脉冲检测器接收的输入信号，含有持续时间从几纳秒或更少些到几毫秒或更 多些和诸如线性调频脉冲、相移键控与频移键控等调制的脉冲和加性高斯噪声。脉 冲检测器的输出信号是一种标识输入信号中各脉冲的出现时间与持续时间(即时间 间隔)和带宽与中心频率(即频率间隔)的信号。
检测输入信号中脉冲的以往系统依赖于数字技术。以往数字系统在检测电 子输入信号里的脉冲时，执行众所周知的“匹配式检测矩阵”(MDM)算法或该 算法的变型。MDM算法有效地在时域和频域中搜寻能量密度，发现能量的时间 记录部分指示可能存在脉冲的时间间隔，频域中的能量位置代表存在脉冲的频 率间隔。
为了精确地找出时间间隔与频率间隔，必须寻出众多的时间与频率间隔来 检测和定位信号能量，而搜寻这些时间与频率间隔的运算负荷远远大于普通数 字计算机所能承担的负荷。因此，需要一种能更快地通过搜索众多时间与频率 间隔来有效地执行MDM算法的脉冲检测系统，而且要求比以前的所有数字处理 器重量更轻，体积更小，电力更省，成本更低。

根据本发明，提供了一种应用混合的光学、电气模拟与数字处理器执行MDM 算法的方法与设备。
本发明的匹配式检测矩阵(MDM)脉冲检测器用准直的相干光束照射布拉格 光电管，后者由含各种调制与持续时间的脉冲的输入信号驱动。布拉格光电管 响应于输入信号调制准直的光束。为接收通过光透镜结构后的已调光束，设置 了一块光板，该光板有多个具有选定长度的细长孔。光透镜结构位于空间调制 的准直光束通路内，在光板平面上形成离开布拉格光电管的光束图像。一全息 元件位于成像光束通路内靠近光学透镜，在光板平面内多次复制布拉格光电管 孔径图像。
空间调制光束通路内的第二光透镜结构位于光板下游，对光分布生成空间 付立叶变换，导致第二光透镜结构焦面内的光强正比于调制布拉格光电管的信 号的功率谱密度，如被光板修改一样。第二光透镜结构焦面内的检测器阵列响 应于该光强，识别输入信号内的脉冲，包括各脉冲时间与频率间隔的位置。
另根据本发明，在各检测器后面设置了一个焦面处理器，用于构成匹配式 检测矩阵脉冲检测器，包括在光板上选择一个个图像的频率积分器。检测器和 焦面处理器还包括在光板选择一个个图像的时间积分器。另外，还包括选择一 个个图像的调谐命令选择器。
焦面处理器的时间积分器包括在焦面上响应于阵列中各检测器输出的增 益控制。前置放大器响应于该增益控制，设定其增益。增益控制校正一检测器 与下一检测器因制造不一致性与噪声谱变化引起的增益变化。各检测器的输出 以奈硅斯特速率或更大速率被取样、放大、存贮后，读入复用器的存贮元件。 读出复用器中存贮的样本，第一存储样本被传到后续的存贮元件，而下一个样 本存贮在其位置中。然后将该下一存贮样本读入复用器，计算样本之和，并从 复用器里读出。重复这一过程，对每一次重复，这些值都从复用器里读出。
本发明的频率积分器包括一从复用器或时间积分器接收输出的阈值检测 器，以对阈值作比较而识别对应于特定时间积分器的频带。把时间、频带和从 阈值导出的值发送给调谐命令选择器，后者处理频率积分器的输出，从最大值 继续到最小值，最大值最容易对应于有效脉冲，这样就可估算脉冲的带通(频 率间隔)和脉冲持续时间与到达时间(时间间隔)。
本发明的技术特征是一光学、电气模拟与数字处理器，用于执行MDM算法 的脉冲检测。与先前实施的所具有数字技术相比，本发明的实施法能按单位时 间原则更迅速地处理数据。能搜索多得多的时间间隔与频率间隔来寻找脉冲， 得出更高的时间与频率定位精度。另外，更多的时间与频率间隔导致更灵敏的 脉冲检测器。本发明的另一优点在于输入信号中脉冲检测的一种光学、电气模 拟与数字处理法，与先前所有的数字实施的脉冲检测器相比，可提供更有效的 重量、体积、能力和成本。
附图简介
通过参照结合附图所作的以下详述，可更全面地理解本发明的脉冲检测 器，其中：
