明第7实施例的构成图。
图17是表示本发明第8实施例的构成图。
图18是表示本发明第9实施例的构成图。
符号说明
100...本发明的光波形观测装置、101...激光光源
102...光耦合器、103...信号光用光纤
104...参照光用光纤、105...光纤延迟线
106...驱动电路、107...驱动信号输入线
108...光调制器、109...图案同步信号
110...可变光移相器、111...自动偏振波控制器
112...符号图案发生器、113...光相位分散电路
120...光输入采样示波器测试头、121...数据路径
122...CPU、123...显示装置
124...相位控制信号、125...控制电路
130...偏光分束器
131...2×2光耦合器、132...信号光输入端口
133...同相分量输出端口、134...正交分量输出端口、135...参照光输入端 口
140...本振激光光源、141...高速示波器测试头
150...可变光延迟电路、151...光开关
152...固定光纤延迟线、153...光耦合器
160...相位同步倍增电路、161...电气可变移相器
162...时钟合成电路、163...平衡型光接收器、164...电气延迟电路
170...偏振波保持光纤、171...偏振波保持光纤延迟线
172...同相正交切换信号、173...栅极信号、174...相位调制器
175...时钟信号
200...本发明的光发送器、201...调制光输出端口、202...参照光输出端口
203...参照光、204...调制光、205...编码器、206...信息信号
210...窄线宽激光光源、211...无调制光输入端口
212...偏振波保持耦合器、213...重复代码发生器、214...触发信号
215...触发信号输出端口、216...2×1光开关、217...无调制光
218...重复符号图案
220...光接收器、221...代码误差率测定装置、222...2×1光耦合器

实施本发明的最佳方式是如下方式，如图1所示，将激光光源101的输出 光分支成两个，一个输出光由光调制器108调制，另一输出光以延迟线延迟相 同量后，输入到相位分散(diversity)电路113，构筑零差干涉仪，光输入采样 示波器测试头120-1以图案同步信号109为基准，将可变光移相器110稳定化， 使特定时刻的光相位变为一定值，另一方面，光输入采样示波器测试头120-2 取得光波形，重复实施平均化，CPU122再构筑光电场轨迹，在显示装置123中 显示作为光电场波形的三维眼图(アイパタ-ン)。
实施例1
图1是表示本发明第1实施例的构成图，表示本发明的光波形观测装置100 的构成例。从激光光源101输出的激光被光耦合器102分支成两个，分别导入 构成信号光路径的信号光用光纤103、构成参照光路径的参照光用光纤104。前 者在通过生成作为测定对象的光信号之光调制器108之后，输入到光波形观测 装置100，经自动偏振波控制器111-1，输入到光相位分散电路113的信号光输 入端口132。
另一方面，后者在通过光纤延迟线105之后，经可变光移相器110和自动 偏振波控制器111-2，输入到光移相分光电路113的参照光输入端口135，构筑 作为整体从同一光源输出的参照光与信号光彼此干涉的自零差干涉仪。
光相位分散电路113例如图2所示，利用两个偏振波分束器130-1、130-2 和两个2×2光耦合器131来构成。输入信号光输入端口132、参照光输入端口 135的光信号事先被图1的自动偏振波控制器111-1、111-2调整为输入偏振波 状态以45度入射，分别将各个水平方向分量(TE)导入2×2光耦合器131-1，彼 此干涉，可检测同相分量，将各个垂直分量(TM)分量也导入2×2光耦合器 131-2，彼此干涉，可检测相位错位90度的正交分量。另外，可从两个同相分 量输出端口133-1(I1)、133-2(I2)检测彼此反转的同相分量，从两个正交分量 输出端口134-1(Q1)、134-2(Q2)检测彼此反转的正交分量。在图1的实例中， 将这些输出端口中133-1与134-1的一组输入用于稳定干涉仪相位的光输入采 样示波器测试头120-1，将另一组133-2、134-2输入光电场波形观测用的光输 入采样示波器测试头120-2中。
