Dispositif de test de l'impédance d'une ligne de puissance et son application au test d'amorces de moyens pyrotechniques

L'invention concerne un dispositif de test de l'impédance d'une ligne de puissance et son application au test d'amorces de moyens pyrotechniques à mise à feu électrique.

Il existe de nombreux circuits électroniques dans lesquels une charge électrique doit pouvoir être alimentée sous un courant nominal élevé, par exemple de quelques ampères à quelques dizaines d'ampères, par l'intermédiaire d'un étage de puissance. Si l'impédance de la ligne de puissance constituée par la connexion série de l'étage de puissance avec la charge électrique est trop élevée, la source d'alimentation électrique en courant ou en tension ne sera pas toujours en mesure de faire circuler dans la charge le courant nominal ou, à tout le moins, un courant minimal susceptible de provoquer l'effet recherché par l'alimentation de la charge.

Dans un certain nombre d'applications ce défaut peut avoir de graves conséquences et il convient de s'assurer préalablement que l'impédance de la ligne de puissance ne dépasse pas une valeur prédéterminée et, corrélativement, que sa continuité électrique est bien assurée.

EP-A-0061 860 décrit un appareil et un procédé pour tester un module détonant dont la mise à feu est assurée en l'alimentant sous un courant alternatif d'intensité donné par l'intermédiaire d'un transformateur.

Le courant de test doit être également alternatif et d'une intensité suffisante pour permettre une mesure précise de l'impédance du module détonant. Un test sous un courant alternatif de fréquence donnée et d'amplitude constante nécessiterait une source d'alimentation électrique de capacité et d'encombrement excessifs pour un appareil censé être portable. L'appareil comporte en conséquence un condensateur qui, lors du test d'un module détonant, est préchargé à une tension prédéterminée. La décharge du condensateur engendre entre les bornes du primaire du transformateur un pic de tension qui est représentatif de l'impédance du module détonant.

Toutefois, la solution décrite à ce document n'est pas transposable au test -----> de lignes de puissances électriques -----> alimentées en courant continu. Or, en dehors de toute considération de capacité ou d'encombrement de la source d'alimentation électrique, il n'est pas toujours possible de tester une ligne de puissance sous un courant continu élevé, soit par ce que la charge est un organe consommable (par exemple une amorce d'un élément pyrotechnique), soit encore parce que l'effet direct ou indirect (électrique, magnétique, thermique, mécanique, etc...) qui en résulterait est incompatible, pour des raisons de sécurité ou autres, avec les conditions du test. D'autre part, la charge électrique ne peut pas toujours être testée indépendamment de l'étage de puissance, ne serait-ce qu'en raison de son inaccessibilité.

Ces différentes contraintes font qu'il est nécessaire de disposer d'un dispositif permettant de tester sous un faible courant continu l'impédance d'une ligne de puissance comprenant une charge électrique connectée à un étage de puissance susceptible de l'alimenter sous un courant continu nominal élevé.

Cette nécessité, et les difficultés rencontrées, seront illustrées à propos du test d'une amorce de cartouche à mise à feu électrique. Une telle amorce comporte de façon connue l'assemblage d'une charge électrique, c'est-à-dire une résistance de chauffe, et d'une petite pastille pyrotechnique apte à détoner en cas d'échauffement suffisant. On note que des échauffements excessifs, mais inférieurs à l'échauffement minimal provoquant la détonation, peuvent créer peu à peu une sorte de fatigue chimique de la pastille, ce qui introduit alors des dérives de ses caractéristiques de détonation relativement à celles qu'elle avait initialement. Une telle détérioration est appelée ci-après "flegmatisation".

La demande de brevet français FR-A-2 611 883, déposée le 4 mars 1987 par la Demanderesse et plubliée après la date de priorité de la présente demande, décrit un dispositif et un procédé de tir sélectif de cartouches pour aéronef ou autre appareil. Ce dispositif comprend des chargeurs modulaires contenant chacun plusieurs cartouches et des circuits électroniques assurant la gestion du chargement en cartouches et la distribution sélective des ordres de mise à feu aux amorces des différentes cartouches. A cet effet, ces circuits construisent des tables de tir contenant uniquement les adresses des cartouches dont la ligne de tir comprenant un étage de puissance et une amorce est correcte. Chaque ligne de tir doit donc avoir été testée lors de l'initialisation du dispositif et/ou préalablement à l'ordre de mise à feu de la cartouche.