图1是脉冲检测器的简化框图，用于接收诸如传感器的输入信号，并产生 表征或标识输入信号内所含脉冲的输出信号；
图2是按照本发明结合了光学、电气模拟与数字处理法的脉冲检测的方法 与设备框图；
图3是检测脉冲的匹配式检测矩阵(MDM)算法示意图；
图4是本发明运用MDM算法作脉冲检测的光学、电气模拟与数字处理器的 示意图；
图5示出图4中检测器阵列与焦面处理器的结构；
图6示意示出图5中该结构里的一个检测器阵列；
图7和8是检测器的时间积分器和匹配式检测矩阵脉冲检测器的焦面处理 器替代实施例的示意图；
图9示意示出检测器的频率积分器和MDM算法脉冲检测器的焦面处理器； 和
图10是用于时间与频率间隔选择I后接时间与频率间隔选择II的缓冲器 与比较阶梯框图。
附图的详细描述
图1示意示出一脉冲检测器与表征器，可利用光/电型模/数处理法检测输 入信号里的脉冲，再表征检测的脉冲。混频器10把信号频率减低到f0，使信 号的中心频率对应于布拉格光电管的中心频率，将得到的信号供给模/数(A/D) 转换器与缓冲器12，对信号数字化，然后缓冲器暂存被数字化信号。该信号还 输入脉冲检测器14。如将要描述的，脉冲检测器14包括诸光学元件(未示出)， 而且响应于作为脉冲检测器输入的准直光束16。脉冲检测器检出存在的脉冲， 并将其输出即可能包含脉冲的时间与频率间隔送给初始调谐命令处理器18，后 者把可能含脉冲的时间间隔转发给缓冲器12。于是，缓冲器12把数字化的这 些时间间隔记录送到子带调谐器与脉冲特征化操纵器20。存贮在缓冲器12里 被脉冲检测器视为不像脉冲的信号部分被排出。初始调谐命令处理器18还判 断候选脉冲实际上是否为在时间与频率上都重迭的两个脉冲而非单个脉冲，还 判断是否将这些脉冲视作脉冲链而非单个脉冲。这一信息与时间和频率间隔都 包括该初始调谐命令，把初始调谐命令送到子带调谐器与脉冲表征器20。子带 调谐器参数由初始调谐命令设定，子带调谐器滤除来自缓冲器12的相应时间 记录，减少与脉冲关联的噪声。脉冲表征器20测定脉冲持续时间、到达时间、 幅值与调制类型。
参照图2，对布拉格光电管22施加含各种调制脉冲和加性高斯噪声的输入 信号，各种调制诸如任意持续时间的线性调频脉冲、相移键控与频移键控。布 拉格光电管22接收准直的光束16，按输入信号对光束作空间调制。从布拉格 光电管22出射后，经空间调制的光束被加到光学元件24，在检测器阵列28上 生成信号谱26。检测器阵列28响应于以模拟信号形式加到焦面处理器30的信 号谱26。焦面处理器30执行匹配式检测矩阵(MDM)算法，输出最有可能含脉冲 的时间与频率间隔。
图3示出匹配式检测矩阵(MDM)算法。含检测脉冲与噪声的输入信号Si(t)， 分别通过带通检测器f1、检测器f2、……检测器fM加给一排带通滤波器32-1， 32-2……32-M，各带通代表一频率间隔。带通滤波器有效地在带通上对输入 中的功率作积分，带通被选成覆盖所有可能被进入的信号占据的带通，显然， 带通数量可以极大。算法实施目的在于通过尽可能多的带通进行积分。带通滤 波器32-1、32-2……32-M的输出在平方网络34-1、34-2……34M中被平 方后，加到另一组滤波器排36-1、36-2……36-M。这些滤波器排在施加的 输入上对持续时间检测器tI作时间积分，其中I为1～N，如图3所示。检测器 tI值范围超过进入脉冲可能的持续时间。算法实施的另一目的是在尽可能多的 时间间隔内进行积分。时间积分滤波器36-1、36-2……36-M的最大输出， 代表在带通或频率间隔上与进入信号最紧密匹配的各个带通滤波器32-1、32 -2……32-M和积分时间与脉冲持续时间最紧密匹配的时间积分滤波器所输 出的信号。时间积分滤波器输出出现最大值的时间，代表输入信号Si(t)中诸 脉冲的到达时间。滤波器排36-1、36-2……36-M的输出被加到选择网络38， 而后者选择在输入信号Si(t)中被检出的P个最大输入脉冲，其中P一般选为 能处理子带调谐与特征化块的单位时间的脉冲数。选择网络38的输出是输出 信号So(t)，可标识原始波形中诸脉冲的出现时间与持续时间(时间间隔)及带 通(频率间隔)。