另外，设定使得从各输出端口输出的参照光的强度比同时输出的信号光强 数倍-数10倍。这是为了使由光输入采样示波器测试头检测的信号光的强度调 制分量的振幅足够弱，使因信号光与参照光的冲击产生的信号光的电场分量的 振幅足够大。
另外，若自动偏振波控制器111-1、111-2以适当的偏振波状态将信号光、 参照光分别输入相位分散电路，则即便例如使用手动偏振波控制器来手动调整， 或使用仅透过特定偏振波的偏振器等来代用也无妨。
另外，该图是4值相位调制后的光QPSK信号的波形观测实例，符号图案发 生器112产生10Gbit/s的两个系统的模拟随机电数字信号D1、D2，信号D1、 D2分别被驱动电路106-1、106-2放大之后，经驱动信号输入线107-1、107-2 输入到光调制器108。用这些符号图案相位调制从激光光源101输出的激光，变 为符号速度10G符号/秒、比特速率20Gbit/s的光QPSK信号。下面，用光QPSK 信号的实例来进行说明，但本发明在原理上也可适用于几乎全部的光调制方式。
图3是表示光QPSK信号的相位状态的说明图。光QPSK信号在将光电场的 同相分量显示为横轴、将正交分量显示为纵轴的相位面上、如图3(a)所示、具 有4个相位点。各相位点配置在圆周上，使相位角φ彼此成90度，分别分配(00)、 (01)、(10)、(11)的2比特信息。图3(b)是模式地三维显示QPSK信号的光电场 的实例。上述相位点是时间幅度T(在本例中为100ps)的符号之中心时刻处的光 信号的相位状态，光电场以在每个时间T通过任一相位点来变化。这种光电场 波形的观测为本发明的目的。
另外，如现有例所述，激光光源101的输出光具有时间上大的相位摇摆。 在本实例中，使用使从同一光源输出的激光彼此干涉的自零差干涉仪来使光信 号的相位噪声的影响锐减。延迟用光纤105利用该延迟量进行调整，使从激光 光源101到达光分光电路113的信号光与参照光的两个路径长度彼此大致相等。 若延迟量相等，则由于同时刻从激光光源发出的光信号彼此干涉，所以基本上 消除相位噪声的影响。在实验中，可确认例如在信号光源的线宽为100kHz左右 的情况下，若延迟量的差为30cm左右，则基于相位噪声的相位起伏可以数度以 下的精度来计测。但是，由于周围的温度变化或振动等外在原因，各路径长度 超过光的波长等级(微等级)缓慢变化，所以观测的光信号的相位会在数Hz-数 10Hz的时间常数下缓慢摇摆。图4(a)中示出这种摇摆的实例。该图是使停止光 调制器108的调制后变为无调制的光信号与参照光自零差干涉、观测从同相分 量输出端口133-1输出的光电场的同相分量的强度的实例(将最大振幅标准化为 ±1.0)。虽然同相分量的强度应在时间上一定，但在本例中，可知随着光纤干 涉仪的摇摆而随机变动，并产生最大每秒超过1次的相位旋转。因此，图1中， 在参照光的路径途中配置光可变移相器110，控制电路125进行稳定化控制，以 消除相位摇摆。
干涉仪的相位稳定化方式中例如可适用由将光输入采样示波器测试头 120-1检测到的信号光的光电场进行长时间时间平均并进行控制以使其平均相 位一定的方法。其中，该方法可适用于强度调制信号等，但在如QPSK信号等平 均地取得全部相位状态的调制方式中，由于平均后的信号振幅变为零，所以产 生不能适用的限制。另外，也可在光信号的符号图案的一部分中设置无调制的 时刻，使该时刻的相位一定。但是，该方法除必需特殊的图案发生电路外，还 会产生会由与实际不同的调制图案来评价代码间干涉、在测定结果中产生误差 等的制约(限制2值相位调制或2值强度调制，也可使用标记代码的连续部等。)
