D类音频放大器装置 |
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| 申请号 | CN201620502668.0 | 申请日 | 2016-05-27 | 公开(公告)号 | CN205961068U | 公开(公告)日 | 2017-02-15 |
| 申请人 | 意法半导体股份有限公司; | 发明人 | E·博蒂; M·莱蒙迪; | ||||
| 摘要 | 一种D类音频 放大器 装置，包括 电路 (30；50)，该电路(30；50)用于读取由该放大器向负载级，该末级包括全H桥(11)，该全H桥(11)包括第一半桥(12)和第二半桥(22)；所述电路(30；50)被配置成用于通过在接通周期期间测量其漏极-源极 电压 (VDSLP)读取由至少一个功率晶体管(13b，23b)供应的 电流 (IOUTP，IOUTM)来估计所述负载电流(ILOAD)，该至少一个功率晶体管(13b，23b)特别是所述第一半桥(12)或第二半桥(22)的低侧晶体管。(15)供应的负载电流(ILOAD)，所述放大器包括末 | ||||||
| 权利要求 | 1.一种D类音频放大器装置，其特征在于，包括电路(30；50)，所述电路(30；50)用于读取由所述放大器装置向负载(15)供应的负载电流(ILOAD)，所述放大器包括末级，所述末级包括H桥(11)，所述H桥(11)包括第一半桥(12)和第二半桥(22)，用于读取负载电流(ILOAD)的所述电路(30；50)被配置成用于通过在所述第一半桥(12)或所述第二半桥(22)的至少一个功率晶体管(13b，23b)的接通周期期间测量漏极-源极电压(VDSLP)读取由所述半桥(12， |
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| 说明书全文 | D类音频放大器装置技术领域[0001] 本公开内容涉及包括用于读取由放大器向负载供应的电流的电路的D类音频放大器，所述放大器包括末级(final stage)，该末级包括H桥(H bridge)，该H桥包括第一半桥(half-bridge)和第二半桥，用于读取负载电流的所述电路被配置成用于通过在所述第一半桥或所述第二半桥的至少一个功率晶体管(特别地，低侧晶体管)的接通周期(ON period)期间测量漏极-源极(drain-to-source)电压读取由至少一个半桥在输出处供应的电流来估计所述负载电流。 背景技术[0003] 在D类音频放大器中，出于各种原因，诸如扬声器的状态的诊断或向其施加线性化技术，频繁出现需要准确读取末级供应到负载的电流。 [0004] 因为通常不便于求助于昂贵而笨重的外部电路用于电流传感，所以必须求助于通过测量由功率MOSFET供应的电流的内部传感。在低频下，只要在滤波电容器中流动的电流可以忽略不计，则这些电流等于负载电流。 [0005] 就此而言，图1图示了功率音频放大电路的末级的全H桥11。D类放大电路的末级的体系结构本身被本领域技术人员已知，并且一般包括比较器，该比较器将输入信号和由用于向开关控制器供应PWM驱动信号的三角波生成器产生的信号相比较，该开关控制器又控制H桥11的MOSFET的断开和闭合状态，其中，它向H桥11的栅电极供应所述PWM驱动信号。H桥11是全桥，其包括两个半桥：第一 半桥12，其包括高侧功率MOSFET 13a(即，一个连接到电源VDD)和低侧功率MOSFET 13b(即，一个连接到接地GND)，该低侧功率MOSFET 13b向低侧晶体管的漏电极和高侧晶体管的源电极之间公共的第一输出节点OUTP供应第一输出电流IOUTP；和第二半桥22，其包括向第二输出节点OUTM供应第二电流IOUTM的相应的高侧MOSFET 23a和相应的低侧MOSFET 23b。通过对应的LC滤波器14，24向在其上确定负载电流ILOAD扬声器15的输入端子供应桥11的每个半桥12，22的输出电流IOUTP，IOUTM，LC滤波器14，24的函数本身也被D类音频放大器领域的技术人员已知并且没有在本文中进行任何进一步描述。