On a représenté à la figure 1 un circuit électrique simplifié de l'art antérieur faisant partie des connaissances générales de l'homme de métier, comprenant une amorce symbolisée par une résistance de charge Rc, un étage de puissance T2 constitué de deux transistors montés en circuit de Darlington entre une source d'alimentation en courant SC et la charge Rc, et un transistor de commutation T1 permettant la sélection de la ligne de tir à partir des circuits électroniques du dispositif de tir sélectif précité. La base du transistor T1 est attaquée par l'intermédiaire d'une résistance Rb1, son émetteur est connecté à la masse par l'intermédiaire d'une résistance Re et son collecteur est connecté à la base du circuit de Darlington T2 par l'intermédiaire d'une résistance Rb2.

L'impédance de la ligne de tir pourra être déterminée en mesurant la tension Vm à ses bornes lorsqu'un courant continu de test Im lui est injecté par la source de courant SC. On a :$$\text{Vm = Vr + Vce2 = RcIc + Vce2 (circuit de sortie)}$$$$\text{Vm = 2Vbe + Vcel + Rb2Ib2 + ReIe (circuit d'entrée)}$$ avec, Im étant l'intensité à la source SC :$$\text{Im = (βT2 + 1) Ib2}$$$$\text{Ic = Im - Ib2}$$$$\text{Ie = Ib1 + Ib2}$$

βT2 étant le gain en courant du circuit de Darlington.

Pour que la mesure de Vm soit significative, il faut que ses variations soient fonction de la valeur de la résistance de la charge (amorce) Rc. Cela signifie que le test (mesure de Vm) ne pourra se faire que lorsque le transistor T2 (circuit de Darlington) est saturé. On a alors :$$\text{Vm (entrée) = 2Vbe + Vce1sat + Rb2Ib2 + Re(Ib1+Ib2)}$$$$\text{Vm (sortie) = Vce2sat + RccIc, d'où :}$$$$\text{Rcc =}\frac{\text{2Vbe+Vce1sat+Rb2Ib2+Re(Ib1+Ib2)-Vce2sat}}{\text{Ic}}$$

Rcc étant la valeur de la résistance de charge qui, pour un courant Ic donné, porte le transistor T2 à saturation.

Dans un exemple spécifique de réalisation où l'on utilise une amorce de type "1A1W 5 minutes non feu", le courant de test maximal autorisé permettant d'éviter la flegmatisation de l'amorce est une courant continu de 50 mA. Si l'on utilise pour les transistgors T1 et T2 les composants 2N2222A et BDX64C dont les caractéristiques fournies par les constructeurs sont les suivantes :

Vce1sat = 0,1V

2VbcT2 = 1,2V

Vce2sat = 0,8V

βT2 = 100

Si l'on reporte ces valeurs dans l'expression 8, on obtient : Rcc # 10Ω.

Or, le courant minimal qui doit traverser une amorce du type précité pour assurer sa mise à feu est de 3A. Dans le cas où la tension électrique disponible est de 24V, on constate qu'une voie de tir ne pourra être déclarée opérationnelle que si la valeur de l'impédance de la ligne de tir est au plus égale à 8 Ω.

Le résultat précédent permet de conclure qu'il sera impossible, sous un courant continu de 50 mA, de mesurer une valeur inférieure à 8 Ω pour ce type de montage.

L'invention vise à fournir un dispositif de test d'une ligne de puissance qui permette de surmonter cette difficulté.

A cet effet, elle a pour objet un dispositif de test en courant continu de l'impédance d'au moins une ligne de puissance, chaque ligne comprenant une charge électrique connectée à un étage de puissance susceptible de l'alimenter sous un courant continu nominal élevé, caractérisé en ce qu'il comprend :

• des moyens générateurs de courant constant aptes à faire circuler dans chaque ligne un courant continu de test de faible valeur par rapport au courant nominal,
• un dipôle électrique connecté dans chaque ligne de puissance pour engendrer une tension de décalage sensiblement constante lorsque ladite ligne de puissance est parcourue par le courant continu de test ou le courant nominal, ladite tension de décalage s'ajoutant à la chute de tension aux bornes de la charge pour porter l'étage de puissance à saturation lorsque la charge est parcourue par le courant continu de test,
• des moyens de mesure de la chute de tension aux bornes de chaque ligne de puissance, et
• des moyens d'exploitation du résultat de ladite mesure de tension.