因此，在本例中具体说明以图案同步信号为基准、将特定时刻的光信号之 相位一定的稳定化方法。向图1的光输入采样示波器测试头120-1输入与从符 号图案发生器112输出的数据重复周期同步的图案同步信号109。光输入采样示 波器测试头120-1在从图案同步信号经过规定时刻的时刻采样同相分量的强度， 将该数据以干涉仪的起伏以上的频度，经数据路径121-1发送到控制电路125。 控制电路125控制可变光移相器110的移相量，使同相分量的强度始终为一定 值(例如信号光的电场强度变为零的值)。具体而言，在因干涉仪的起伏、参照 光的路径相对过长的情况下，信号光的相位比构成基准的参照光的相位靠前， 在相位面上沿负方向旋转。结果，同相分量的强度负向变动。控制电路125通 过进行如下反馈控制，在同相分量的强度为负的情况下，减少可变光移相器110 的移相量，在正的情况下，增大可变光移相器110的移相量，从而可始终保持 参照光与信号光的路径长度相等，将干涉仪的输出信号稳定化。图4(b)是实际 上进行上述相位控制的实例，结果，将同相分量强度基本稳定化为一定值(相位 误差的标准偏差为0.02159rad)，可长时间测定光电场。
图5(a)表示从采样示波器测试头120-2得到的同相分量的高速时间波形 (若除去强度反转，则与从120-1得到的同相分量相同)。在本例中，时刻零是 图案同步信号的输入时刻，将该时刻后的200ps(冲击中心附近)为基准时刻，实 施控制，使强度始终为零。在本方式中，每次符号图案的重复都得到一次相位 偏差信息。该周期取决于比特速率或比特图案的长度(例如从2^7＝128比特至 2^23＝800万比特等不等)，但通常可以比相位起伏的周期短得多的时间间隔来控 制。例如在以10G符号/秒来使用PN23段的符号图案的情况下，每秒间可得到 1192次相位信息，这比上述干涉仪的起伏速度高得多。也可以是如下方法，即 在以更长的符号图案或更慢的比特速率观测的情况下，在一次符号图案中设置 多次基准时刻，观测各个时刻下的相位变化等。
另外，该同步方式由于将光波形的符号图案的特定时刻下的光相位控制为 一定，所以只要在该时刻下光信号的强度不为零，或者没有急剧的相位变动， 则可经常适用，具有不取决于调制代码的种类或调制图案等优点。上述特定时 刻由用户任意设定也无妨，另外，测定器内也可自动搜索光信号的强度非零且 相位变动少的时刻后自动设定。
另外，在本例中，示出将同相分量的强度控制成一定的实例，但这既可是 将正交分量的强度控制成一定，也可以是将可根据同相分量与正交分量算出的 光电场的相位角控制成一定。另外，在仅将同相分量用于控制的情况下，未必 观测正交分量。
另一方面，在采样示波器测试头102-2如上所述进行干涉仪的相位稳定化 的状态下，分别测定光信号的同相分量与正交分量的强度。但是，由于噪声重 叠于波形上，所以尽管与图案同步信号同步测定的同相分量的波形中符号图案 相同，也如图5(a)的细线所示，得到每次不同的测定结果。因此，在本发明中， 将与图案同步信号同步测定的各个波形数据多次(例如16次、64次等)平均化， 算出去除噪声后的实线的平均波形。去除噪声后的结果，波形具有的失真主要 是光调制器或调制信号具有的代码间干涉。另外，图5(b)同时观测同样的正交 分量的波形，并进行平均化处理。
另外，基于平均化的噪声去除不仅可对每个图案同步进行，也可沿时间方 向平均化各波形。在目的在于观测噪声量的情况或缩短波形响应时间时，也可 不进行平均化处理，但此时难以评价波形的代码间干涉。
通常，光电场的同相、正交分量的平均值不为零。同相分量、正交分量原 来的零点均为输入信号强度为零时的值，这相当于参照光的平均强度。因此， 在事先将信号光的强度设为零的状态下，存储从同相分量输出端口133、正交分 量输出端口134得到的信号电平，电平修正各分量的测定值，使该值为零，得 到正确的测定结果。
图5是将实验得到的上述同相分量与在相同时刻取得的正交分量合成，构 筑光电场，三维显示于时间轴、同相分量、正交分量构成的空间中的实例。该 图是QPSK信号10比特大小(1000ps)的数据，可知合成光电场随着时间经过、 连续改变其方向的状态。图中的O标记是符号中心时刻处的光电场的位置，可 确认取彼此正交的相位空间中的4个点(I、Q)＝(1、0)、(0、1)、(-1、0)、(0、 -1)任一值。