应当指出，在图1中，高侧晶体管是n沟道类型，但是它们还可以是p沟道类型，在这种情况下，在漏电极上检测输出电流。 [0006] 参照图2的电路图和图3的对应的时间曲线图，表示当前用于进行读取负载电流ILOAD的方案。 [0008] 这是经由传感电路30获得，该传感电路30包括用于进行读取低侧晶体管13b的漏极-源极电压VDSLP的前置放大器31，所述前置放大器31经由插在漏极与源极和前置放大器31的相应的引脚之间的每个连接上的驱动保护开关32与到低侧晶体管13b的漏极和源极的两个输入引脚进行连接。这些开关32由保护信号SWPRP驱动，从而保护前置放大器31免受高电压，同时，在前置放大器31的输出上设定的另一采样开关与连接到模拟接地AGND的相应的采样电容器一起构成采样和保持电路33，该采样和保持电路33由驱动电路33的开关的断开和闭合状态的模拟-数字转换器(ADC)34的对应的采样和保持信号SWSH来驱动。 [0009] 在这方面，图3图示了表示作为时间t的函数的第一输出电流IOUTP、漏极-源极电压VDSLP、保护信号SWPRP、以及采样和保持驱 动信号SWSH的曲线图。应当指出，在采样时刻ts采样漏极-源极电压VDSLP，其中，在直流和低频下，它与通过低侧晶体管13b的接通(switch-on)电阻RDSONLP的负载电流ILOAD成比例。 [0010] 而且，在图3中被指定为ta的是高侧MOSFET的关断时刻，例如，13a；和低侧MOSFET的接通时刻，例如，13b。被指定为tb的是低侧晶体管的关断时刻和高侧晶体管的接通时刻。 [0011] 一旦漏极-源极电压VDSLP已经被采样，就从与参照漏极-源极电压VDSREF的比较来获得关于电流的信息。该参照漏极-源极电压VDSREF由参照功率MOSFET 13c(图4中图示)生成，并且电性地且热性地(electrically and thermally)耦合到以已知的长宽比(aspect ratio)和电流递送第一输出电流IOUTP的MOSFET 13b。 [0012] 通过计算漏极-源极电压VDSLP和参照漏极-源极电压VDSREF之间的比值，获得第一输出电流IOUTP，如图4所示，其中被指定为IREF是参照电流生成器16的电流，该参照电流生成器16迫使电流进入MOSFET 13c的漏极。MOSFET 13b和13c的漏极-源极接通电阻被指定为RDSONLP和RDSREF。因此，可以根据如下的这些量来计算输出电流IOUTP： [0013] VDSREF＝RDSREF·IREF [0014] VDSLP＝RDSONLP·(-IOUTP) [0015] IOUTP＝-(IREF·RDSREF/RDSONLP)·VDSLP/VDSREF [0016] 通过图2的传感电路30来测量漏极-源极电压VDSLP和VDSREF，而其它参数是已知的设计参数或者在进一步修整操作之后获得。 [0017] 只参照图2和图3描述的电路会呈现各种限制。 [0018] 如图5的曲线图所示，它表示输出电流IOUTP和由电路30采样的对应的电流ISAMP，采样时刻ts的误差事实上导致了读取误差。理想的是，当LC滤波器14的电感中的纹波的影响为零并且输出电流IOUTP等于负载电流ILOAD的平均值时，漏极-源极电压VDSLP的采样必须进行。如果采样未在该时刻进行，但是在时间Δt之后，由于纹波电流而叠加在信号上的是不希望的电流贡献ΔI，如图5出现，其中所表示 的是电流ILOAD以及电流IIDEAL和ISAMP的两个值，一个在理想采样时间tIDEAL进行评价并且另一个在有效采样时间tSAMP＝tIDEAL+△t进行评价。 [0019] 而且，采样受到末级的饱和(saturation)的限制。 [0020] 当信号增长时，低侧晶体管的占空比减小(该时间间隔由图3的保护信号SWPRP的高电平表示)。当占空比相当于或短于栅极的充电时间、再加上读取电路以及采样和保持电路两者的稳定时间(settling time)时，不再能够进行精确读取电流。参照图3，这意味着其中采样和保持信号SWSH为高的时间间隔太短。