根据本发明，匹配式检测矩阵(MDM)算法用混合的光学、电气模拟与数字 处理器实施，如图4所示。
图4示意示出本发明的光/电型模/数脉冲检测器。输入信号驱动布拉格光 电管22，后者被激光器40的准直光束16照射。布拉格光电管22的光电管孔 径42被准直光束16照射。布拉格光电管对正在通过孔径的准直光束16作空 间调制，而从布拉格光电管出射后，被光学网络24的透镜44与46成像到同 样在光学网络24内的隔光板48平面。位于透镜44与46之间的二元光板(即 全息图)50对布拉格光电管孔径42的图像复制八次，如隔光板48的图像平面 所示。应该理解，二元光板50可以配置成对布拉格光电管孔径42的图像复制 次数不是八次。在图示实施例中，把二元光板50选成复制布拉格光电管孔径 42八次。
如图4所示，隔光板48包含位于布拉格光电管孔径42的图像被复制处的 各种长度的缝隙，隔光板48中的这些缝隙对每次复制设定有效的布拉格光电 管孔径长度。同样地，隔光板48中的图像数与缝隙长度用于举例，并不作为 限制。图4所示的缝隙长度以波在布拉格光电管22中运行缝隙长度所花的时 间来衡量，例如缝隙长度(图4中未按比例示出)变化范围为2纳秒(毫微秒)、 4纳秒、6纳秒、8纳秒、10纳秒、0.1微秒、1微秒和2微秒。为获得隔光板 48中每个孔径图像的功率谱，在通过隔光板的光路中设置了合成透镜52。合 成透镜52对板48上缝隙里的光分布作空间付立叶变换，造成合成透镜52焦 平面中的光强正比于输入信号Si(t)的功率谱密度。合成透镜52沿垂直方向对 隔光板48的各孔径成像，并沿水平方向变换该图像。来自合成透镜52的光被 检测器阵列54检测，而检测器阵列54的八排检测器对应于隔光板48中的八 条缝隙。成排检测器接收和检测来自板48中相应缝隙的光。
操纵合成透镜52，使检测器54上的缝隙图像沿垂直方向不重迭，并使付 立叶变换沿水平方向与频率轴对准。因而合成透镜52沿垂直方向成像，沿水 平方向变换，保证有代表光谱撞击在检测器54上的八个独立图像。像在隔光 板48中一样，成像光谱按时间取向，即顶图像谱为2微秒时间间隔，底图像 谱为2纳秒时间间隔。
与检测器阵列54耦合的焦面处理器56把检测器54的模拟输出处理成时 间与频率间隔，对输入信号里的脉冲作检测和特性化。焦面处理器一般为电气 模拟处理器，拾取从检测器导出的模拟电流，对该电流执行数学运算或算法。
焦面处理器56处理来自检测器阵列54的信息而执行数学运算，检测加到 布拉格光电管22的输入信号里的脉冲。以时间与频率两种方式执行数学运算， 得到输入信号内诸脉冲的时间间隔与频率间隔。图5示出检测器54和焦面处 理器56，焦面处理器56包括八个检测器阵列54-1到54-8，用于合成透镜 52在检测器阵列54上形成的八幅图像。与检测器阵列54-1到54-4的每个 阵列关联的是时间与频率间隔选择I处理器58、时间积分器60和频率积分器 62。为在焦面处理器中降低对极快速电路的要求，该焦面阵列与处理器对持续 时间短于10纳秒(ns)的脉冲应用了有点不同的方法。计算所用的布拉格光电 管具有500MHZ的带宽，2纳秒脉冲的最小带宽也接近500MHZ，因而鉴于布拉 格光电管的限制，假定2纳秒脉冲的频率间隔为500MHZ或以上。因不打算测 定该2纳秒脉冲的带宽，故不设频率积分器。短于10纳秒的脉冲时间间隔由 图8所示跟在检测器后面的滤波器与阈值测定，将在后面讨论。对4纳秒脉冲 的脉冲处理与2纳秒脉冲的差别在于，4纳秒脉冲的带宽为250MHZ到500MHZ 系统极限，因此要用频率积分器估算频率间隔。6纳秒与8纳秒焦面处理器像4 纳秒焦面处理器一样变化。隔光板48中所示的其余时间间隔图像，运用时间 与频率间隔选择I处理器58、时间积分器60和频率积分器62处理各条时隙的 脉冲信号。如图5所示，各个时间与频率间隔选择I处理器58产生输出至时 间与频率间隔选择II处理器64。