图5(d)是在时间方向上翻折90比特大小的光电场、以三维空间眼图显示 的实例。在眼图显示中，由于重叠显示数量多的光电场的轨迹，所以具有可直 观上把握波形的代码间干涉的状态或定时跳动的大小、反射等的优点。本发明 通过实现高精度且高时间分辨率的电场波形的测定，可事先显示这种光信号的 电场波形的三维轨迹或三维眼图。另外，在本例中，如图5(a)(b)所示，每10 比特进行各分量的波形测定，重复9次进行‘取得64次10比特长度的同相、 正交波形，在平均化处理之后，使波形的测定开始时刻错位10比特’的处理， 取得90比特长度的连续电场波形。原理上对观测时间无限制，但可通过重复相 同操作来进行更长时间的波长或眼图的观测。
图6(a)是在三维空间中从再一方向观测图5(d)的实例。通过如此任意改变 观测方向，例如可观测各相位点处的相位方向、振幅方向的代码间干涉量、或 容易实施多个眼开口各自的大小或边距(margin)等各种测定。另外，图6(b) 是从箭头的方向(相位平面中45度、即矢量(I、Q、T)＝(-1、-1、0)的方向)观 测图6(a)的波形的实例。在本例中，时刻0和100ps下的相位转变可在短时间 (10-20ps)内完成，可把握相位转变时的定时跳动量等。另外，图6(c)是从时间 轴方向看图5(d)的图，表现相位面上的光电场的轨迹，用于光相位调制的角度 最佳化或线性调频脉冲量的评价等。通过如此改变观测方向，可容易实现以前 无法观察的波形评价。图6(d)是仅绘制图6(c)中波形的识别时刻前后20ps(时 刻40ps-60ps之间)的数据实例。通过仅显示取得数据中特定的时间范围，可直 观上把握各相位点的差异或配置好坏。
在上述实例中，示出光QPSK信号的观测例，但在本发明中，不限于可适用 的调制方式，只要是使用了外部调制器的光信号，则也可适用于相位调制、振 幅调制、频率调制和其组合、或强度调制或双二进制调制等相位旋转的评价。 并且，在多值数增加或评价施加了强度调制与相位调制双方的波形的情况下， 仅显示特定振幅范围或角度的数据的方法也是有效的。
图7是表示本发明第一实施例中的测定步骤一例的图。在开始测定后，首 先，在信号光未入射的状态下，测定同相分量与正交分量的强度I0、Q0，将之 作为零基准存储后，将信号光设为入射状态。下面，将时刻0设为图案同步信 号的输入时刻。
首先测定N次时刻T-T+ΔT间的同相、正交分量的波形I(t)和Q(t)。之后， 从这些波形中减去I0、Q0，进行零电平修正，之后，进行平均化，求出时刻T-T+ ΔT间的各分量的平均波形Iav(t)和Qav(t)。全部测定时间设为ΔT，但在其不 满足足以进行波形显示的规定时间的情况下，使测定开始时刻T向后错位ΔT， 同时，重复测定，直到全部测定时间达到规定时间。之后，在必需显示眼图的 情况下，以代码时间单位翻折，最后使Iav(t)、Qav(t)组合，进行三维显示， 完成波形显示。在按每个角度、振幅、矢量将光电场波形平均化的情况下，只 要首先在每个时间矢量合成I(t)、Q(t)并进行平均化即可。
[实施例2]
图10是表示本发明第2实施例的构成图。在本实例中，是将激光光源101 和光耦合器102等组装于波形测定装置100中的实例。本发明的波形测定装置 如此可构成为在必要时外带或内置构成机构的一部分。
另外，本例是将图1的光纤延迟线105置换为可变光延迟光路105、同时 将光信号观测用光输入采样示波器测试头集约成一台的实例。可变光延迟电路 150通过组合切换光信号路径的光开关151-1、151-2、将光信号延迟规定时间 的固定光纤延迟线152-1-4和将光信号路径合成为一个的光耦合器153来构成。 本实例是如下方式，即将光纤延迟线152-1-4的长度分别设为150cm、90cm、 30cm、180cm，利用光开关151-1将参照光输入光纤延迟线152-1-3之一，再利 用光开关151-2将这些输出光输入到光纤延迟线152-4或不含延迟线的路径之 一，由光耦合器153返回到参照光路径。结果，可变光延迟电路150的延迟量 可以60cm单位从最小30cm切换到最大330cm。在本例中，即便作为测定对象的 光调制器的长度变化到最大330cm，也可通过改变可变光延迟电路150的延迟 量，将路径长的差停留在30cm内，进行稳定的电场波形测定。另外，延迟线的 最小值或延迟单位按激光光源的线宽或信号处理的方式或必要的测定精度变 化，必要时设定为数cm-数m等的值。在本实例中，取2级的光开关构成，但只 要是自由改变延迟量的构成，则无论何构成均无问题，必要时可进一步增加开 关的级数，或不使用光开关，而使用连接器，手动相互连接光纤延迟线，改变 延迟量等。另外，还可适用连续地移动反射镜或光准直透镜等构成的可变光延 迟电路。另外，若事先将参照光路径取得足够长，则也可将可变光延迟电路配 置在信号光路径上。