D'autres caractéristiques et avantages de l'invention résulteront de la description qui va suivre d'un mode de réalisation donné uniquement à titre d'exemple et illustré par les dessins annexés sur lesquels :

• la figure 1 est un schéma électrique d'un étage de puissance suivant l'état de la technique ;
• la figure 2 est un schéma analogue à celui de la figure 1 représentant un étage de puissance modifié conformément à l'invention ;
• la figure 3 est un graphique illustrant l'effet original obtenu au moyen du circuit modifié de la figure 2 ;
• la figure 4A est un schéma synoptique d'un dispositif permettant le test d'une pluralité de lignes de puissance adressables sélectivement :
• la figure 4B est une vue analogue à la figure 4A d'un dispositif de test suivant une variante de réalisation ; et
• la figure 5 est un schéma synoptique plus détaillé du circuit de test proprement dit des figures 4A et 4B.

L'étage du puissance 10 de la figure 2 est similaire à celui de la figure 1. Il comprend un circuit de Darlington T2 constitué de deux transistors PNP. L'émetteur de T2 est connecté à une source d'alimentation en courant SC et sa base est connectée au collecteur d'un transistor de commutation T1 par l'intermédiaire d'une résistance Rb2. L'émetteur du transistor T1 est connecté à la masse par l'intermédiaire d'une résistance Re et sa base est attaquée par un circuit d'adressage (non représenté) à travers une résistance Rb1.

A la différence du circuit de la figure 1, le collecteur de T2 est connecté à la charge électrique Rc par l'intermédiaire d'une diode de puissance D.

Les courants et tensions présents en différents points du circuit ont été représentés sur la figure 2 et l'on supposera que les composants électriques utilisés sont identiques à ceux de circuit de la figure 1.

Compte tenu du la présence de la diode D qui introduit une tension de décalage VD, la formule (7) exprimant la valeur de la tension Vm du côté de la sortie de l'étage de puissance se trouve modifiée comme suit :$$\text{Vm (sortie) = Vce2sat + VD + RccIc.}$$

L'expression (8) devient alors :$$\text{Rcc =}\frac{\text{2Vbe+Vce1sat+Rb2Ib2+Re(Ib1+Ib2)-Vce2sat-VD}}{\text{Ic}}$$

Si l'on reporte les valeurs numériques précitées dans l'expression 10, on constate qu'il est désormais possible, pour une résistance Rcc d'environ 8Ω, d'obtenir la saturation du circuit T2 si la tension de déclage VD est au moins égale à 0,1V environ.

Ce phénomène sera mieux compris en examinant le graphique de la figure 3 où l'on a tracé, pour un courant continue Ic donné, l'évolution de la tension Vm de sortie de l'étage de puissance et de la tension RcIc aux bornes de la charge Rcen fonction de l'impédance de cette dernière.

En l'absence de la diode D, la tension de sortie Vm reste constante tant que Rc est inférieure à une valeur Rcc telle que la différence entre la tension Vm et la tension RcIc est égale à la tension de saturation Vce2sat de T2. Pour les valeurs supérieures de Rc, Vm varie linéairement avec Rc.

En présence d'une tension de décalage VD, la saturation du circuit T2 est atteinte pour une valeur inférieure R′cc de la charge Rc : la tension de sortie de l'étage de puissance présente alors l'allure représentée par la courbe V′m en traits mixtes.

La mesure de la tension de sortie Vm, V′m n'étant le reflet de l'impédance de la ligne de puissance que lorsque la saturation de T2 est atteinte, on observe que pour un courant Ic donné, le circuit modifié de la figure 2 permet une telle mesure pour des valeurs plus faibles de la résistance de charge Rc.