为了防止与饱和联系的该问题，超越一定电平信号时，可能选择以切换读取另一半桥上的电流，但是切换到读取另一半桥会伴有招致不连续性的高风险。实用新型内容 [0021] 如先前所讨论的，本文中所描述的实施例的目的是提高根据现有技术的电路的电位。 [0023] 本公开提供了一种D类音频放大器装置，包括电路(30；50)，所述电路(30；50)用于读取由所述放大器装置向负载(15)供应的负载电流(ILOAD)，所述放大器包括末级，所述末级包括H桥(11)，所述H桥(11)包括第一半桥(12)和第二半桥(22)，用于读取负载电流(ILOAD)的所述电路(30；50)被配置成用于通过在所述第一半桥(12)或所述第二半桥(22)的至少一个功率晶体管(13b，23b)的接通周期期间测量漏极-源极电压(VDSLP)读取由所述半桥(12，22)的至少一个半桥在输出处供应的电流(IOUTP，IOUTM)来估计所述负载电流(ILOAD)，所述至少一个功率晶体管(13b，23b)特别地是低侧晶体管，所述放大器装置特征在于：它包括传感电路(50)，所述传感电路(50)包括用于检测来自所述第一半桥(12)的晶体管(13b)的第一漏极-源极电压(VSP)和来自所述第二半桥(22)的对应的晶 体管(23b)的第二漏极-源极电压(VSM)的电路部分(52P，52M；62)，所述传感电路(50)包括：用于计算由所述电路部分(52P，52M；62)检测的所述第一漏极-源极电压(VSP)和所述第二漏极-源极电压(VSM)之间的差异的模块；和用于对所述差异执行求平均运算以获得待被供应到模拟-数字转换器(54)的传感电压值(VSENSE)的模块。 [0024] 根据本公开的一个实施例，用于计算所述第一漏极-源极电压(VSP)和所述第二漏极-源极电压(VSM)之间的所述差异的模块是差分放大器。 [0025] 根据本公开的一个实施例，用于对所述差异执行求平均运算以获得传感电压值(VSENSE)的模块是低通滤波器。 [0026] 根据本公开的一个实施例，用于检测来自所述第一半桥(12)的晶体管(13b)的第一漏极-源极电压(VSP)和来自所述第二半桥(22)的对应的晶体管(23b)的第二漏极-源极电压(VSM)的所述电路部分(52P，52M；62)包括在以下两者之间设定的相应的保护开关(52P，52M)：所述第一半桥(12)和所述第二半桥(22)的所述晶体管的漏极节点和源极节点、以及用于计算所检测的所述第一漏极-源极电压(VSP)和所检测的所述第二漏极-源极电压(VSM)之间的所述差异的模块的输入。 [0027] 根据本公开的一个实施例，用于检测来自所述第一半桥(12)的晶体管(13b)的第一漏极-源极电压(VSM)和来自所述第二半桥(22)的对应的晶体管(23b)的第二漏极-源极电压(VSP)的所述电路部分(52P，52M；62)包括传感网络(62)和传感电阻(RSP)，所述传感网络(62)包括辅助晶体管(64)，所述辅助晶体管(64)的源极和漏极分别连接到所述第一半桥或所述第二半桥的相应的晶体管(13b，23b)的栅极和漏极；所述传感电阻(RSP)在所述辅助晶体管(64)的源极和对应的半桥(12，22)的接地(GNDP)之间。 [0028] 根据本公开的一个实施例，所述传感电阻(RSP)的尺寸被设计成使得它的值比所述辅助晶体管(64)的接通电阻(RDSONAUXP)高很多， 以使得所述辅助晶体管(64)的接通电阻(RDSONAUXP)和所述传感电阻(RSP)的总和大致等于所述传感电阻(RSP)。 [0029] 根据本公开的一个实施例，所述传感电阻(RSP)的尺寸被设计成使得它的值比所述辅助晶体管(64)的接通电阻(RDSONAUXP)低很多，以使得所述辅助晶体管(64)的接通电阻(RDSONAUXP)和所述传感电阻(RSP)的总和大致等于所述接通电阻(RDSONAUXP)。 [0030] 根据本公开的一个实施例，所述放大器装置包括生成参照漏极-源极电压(VDSREF)的参照功率MOSFET(13c)，所述参照功率MOSFET电性地和热性地耦合到以已知的长宽比和电流递送输出电流(IOUTP)的所述功率晶体管(13b)。 [0031] 各种实施例可以设想所描述的放大器装置包括传感电路，该传感电路包括用于检测来自第一半桥的晶体管的第一漏极-源极电压和来自第二半桥的对应的晶体管的第二漏极-源极电压的电路部分，所述传感电路包括： [0032] 用于计算由所述电路部分检测的所述第一漏极-源极电压和所述第二漏极-源极电压之间的差异的模块；和 [0033] 用于对所述差异执行求平均运算以获得待被供应到模拟-数字转换器的传感电压值的模块。 [0034] 各种实施例可以设想，用于计算所述第一漏极-源极电压和所述第二漏极-源极电压之间的差异的模块是差分放大器。 [0035] 各种实施例可以设想，用于对所述差异执行求平均运算以获得第二传感电压值的模块是低通滤波器。 [0036] 各种实施例可以设想，用于检测来自第一半桥的晶体管的第一漏极-源极电压和来自第二半桥的对应的晶体管的第二漏极-源极电压的所述电路部分包括：在第一半桥和第二半桥的晶体管的漏极和源极节点与用于计算所检测的所述第一漏极-源极电压和所检测的所述第二漏极-源极电压之间的差异的所述一个模块的相应的输入之间设定的相应的保护开关。 [0037] 各种实施例可以设想，用于检测来自第一半桥的晶体管的第一漏 极-源极电压和来自第二半桥的对应的晶体管的第二漏极-源极电压的所述电路部分包括：相应的传感网络，该传感网络包括辅助晶体管，该辅助晶体管的源极和漏极分别连接到第一半桥或第二半桥的相应的晶体管的栅极和漏极；和传感电阻，该传感电阻在辅助晶体管的源极和对应的半桥的接地之间。 [0038] 各种实施例可以设想，所述传感电阻的尺寸被设置成使得它具有的值比辅助晶体管的接通电阻高很多，诸如以使辅助晶体管的接通电阻和传感电阻的总和大致等于传感电阻。 [0039] 各种实施例可以设想，所述传感电阻的尺寸被设置成使得它具有的值比辅助晶体管的接通电阻低很多，诸如以使辅助晶体管的接通电阻和传感电阻的总和大致等于接通电阻。 [0040] 各种实施例可以设想，所述装置包括生成参照漏极-源极电压的参照功率MOSFET，该参照功率MOSFET电性地和热性地耦合到以已知的长宽比和电流递送输出电流的功率晶体管。 [0041] 各种实施例可以针对提供用于读取由D类音频放大器向负载供应的负载电流的方法，该方法包括：检测来自第一半桥的晶体管的第一漏极-源极电压和来自第二半桥的对应的晶体管的第二漏极-源极电压；计算所检测的所述第一漏极-源极电压和所检测的所述第二漏极-源极电压之间的差异，并且对所述差异执行求平均运算以获得待被供应到模拟-数字转换器的传感电压值。附图说明 [0042] 现在，参照附图，仅通过示例对各种实施例进行描述，其中： [0043] 图1至图5先前已经被描述； [0044] 图6是所描述的放大器装置的传感电路的示意性图示； [0045] 图7和图8示出了使用图6的传感电路的放大器装置的数量的时间曲线图； [0046] 图9是图6的传感电路的变型实施例的示意性图示； [0047] 图10示出了使用图9的传感电路的放大器装置的数量的时间曲 线图； [0048] 图11示出了根据第一操作配置的图9的传感电路；和 [0049] 图12示出了根据第二操作配置的图9的传感电路。 具体实施方式[0050] 在随后的描述中，提供许多具体细节以便能够最大理解通过示例提供的实施例。该实施例可以用或不用具体细节来实施，或者用其它方法、组件、材料等实施。在其它情况下，公知的结构、材料或操作没有被图示或详细进行描述，以使实施例的各个方面不会被模糊。在本说明书的过程中，对“一实施例”或“一个实施例”的参照意味着结合实施例描述的特定特征、结构或特点被包括在至少一个实施例中。因此，可能在本说明书的各种点中存在的诸如“在一实施例中”、“在一个实施例中”等之类的短语不一定是指一个且同一个实施例。而且，特定特征、结构或特点可以在一个或多个实施例中以任何方便的方式进行组合。 [0051] 本文中提供符号和参照仅仅是为了方便读者，并不限定实施例的范围或含义。 [0052] 本文中所描述的方案背后的想法是利用两个半桥的电流的信息，并且因此检测到第一漏极-源极电压(优选地，来自第一半桥的低侧晶体管)、和来自第二半桥的对应的低侧晶体管的第二漏极-源极电压。采样操作被替换为对例如经由差分放大器获得的所检测的第一漏极-源极电压和所检测的第二漏极-源极电压之间的差异求平均以获得待被供应到模拟-数字转换器的传感电压值的操作。求平均操作优选地经由在其接通周期期间H桥的存在于MOSFET(例如，低侧MOSFET)上的信号和在其接通周期期间存在于另一半桥的对应的晶体管上的信号之间的前述差异的低通滤波来进行。 [0053] 在对低侧功率晶体管执行传感的情况下的操作参照图6、图7和图8进行描述。 [0054] 图6示出了框图，其中，传感电路50包括差分前置放大器51， 差分前置放大器51的输入引脚通过开关52P被连接，第一个连接到低侧MOSFET 13b的漏极并且第二个连接到低侧MOSFET 13b的源极；并且通过开关52M，第一个连接到半桥22的低侧MOSFET 23b的漏极并且第二个连接到半桥22的低侧MOSFET 23b的源极。在开关52P和52M的下游形成相应的第一和第二传感电压VSP和VSM，该第一和第二传感电压VSP和VSM与供应到前置放大器51的差分输入的所检测到的漏极-源极电压相对应。连接到第一半桥12的开关52P由类似于图3的保护信号SWPRP驱动，而第二开关52M经由具有接通状态的保护信号SWPRM驱动，其在异相(out-of-phase)调制(图7)的情况下是互补的，而在同相(in-phase)调制(图8)的情况下，无论如何与相应的低侧晶体管(第二半桥的taM)的接通间隔一致。因此，保护开关52P和52M表示用于经由在前置放大器51的第一半桥12和第二半桥22的晶体管的漏极和源极节点之间设定的相应的保护开关52P、52M来检测来自第一半桥12的晶体管13b的第一漏极-源极电压VSP和来自第二半桥22的对应的晶体管23b的第二漏极-源极电压VSM的电路部分或网络。该前置放大器51提供了用于计算所检测的第一漏极-源极电压VSP和所检测的第二漏极-源极电压VSM之间的差异的模块。 [0055] 连接到前置放大器51的输出的是低通滤波器53，在其输出处形成所得传感电压VSENSE。低通滤波器53还可以集成在差分放大器51中并且因此不是被级联(cascaded)到其上的块。低通滤波器53提供了用于执行上述差异的连续时间求平均以获得待被供应到模拟-数字转换器54的传感电压值VSENSE的模块。 [0056] 在这方面，在图7和图8中图示的是表示作为时间t的函数的第一输出电流IOUTP、第二输出电流IOUTM、第一传感电压VSP、第二传感电压VSM、以及第一传感电压和第二传感电压之间的差异VSM-VSP的曲线图。图7示出了用于异相调制的波形，并且图8示出了用于同相调制的波形。应当指出，对于同相情况和异相情况两者，通过放大比值与所得传感电压VSENSE相对应的上述差异VSM-VSP通过低通滤波 器53确定值为Vs的平均传感信号。因此，传感电路50提供连续时间读取方法，其只要求平均操作消除了LC滤波器14或24的有限电感中的电流的平均值为零的纹波的贡献，就能够使准确度更高。 [0057] 应当指出，即使在图1的电路11中不存在LC滤波器14或24的情况(一种消除了频带限制的方案，只要该修改使负载电流ILOAD不是仅在低频下等于第一输出电流IOUTP并且等于第二输出电流的负值-IOUTM)下，还可以读取电流。 [0058] 用于占空比值高的读取系统的饱和本质上得以消除。 [0059] 最后，能够消除用于生成采样和保持电路(图2中的SWSH)的信号的电路。 [0060] 图9图示了用于生成待被供应到前置放大器51的差分输入的第一传感电压VSP和第二传感电压VSM的优选备选实施例，其设想用图9中示出的相应的传感网络62来替换每个开关52P和52M。该传感网络62包括与晶体管13b或23b类型相同的辅助晶体管64，通常具有合适的缩放比值，其保证了与对应的低侧晶体管13b或23b热性地匹配。缩放比值被选择作为区域占用和匹配之间的折衷。MOSFET 13b或23b和辅助晶体管62之间的面积比值(或RDSON比值)越小，通常匹配就更好。