若信号光的强度由于延迟量的变化等而变化，则光电场的测定中可能会产 生误差，所以必要时考虑追加将光强度保持一定的光增益控制器或光放大器、 或测定并修正参照光的光强度的修正电路的构成。
在本实施例中，如上所述，使用1台光输入采样示波器测试头120，进行 干涉仪的稳定化与光波形的测定。在本实例中，光输入采样示波器测试头在输 入同步信号之后，首先测定基准时刻的同相分量，将之通知给控制电路125，控 制电路反馈控制可变光移相器110，使同相分量强度一定。之后，切换改变采样 示波器测试头120内部的延迟时间，取入同相分量、正交分量的波形，进行必 要的时间范围的光电场波形的观测。在本方式中，测定时刻切换所需的时间只 要比干涉仪的起伏时间(数Hz)充分短即可。
[实施例3]
图11是表示本发明第3实施例的构成图，代替自零差光干涉仪，设为使用 本振发光的零差干涉仪构成，再使用数字相位分散方式来构成波形观测装置 100。在这种使用本振光源的干涉方式的情况下，具有即便对不仅外部调制器、 而且内置激光光源的集成化光源、或延迟调整难的光纤传输后的具有相位起伏 之光波形等也可测定光电场波形的优点。另外，在上述现有数字相位分散方式 下，存在未进行高精度、高时间分解的波形观测、无波形的相位基准、未长时 间测定等问题。在本实例中，加工图案同步信号109，使根据光信号算出相位基 准与波形的高精度测定同时成立。
图12(a)为电气延迟电路164将从符号图案发生器112输出的图案同步信 号109延迟时间T后的相位基准信号，设从符号图案的开头起，在经过基准时 刻T的时刻下降为零。将该信号2分支，一个信号被变换为与被相位同步倍增 电路(PLL倍增电路)160倍增符号图案的比特数(例如128比特)后的光调制波形 的符号速率相等的合成时钟信号，再由电气可变移相器161延迟规定时间D。若 时钟信号也以下降沿为基准，则其波形如图12(b)所示。之后，由时钟合成电路 162将该合成时钟信号与在先分支的图12(a)的相位基准信号合成，变换为图 12(c)的合成采样时钟。该波形将相位基准信号改写合成于合成时钟信号上，被 调整成信号波形的下降沿时刻的间隔为高速示波器测试头141的最小采样间隔 以上。上述结果，若将电气可变移相器161的延迟量从D改变为D’，则该合成 采样时钟如图12(e)所示，可将相位基准时刻T保持一定不变，而仅采样时刻可 变。
上述高速示波器测试头141以该合成采样信号为采样信号，在该下降沿点 进行波形的采样，将测定结果依次存储在内部存储器中。图12(d)是将电气可变 移相器161的延迟量设为D，采样测定光电场的同相分量的第1次测定例，另外， 图12(f)是将延迟量设为D’，同样采样测定的第2次测定例。无论哪个测定结果， 相位基准时刻T都保持一定，该时刻的光信号之强度变化原则上因本振光与信 号光之间的相位起伏(或光信号的噪声)产生。因此，使同相分量与正交分量的 测定结果组合，算出基准时刻T的光电场的相位角，将该值作为基准相位，测 定相位角，可去除光源的相位起伏的影响。其中，也可从波形的各点的相位角 中减去基准相位角。结果，即便是数字相位分散方式，也可进行始终稳定的光 电场测定。该方式不象现有例那样追踪推定光信号的相位角变化，而始终将特 定的基准时刻的光信号的相位用作‘基准相位’。因此，高速示波器测试头的内 部存储器充满，即便为了向CPU122发送数据，而中断处理，之后重新开始，也 可不丢失相位基准，长时间持续取得数据。
下面，通过边以符号长度的数10分之一的单位缓慢改变延迟量D边测定， 可进行高时间分辨率的光电场波形测定。另外，将延迟量D设为相同值，进行 多次波形测定，通过将它们彼此平均化，去除噪声分量，取得高精度的电场波 形。以后的波形合成和显示处理与上述实施例一样进行。