四个最长的脉冲间隔，即10纳秒～150纳秒、0.2微秒～1.5微秒、2微 秒～15微秒和20微秒～150微秒，都与时间与频率间隔选择I处理器58一起 要求时间与频率两种积分。这些场合都需要时间积分焦面处理器60，因为准备 检测的时间间隔比布拉格光电管窗口图像中的缝隙更长。
一行或多行检测器阵列的输出除了由焦面处理器56处理外，还要在该检 测器阵列的总线76上取出作为光谱各点处的背景噪声估值。背景噪声电平经 转换，得到焦面处理器56的设定值。
参照图6，该图示意示出检测器阵列54-1到54-8中的一个。图6示出 一般的规模，而各阵列的检测器可能多达1,000个。检测器数量Nd由频率分 辨度设定，而焦面处理器56的带宽BW由下式给出：
Nd＝BW/检测器f
本例使用512MHZ带宽而不是布拉格光电管极限设定的500MHZ带宽。使用 该带宽简化了焦面处理器，因为500MHZ的布拉格光电管极限是个标称极限， 一般不宽于500MHZ。假设带宽为512MHZ，频率分辨度为0.5MHZ，则：
Nd＝BW/检测器f＝512MHZ/0.5MHZ＝1024
图7示意示出用于检测器阵列54-1到54-4的焦面处理器的时间积分器 60部分。检测器阵列54在总线76上的输出用于确定时间积分器60的增益设 定值。设定放大器78的增益可用若干方法，以下是其中的一种方法。设定的 增益必须有助于减少脉冲内噪声所造成的误报警。结合增益设定值一起使用的 减少误报警的阈值，出现在图7所示焦面处理器部分的下游(见图9)。脉冲谱 包含了与该脉冲关联的噪声谱，假设该噪声在统计上间隔是固定的，相当于脉 冲持续时间长度。在不含脉冲的记录部分估算该噪声的功率谱密度。图7所示 从总线76接收检测器输出的微处理器估算该噪声的功率谱密度。通过以选择 通过脉冲而阻碍噪声谱平均值的截止(cut-on)频率对检测器输出作高通滤波 (图7未示出)，可以除去噪声谱平均值。或者，估算出噪声谱平均值，并将其 从直接在检测器后面的检测器输出中减去(图7也未示出)。结果是除去了噪声 谱平均值，仅留下噪声谱估值的误差。为使图9的阈值保持固定，在设定各检 测器增益时，使所有检测器输出的噪声谱rms误差都一样。在讨论图9时将可 看出，该技术允许阈值固定，故简化了焦面处理器的结构。增益控制信号被加 到前置放大器78的输入端而设定其增益，以便处理检测器阵列输出。检测器 阵列54的特定检测器元件的输出由取样器80以奈奎斯特速率或更大的速率取 样，再加到前置放大器输入端。
前置放大器78输出的放大样本存贮在电容器82-1上，通过放大器86-1 读入复用器84的存储元件SV1。存贮在复用器84里的电荷在线路88上被读出 作为频率积分器62的输入。来自检测器54的下一个样本存贮在电容器82-1 中，前一次存贮的样本转移到电容器82-2。存在电容器82-2里的样本是相 加结92-1的输入，而相加结92-1还接收来自电容器82-1新存贮的样本。 存贮在电容器82-1里的最新样本被读入存储元件SV1，而相加结92-1通过 放大器86-2输出的读入电容器82-1与82-2的样本之和被读入存储元件 SV2。同样地，在线路88上把复用器84里存贮的所有电荷都读出给频率积分 器62。这一过程连续下去，取样检测器输出基本上都传递通过并存贮在电容器 82-1、82-2、83-3……82-14上。这样样本都在加法器92-1……92-13 中相加，如图7所示。各相加结92输出的样本之和通过放大器86加到复用器 84中的存储元件。重复对检测器阵列54中该检测器的取样和通过电容器82- 1……82-14连续传递样本的过程，当复用器84接收各存储元件里的样本时， 总共有14个值要读，每次取一个样本再加到频率积分器62。