参照在下文中所提及的，当需要以分割(partition)模式操作时，这是有效的。在这种情况下，与以传感模式操作相反，一旦在下文中再次进行描述，MOSFET 13b或23b和辅助晶体管62之间的良好耦合就不再是必要的。 [0061] 辅助晶体管64的栅极和漏极分别连接到低侧晶体管13b的栅极和漏极。尺寸例如如以下所描述的被设置成获得两个不同的操作模式的传感电阻RSP被设置为在辅助晶体管64的源极和半桥12的接地GNDP之间。两个半桥的各自的传感电阻RSP和RSM和前置放大器51之间可能插入另一放大级。 [0062] 由于添加的传感网络62，在低侧晶体管13b的关断步骤期间，传感信号VSP和VSM的值为0V，而不是电源电压VDD的值，如与参考图7和图8所描述的操作兼容的图10所表示的，其示出了作为时间t 的函数的第一输出电流IOUTP和第一传感电压VSP。 [0063] 作为进一步的优点，读取电子装置被自动保护免受高电压，因此，没有必要求助于进一步的保护电路，即，开关52P和52M。 [0064] 根据辅助晶体管64的接通电阻RDSONAUXP和传感电阻RSP之间的相互定尺寸，可以选择考虑到用于图9的电路的两种不同的操作模式，有： [0065] RDSONLP< [0066] VSP＝-IOUTP·(RDSONLP·RSP)/(RDSONLP+RDSONAUXP+RSP)≈ [0067] -IOUTP·(RDSONLP·RSP)/(RDSONAUXP+RSP) [0068] 在第一传感模式下，传感电阻RSP的尺寸被设置成使得它具有的值比辅助晶体管64的接通电阻RDSONAUXP高很多，特别地诸如以表达传感电压VSP的上文出现的关系使辅助晶体管64的接通电阻RDSONAUXP和传感电阻RSP的总和大致等于传感电阻RSP。这样，第一传感电压VSP大致等于-IOUTP·RDSONLP，并且进行低侧晶体管13b的漏极-源极电压VDSLP的传感。 [0069] 在第二分割模式下，传感电阻RSP的尺寸被设置成使得它具有的值比接通电阻RDSONAUXP低很多，特别地诸如以表达传感电压VSP的上文出现的关系使辅助晶体管64的接通电阻RDSONAUXP和传感电阻RSP的总和大致等于接通电阻RDSONAUXP。这样，第一传感电压VSP大致等于-IOUTP·(RDSONLP/(RDSONAUXP)·RSP)，并且因此对第一输出电流IOUTP的已知值的分割进行传感操作。 [0070] 当然，类似论据以双方式适用于到第二半桥22的低侧晶体管23b。 [0071] 更详细地，参照图11的图，在第一传感模式下，对低侧晶体管13b的漏极-源极电压VDSLP进行测量。 [0072] 为了获得电流信息，如参照图4所描述的，根据以下关系式必须比较低侧晶体管13b的所测量的漏极-源极电压VDSLP与从已知电流(在耦合到低侧晶体管13b的参照MOS晶体管13c中流动的参照电流IREF)中产生的参照电压VDSREF： [0073] IOUT≈-(IREF·(RDSREF/RDSONLP))·(VSP/VDSREF) [0074] 其中，(IREF·(RDSREF/RDSONLP))是其值是已知的设计值的术语，并且值(VSP/VDSREF)是其值被测量的术语。更具体地，(VSP/VDSREF)是仅比值被测量的术语，例如，使用ADC，其中，全缩放(full-scale)由参照漏极-源极电压VDSREF调节，并且要被转换的电压是传感电压VSP，从而使转换器的输出实际上仅取决于这两个值之间的比值。 [0075] 上述第一传感模式呈现以下优点： [0076] -低侧晶体管13b(或23b)和辅助晶体管64之间不需要热性地匹配； [0077] -布局被简化； [0078] -要被放大的信号是只要低侧晶体管的漏极-源极电压VDSLP未被分割就可用的最大信号；和 [0079] -读取电子装置被简化。 [0080] 由于作为电流的函数的低侧晶体管漏极-源极电压VDSLP的非线性会导致读取的非线性，所以在相对低的漏极-源极电压的情况下，优选第一传感模式，其中，非线性的影响是微不足道的。 [0081] 参照图12的图，在第二分割模式下，对在低侧晶体管13B中流动的电流的分割进行测量。 [0082] 为了获得电流信息，根据以下关系式必须比较传感电压VSP和由在耦合到传感电阻RSP的(即，连接在参照电流IREF的生成器和其上有参照电压降VREF的接地GNDP之间的)参照电阻17中流动的已知电流IREF构成的参照值RREF： [0083] IOUT≈-(IREF·(RREF/RSP)·(RDSONAUXP/RDSONLP))·(VSP/VREF), [0084] 其中，(IREF·(RREF/RSP)·(RDSONAUXP/RDSONLP))是其值是已知的设计值的术语，并且(VSP/VREF)是其值或它们的比值被测量的术语。应当指出，为了获得与温度和工艺无关的IOUT的测量值，测量值必须取决于相同类型的电阻比例，以使工艺或温度变化抵消，测量值仅达到面积比值。因此，RREF/RSP是两个电阻器的值之间的比值，RDSONAUXP/RDSONLP是欧姆区中的两个MOSFET的值之间的比值(传感 电阻RSP必须比低侧晶体管13b的接通电阻RDSONLP低很多，以使功率MOSFET 13b和辅助MOS晶体管62尽可能在相同的条件下(即，相同的栅极-源极电压VGS和相同的漏极-源极电压VDS)工作)。 [0085] 与第一模式相比较，该第二分割模式呈现的优点是，低侧晶体管的漏极-源极电压的非线性的效果是有限的，并且因此测量值可能非常线性。 [0086] 另一方面，低侧晶体管(例如，13b)和辅助晶体管64之间需要精确的热性的和电性的匹配，从而保证良好控制的分割。出于这个原因，功率晶体管的布局更为复杂。在传感电阻RSP和RREF之间还需要有良好的热性的和电性的匹配。传感电阻RSP可能具有非常小的值，以便与辅助开关的电阻相比较，可以忽略不计，这可能导致传感电阻的复杂布局，而要被放大的信号可能非常小，因此使读取电子装置更为关键。 [0087] 因此，在漏极-源极电压的非线性的效果是不能接受的情况下，优选第二分割模式。相反，在任何情况下，第一传感模式在布局的复杂性和读取电路的简洁性方面呈现优点。 [0088] 因此，所描述的解决方案的优点从前面的描述清楚地显现出来。 [0089] 本文中所描述的包括用于读取由放大器向负载提供的电流的电路的D类音频放大器有利地提供一种连续时间读取方法，其只要求平均操作消除了LC滤波器的有限电感中的电流的平均值为零的纹波的贡献，就能够使准确度更高。 [0090] 而且，该放大器有利地使得即使在不存在所述LC滤波器的情况下，也能够读取电流，从而消除了频带限制。 [0091] 更进一步地，该放大器有利地使得占空比值高的读取系统的饱和能够本质上得以消除。 [0092] 最后，该放大器有利地使得用于生成用于采样和保持电路的信号的电路得以消除。 [0093] 另外，使用所描述的放大器的传感网络使得能够自动保护读取电子装置免受高电压。 [0094] 而且，有利地，经由传感电阻的简单定尺寸，传感网络易于被配置成以具有简单布局和读取电子装置的传感模式使用，或者以对非线性行为不太敏感的分割模式使用。特别地，消除了测量值取决于在其上获得输出电流的半桥的MOSFET的漏极-源极电流-电压特点的非线性。 [0095] 当然，在不影响本实用新型的原理的情况下，细节和实施例可以相对于本文中已经纯粹通过示例描述的细节和实施例进行变化，甚至显著变化，没有由此偏离在所附权利要求中定义的保护范围。 [0096] 本文中所描述的包括用于读取由放大器装置向负载供应的负载电流的电路的D类音频放大器装置可以设想，为了估计负载电流，读取通过在高侧(n沟道或p沟道)功率MOSFET的接通周期期间测量漏极-源极电压(VDSLP)(而非对低侧那些进行测量)由半桥在输出处供应的电流，即使一般情况下更方便使用参照接地(而非参照电源电压的电路)的电路操作。在高侧p沟道晶体管的情况下，使用互补等同方案，而源极连接到电源电压。 |
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