另外，本例的光波形观测装置100将图案同步信号109设为输入，在内部 再现时钟信号，但也可直接从外部提供时钟信号。另外，也可将时钟信号设为 输入，由内部计数器以符号图案的比特数来分频该信号，从而合成图案同步信 号。另外，如上所述，也可例如在符号图案的特定时刻故意设置将信号光设为 无调制的时刻，将该时刻的光电场的相位角作为基准，进行光电场的相位角测 定。另外，未必由相同的高速示波器测试头来取入相位基准与波形两个数据。 由于该高速示波器测试头的功能也可由光接收器和高速A/D转换器等来实现， 所以必要时也可用这些电路来置换其部分或全部功能。尤其就相位基准而言， 由于即便数据取得频度低也无妨，所以也可通过光接收器与高速电气信号采样 器等来实现。另一方面，也可以使用光采样示波器测试头来实现光电场波形的 测定，将得到的波形数据传输给CPU之后，修正取得波形的时刻的相位的方式。
另外，图11中，在光信号的观测中使用平衡型光接收器163-1、163-2， 消除信号的直流分量，不需要零修正振幅。将从相位分散电路113输出的两个 同相端口133-1和133-2输入到平衡型光接收器163-1，将两个正交端口134-1 和134-2输入到平衡型光接收器163-2。平衡型光接收器将两个输入光信号的强 度差输出为电信号，另外，输出到两个同相端口的光信号由于彼此振幅反转、 同时具有相同直流分量，所以在本构成中，具有自动去除直流分量、不需要电 场的零修正的优点。
[实施例4]
图13是表示本发明第4实施例的构成图。在本实例中，使用偏振波保持光 纤170和偏振波保持光纤延迟线171来构成参照光的路径。因此，即便光纤的 弯曲状态或温度改变，参照光的偏振波状态也不变化，不需要参照光路径的自 动偏振波控制器等偏振波控制机构。同样的效果也可使用空间光学系统或波导 路径等构成参照光路径来得到。同样的偏振波保持也可适用于信号光的路径， 并且还可广泛适用于本发明的其它实施例。
另外，在本实施方式中，使用光耦合器102-2来代替相位分散电路，构成 自零差光干涉仪的合波部。偏振波控制器111调节信号光的偏振波状态，设定 使参照光与信号光的偏振波状态一致，两者以最大的效率进行零差干涉。另外， 光耦合器102-3用于将干涉仪的输出信号向两个光输入采样示波器测试头 120-1、120-2分支。如本实例所示，在不使用相位分散电路的情况下，难以同 时观测同相分量与正交分量。因此，在参照光路径中配置相位调制器174，利用 来自控制电路125的同相、正交信号切换信号172，向参照光施加0度或90度 的相位延迟。结果，在两个光输入采样示波器测试头中，当相位延迟为0时， 可观测光电场的同相分量，当为90度时，可观测光电场的正交分量。将同相、 正交信号切换信号172也提供给CPU122，由此可判定从光输入采样示波器测试 头120-2得到的波形为同相分量还是正交分量。另外，在使用2×2光耦合器作 为光耦合器102-2的情况下，由于在两个光输出端口得到代码反转的光输出， 所以与上述实施例一样，也可适用光平衡型光接收器。
另外，由于相位调制器174与可变光移相器110在原理上均是向光信号提 供可变延迟的机构，所以可将两者的功能合成为一个机构来实现。另外，配置 于参照光路径上的自动偏振波控制器111在多数情况下，具有不仅控制信号光 的偏振波方向还控制其相位的自由度。由此，在本例的情况下，也可省略可变 光移相器110和174，由一个自动偏振波控制器来实现全部功能。此时，自动偏 振波控制器111将来自控制电路125的控制信号124和同相、正交切换信号172 设为输入，根据这些信号，从外部控制。
另外，本实施例中利用了光耦合器的干涉仪，也可适用于包含利用了本振 光源的零差型的本发明的其它实施例中。干涉仪的构成只要能检测光电场，则 可以是任意方式，例如可使用由窄频带滤波器来分离信号光内的残留载波后使 之自零差干涉的方式、或利用与信号光正交的偏振波来在相同路径中传输参照 光的方式、使用非专利文献4中使用的合成了同相分量检测与正交分量检测用 干涉仪的集成型干涉仪的方式等。另外，也可以是有意将参照光的频率偏离信 号光的频率一定值的零差干涉仪构成，此时只要修正从测定的光电场频率偏离 的部分即可。