阵列54-5、54-6、54-7和54-8中诸检测器后接的电路与图7不同， 示于图8。差异是因难以制作高速焦面处理器引起的。随着高速器件技术水平 的提高，检测器后面的电路可以同检测器阵列54-1……54-4中的一样。如 图8所示，虽无取样器，但增益设定方法与其它检测器阵列一样。放大器78 把进入的信号送到阈值检测器66，阈值设置成对给定的误报警率达到规定的检 测概率。若不超出该阈值，就转储信号。若超出该阈值，计时器70停止工作， 把代表脉冲到达的读数与信号超出阈值的时间记录一起送到时间与频率间隔 选择I处理器58。计时器70清零，在收到一个脉冲后或在收不到脉冲而过了 一预定时间后再启动。可将该计时器启动信号往下送到同一条总线作为增益控 制信号。
图9示出图5所示各频率积分器62的布局，图示的检测器配置包括1，024 个图6所示的检测器。要强调的是，各检测器阵列54中的检测器数量随焦面 处理器带宽内的分辨元件数量而变化。对于500MHZ的带宽，检测器阵列54-8 只包含一个分辨元件，因而检测器阵列54-8中只有一个检测器。对于图4所 示的4纳秒孔径的检测器阵列54-7，操作带宽仍为500MHZ，检测器阵列54 -7包括两个分辨元件，即两个检测器。所以，分辨元件的数量，即各检测器 阵列54中的检测器数量，按上述公式确定。按分辨元件的数量来衡量，压力 最大的情况就是1,024个分辨元件的检测器阵列(1,024个检测器)。图9示 出了检测器元件数为1，024的情况。对于检测器阵列54-8，如前所述，把检 测器阵列的输出直接加到时间与频率选择I处理器58。对于检测器阵列54-7， 频率积分器布局应包括通道S1和S2，检测器阵列54-7中每个检测器用一条 通道。
频率积分器工作时，检测器阵列54中一个检测器元件的时间积分器60在 线路88上从复用器84的输出与阈值检测器94-1里的阈值作比较，若超出该 阈值，可能在对应于时间积分器60输出的频带内有一脉冲。当该频带内有脉 冲时，阈值检测器94-1就输出超出阈值的信号的时间、频带和代表幅值的值， 并被加到时间与频率间隔选择I处理器58。对于S1通道，把时间积分器60 的输出加到相加结96-1。而且对通道S2，还将时间积分器60的输出加到相 加结96-1的输入端。通道S2上的时间积分器输出加到阈值检测器94-3，当 超过该阈值时，阈值检测器94-3，当超过该阈值时，阈值检测器94-3就把 超出阈值的时间、频带和量值输出给时间与频率间隔选择I处理器58。
在相加结96-1中通道S1与S2上时间积分器输出的和值与阈值检测器94 -2的阈值作比较。同样地，若超出了阈值检测器94-2所设置的阈值，就把 时间、通道S1与S2的频带和阈值超出值发送到时间与频率间隔选择I处理器 58。实际上对所有1024条通道，都要针对一阈值测试每条通道，并把结果送 到时间与频率间隔选择I处理器58。然后添加相邻对的通道，现在只有512条 通道，同样对阈值作测试并将结果送下一个处理器。如此继续下去，直到只留 一对，即相加结96-3。很容易示明，有10个相加层，而在K层相加的输出数 No为：
    No＝2K
因此，对于有1024个检测器的阵列，在10层内，在各相加结相加的样本 数在这里分别考虑为1024、512、256、128、64、32、16、8、4、2。
应该指出，图9中未示出S2与S511之间的许多通道，以免使图复杂化。 图9在通道S514与S1023之间的情况也如此，其中未将大量时间积分器与相 关的阈值检测器和相加结示出，免使图太复杂。