另外，作为本发明的可变光移相器110，可适用利用压电效应、将光纤拉 伸使延迟量可变的光纤移相器、或利用压电来移动反射镜的位置的光移相器等。 由于这些移相器修正温度等引起的光信号或参照光的路径长度变化，所以期望 可在最大数10微米-数mm的范围(变为光相位，为数10π-数1000π)下连续改 变延迟量。但是，光零差干涉仪为了稳定检测光电场，只要高精度地将用两个 路径的相位差除以2π后的端数保持一定即可，即便产生2π整数倍的偏差，输 出信号也相同。因此，在本发明中，可对可变移送器100使用最大只有2π移相 量的移相器。此时，控制电路125进行控制，仅将相位差的端数始终保持为一 定值(例如零)，并且在对可变移相器110设定的移相量超过可变范围的情况下， 只要以2π为单位，回绕移相量，始终仅对2π以下的端数部分进行稳定化即可。 但是，在可变移相器的移送量回绕中，产生不能正确测定电场波形的问题。这 可通过与波形的平均化时间相比、充分高速进行回绕，或如图13所示，从控制 电路125向光输入采样示波器测试头120-2施加栅极信号173，禁止回绕中的波 形测定等手段来解决。
另外，也可以是将相位控制信号124反馈到激光光源101，移动激光光源 的振幅波长，使干涉仪稳定化的方式。此时，具有不需要光可变移相器的优点。 即便是使用其它实施例所示的本振光之干涉方式，也可向信号光源或本振光源 实施反馈稳定化，使观测到的基准相位始终为一定值来进行稳定的光PLL构成。
[实施例5]
图14是表示本发明第5实施例的构成图，是使自零差干涉仪与数字相位分 散方式组合的实例。若使用自零差干涉仪，则可在不需要本振光的同时，将光 相位的起伏时间抑制到干涉仪的起伏时间(-数10Hz左右)的低速。另一方面， 通过将由数字相位分散方式与符号图案同步计测的光信号相位作为基准相位来 计测光相位，具有不需要干涉仪的相位稳定化的优点。在本方式中，参照光与 信号光的路径差大至数10m以上，即便相位起伏大，也可利用高速的相位分散 法来去除相位起伏。因此，不需要光纤延迟线105的长度调整。另外，即便在 测定点的相位起伏大至某个程度以上的情况下，在本发明中也可通过分别独立 将各采样点的相位角与振幅值平均化，从测定结果中高效去除相位起伏分量。
[实施例6]
图15是表示本发明第6实施例的构成图，是使本发明的光发送器200与本 发明的光波形观测装置100组合、测定从光发送器200输出的调制光204的输 出波形的构成例。在本发明中，在电场波形的观测中使用自零差干涉的情况下， 必需使调制光与无调制的参照光干涉，因此，通常在组装光发送器之后，难以 测定波形。在本例中，在激光光源101之后配置光耦合器102，将输出的无调制 光的一部分分支，事先作为参照光203从参照光输出端口202输出。另一方面， 向光调制器108施加由编码器205编码信息信号100得到的驱动信号，该光调 制器108用信息信号调制从光耦合器102得到的另一无调制光，作为调制光204， 从调制光输出端口201输出。本发明的光电场波形测定装置100经调制光输出 端口201与参照光输出端口202两个光输出端口连接于光发送器200上，在内 部使从两个端口输出的调制光204与参照光203自零差干涉。由此，即便对组 装后的光发送器也可容易实现电场波形的测定。
在本实例中，在参照光的分支中使用光耦合器102，但若具有在光波形的 评价时取出无调制光的一部分的功能，则也可使用其它机构。例如，也可使用 分支比可变光耦合器，仅在波形测定时分支无调制光，或从激光光源101的反 对侧端面取出无调制光等。
另外，在通常的光发送器中，光源101出于作为光纤的非线性效果之一的 SBS(感应布里渊散射)抑制或信道识别等目的，有时施加数10kHz-数MHz的低频 调制。在该调制成为测定的妨碍的情况下，也可设置仅在光电场波形测定时停 止低频调制等的功能。
另外，在本例中，未明示波形的同步功能等，但利用将外部的信息信号设 为重复图案，从外部得到与信息信号同步的同步信号，或不进行平均化、在短 时间内得到波形数据等的方法，可进行波形测定。
[实施例7]