实际上，频率积分器通过比较复用器84的输出与阈值，对信号搜索每个 检测器元件。当超出接时间积分器的阈值时，在对应于该积分器输出的频带内 就可能有一信号。但参照通道S1和S2(作为例子)，阈值检测器94-1与94- 3的阈值可能未被超出，不过通道S1与S2在同相加结96-1组合时，信号之 和会超出阈值检测器94-2的阈值，从而指示在相关的时间间隔和频率间隔内 可能有信号。
参照图10，图示为用于各检测器阵列54-1到54-8的时间与频率间隔选 择I处理器58的框图。该处理器58依次从最大到最小选择和排列时间积分器 60的输出与阈值检测器94设定的阈值之差。同样地，图10所示的初始调谐命 令选择也是一种一般的表示，因为初始调谐命令选择58的若干输入随有关检 测器阵列中的检测器数量而变化。例如，对于有一个分辨元件(一个检测器)的 检测器阵列54-8，图10的初始调谐命令对缓冲器与比较电路98只包括一个 输入。对检测器阵列54-7，带宽内只有两个分辨元件，因而有三个来自与时 间与频率间隔选择I处理器58相接的时间积分器的输出。对检测器阵列54-7， 对缓冲器与比较电路98只施加三个输入。这样对一特定的检测器阵列而言， 时间与频率间隔选择I处理器58的复杂性以用样方式随图9所示的频率积分 器而变化。因此，具有最多分辨元件和最多检测器的检测器阵列54-1，对与 该检测器阵列关联的初始调谐命令选择58具有最多的输入。
如上所述，时间与频率间隔选择处理把图9中阈值检测器的输出从最大到 最小阈值差进行排序。实际上，脉冲表征器和子带调谐器将在在给定时间间隔 内能处理的脉冲数方面是受到限制的，结果单位时间P个最大超过数将被送到 脉冲表征器，P是该脉冲表征器在单位时间内能处理的最大数。最大阈值差最 容易对应有效脉冲。
在时间与频率间隔选择I处理器58工作时，把互连的频率积分器62的输 出存贮在缓冲器与比较电路98里。当然，在无阈值差的情况下，输入缓冲器 与比较电路的信号为零，表示在对应于时间积分器60的输出的频带中不存在 信号。
检测器阵列54-1到54-7的频率积分器62的输出在各检测器元件的缓 冲器与比较电路中缓冲，所有被缓冲的值经比较后，选出最大的阈值差。在图 10中，对来自32个检测器元件的信号加以缓冲，各检测器元件的最大阈值差 被传递到互连的缓冲器与比较电路100。同样地，缓冲器与比较电路100从互 连的缓冲器与比较电路98接收的阈值差经比较后，把最大的阈值差发送到缓 冲器与比较电路102，后者从缓冲器与比较电路100接收选择的阈值差，并对 最大的阈值差执行比较与评估处理。
操作时，时间与频率间隔选择I处理器58首先把检测器元件的输出分选 成小组，为第二次分选拣出最大的阈值差，并把最大的阈值差存入缓冲器与比 较电路102。时间与频率间隔选择I处理器58的输出为N个最大阈值差，N按 系统的初始化选择。这N个最大阈值差被输入时间与频率间隔选择II表征器 64。
研究一下图9中示出八条通道S-1到S-8的实例，这里有八个时间与频 率间隔选择I处理器58，各自具有N个加到时间与频率间隔选择II表征器64 的最大阈值差输出，因而表征器64从八个独立的时间与频率间隔选择I处理 器58中的每一个接收N个输入。N为10时，时间与频率间隔选择II表征器64 接收80个输入。
从结构上讲，时间与频率间隔选择II表征器64与时间与频率间隔选择I 处理器58相似，即在各级中缓冲和比较选择II表征器64的N×8个输入，类 似于时间与频率间隔选择I处理器58的选择处理。输入至时间与频率间隔选 择II表征器64的P个最大阈值差，作为网络20中子带调谐与脉冲特性化的 信号So(t)而输出。
虽然已详细描述了本发明及其优点，但应理解，在不违背由所附权利要求 及其等效文件所限定的本发明的精神与范围的条件下，可能作出各种变化、替 代与更改。