图16是表示本发明第7实施例的构成图，是使本发明的光发送器200与本 发明的光波形测定装置100组合后测定输出波形的另一实施例。在实施例6中， 示出利用光发送器内部的激光光源101来进行自零差干涉的实例，但有时光源 的相干或功率不足、不能进行精度足够高的波形测定。在本实施例中，在激光 光源101之后配置2×1光开关216，可使用外部光源来实施基于自零差干涉的 光电场波形测定。在光发送器的通常动作状态下，2×1光开关216设定成将激 光光源101的输出光输入到光调制器108。在评价光波形时，切换2×1光开关 的状态，由光调制器108调制从外部输入到无调制光输入端口211的无调制光 217，从调制光输出端口201输出。另一方面，在外部配置高强度的窄线宽激光 光源210，在输出的无调制光217被偏振波保持耦合器212分支成两个之后，一 个从无调制光输入端口211输入到光发送器200，另一个在作为参照光通过偏振 波保持光纤170和偏振波保持光纤延迟线17之后，输入到本发明的光波形测定 装置100。据此，波形测定时可仅使用外部光源来进行正确的波形测定。
并且，在本例中，在光发送器200内部配置重复代码发生器213，产生重 复符号图案218。另外，从触发信号输出端口215输出与该重复周期同步的触发 信号214。编码器205仅在光波形的测定时，将输入切换为重复符号图案218， 用重复图案调制光调制器。光波形测定装置100与输入的触发信号214同步， 进行波形的测定与干涉仪的稳定化，可如以前的实施例那样进行高精度的波形 测定。
另外，在本例中，示出将窄线宽激光光源210配置在外部的实例，但也可 内置于本发明的光波形测定装置100中。另外，通过全部由偏振波保持光纤将 窄线宽光源210的输出光连接于光发送器上，不需要调制偏振波状态，但也可 使用通常的光纤来连接，必要时也可配置自动偏振波控制器或手动偏振波控制 器等。
[实施例8]
图17是表示本发明第8实施例的构成图，是使本发明的发送光器200与本 发明的光波形测定装置100组合，测定其输出波形的再一实施例。在本实例中， 在将外部的窄线宽激光光源210用于本发明的波形测定光源中的同时，将对参 照光进行分支的偏振波保持耦合器212、和作为参照光路径的偏振波保持光纤 170与偏振波保持光纤延迟线171内置于光发送器200的内部。通常，难以正确 控制光调制器180或连接于其前后的光纤的长度，有可能随着制造时的光纤的 连接误差或各光调制器的光纤挠性接头长度的差异等而变动大。因此，事先分 别对多个光发送器调整光纤延迟线的长度，使从对无调制光进行分支的偏振波 保持耦合器212至参照光输出端口202的光路径、与从偏振波保持耦合器212 至调制光输出端口201的光路径的长度为窄线宽激光光源210的相干长度的2 分之1以下。据此，在本发明的光波形的测定时，不需要对多个光发送器每个 调整参照光长度的步骤，可在光发送器的组装之后或安装到传输装置之后等需 要时简单地测定光波形。
在本实例中，在激光光源101与光调制器108之间配置2×1光耦合器222， 并从此向光调制器108输入无调制光217。此时，激光光源101的输出光也同时 输入到光调制器108，但若使外部的窄线宽激光光源210的波形与激光光源101 的波形不同，则两者不彼此干涉，可缓和对波形测定的影响。即便在对波形测 定造成影响的情况下，只要具备在波形测定中截断激光光源101的输出，大大 变更波形的功能即可。
[实施例9]
图18是表示本发明第9实施例的构成图，是将本发明的光发送器200与数 字相位分散型的本发明光波形测定装置100组合后测定输出波形的实例。
即便在本实例中，也仅在波形测定时，使用从重复代码发生器213得到的 重复符号图案218来调制光信号，将从调制光输出端口201输出的调制光和从 触发信号输出端口213得到的触发信号214一起输入到本发明的光波形观测装 置100。由此，如以前的实施例所示，可进行与波形图案同步的平均化或眼图显 示，可进行更高精度且高功能的波形测定。
尤其是本发明能对相位调制波形等通常不可视的波形进行可视化显示。因 此，在组装光发送器之后，如该图所示，连接本发明的光波形测定装置，边进 行波形观测，边调整光调制器108的偏置条件或调制信号的振幅，以使光波形 的代码间干涉降低，或使相位点配置变适当(例如在QPSK信号的情况下，邻接 相位点所成的角为90度)，从而可得到适当的光调制波形。之后，在将调整条 件存储在光发送器内部的每个存储器等中之后，断开光波形测定装置，变更设 定，使编码器205输入信息信号206，从而可完成光发送器的设定。