Dans l'exemple numérique précité, on a calculé que la valeur minimale de la tension de décalage VD était de 0,1 V. En réalité, compte tenu de la dispersion intrinsèque des caractéristiques des composants et de leur dispersion liée à la température, cette valeur devra être supérieure pour assurer que la mesure sous faible courant continu a bien lieu dans la zone de variation linéaire de Vm en fonction de Rc. De plus, pour que la mesure effectuée sous le faible courant de mesure Im soit une image fidèle de l'impédance de la ligne de puissance, il est nécessaire que la tension de décalage introduite par le dipôle intercalé dans le circuit collecteur de T2 demeure sensiblement inchangée lorsque cette ligne est parcourue par le courant nominal élevé (au moins 3 ampères) destiné à assurer la mise à feu de l'amorce Rc.

C'est la raison pour laquelle une diode de puissance est particulièrement bien adaptée, car elle engendre une tension de décalage de l'ordre de 0,6 à 0,8 V pour des courants allant de quelques dizaines de milliampères à plusieurs ampères. Néanmoins, l'invention n'est pas limitée à ce type de composant et tout autre dipôle électrique susceptible d'engendrer une tension de décalage sensiblement constante de l'ordre de grandeur voulu serait parfaitement approprié.

On notera également que la diode D pourrait être connectée, non pas entre le circuit T2 et la charge Rc, mais entre la charge Rc et la masse.

Cette seconde configuration présente l'avantage de ne nécessiter qu'une seule diode pour le test d'un certain nombre de lignes de puissance en parallèle, au moyen d'un circuit de test unique 20 comme représenté à la figure 4A.

Toutefois, il peut être préférable de prévoir une diode Di associée à chaque charge Rci si, par exemple, la configuration d'ensemble des circuits ne permet pas de disposer d'une bonne masse commune. La diode Di peut être connectée entre l'étage de puissance et la charge comme représenté à la figure 4B, ou entre la charge et la masse. Malgré la multiplication du nombre de diodes Di, cette configuration peut également se justifier si la technologie de fabrication utilisée (circuits hybrides par exemple) permet d'intégrer dans le même substrat l'étage de puissance 10i et la diode correspondante Di.

Les dispositifs des figures 4A et 4B ne diffèrent que par la position et le nombre de diodes utilisées, ils feront l'objet d'une description commune.

Le circuit de test 20, comprenant la source de courant SC, est connecté en parallèle à tous les étages de puissance 10_{l...10i... 10n} qu'il convient de tester. On supposera dans la suite que les étages de puissance 10i, les charges Rci et les diodes Di ont les mêmes caractéristiques intrinsèques dans chaque ligne de puissance Ll....Li....Ln et qu'on y fait circuler le même courant continu de test Im. Le circuit de test 20 présente une entrée E de commande de test et une sortie S de lecture de la réponse au test.

Les blocs 21 et 22 représentés pour mémoire figurent respectivement un circuit générateur du courant continu nominal d'alimentation des charges Rci et un circuit d'adressage des étages de puissance 10_{l...10i...10n}. Le circuit d'adressage 22 sélectionne l'adresse de l'entrée Ai de l'étage de puissance 10i qu'il convient de tester ou d'alimenter sous le courant nominal.

Dans une forme de réalisation particulièrement simple de l'invention, le circuit de test 20 comprend la source de courant SC et un circuit de mesure de la tension Vm. Le test est déclenché en appliquant une commande appropriée à l'entrée E et en sélectionnant l'adresse de l'étage du puissance faisant partie de la ligne de puissance Ll....Li....Ln dont il convient de mesurer l'impédance. Celle-ci est fournie par la mesure de la tension Vm entre le point P et la masse.

De préférence, la tension mesurée Vm est comparée à une valeur de seuil prédéterminée et le résultat de cette comparaison permet ou non de valider la ligne de puissance testée. Les circuits générateurs d'une valeur de seuil et de comparaison peuvent faire partie du circuit de test 20 ou être extérieurs à celui-ci. Dans le premier cas, la sortie S délivre alors un signal susceptible de prendre l'un ou l'autre de deux états logiques suivant le résultat de la comparaison.

Les opérations d'alimentation de la charge sous le courant continu de test Im, de mesure de la tension Vm et éventuellement de comparaison sont répétées pour chaque ligne de puissance à tester.

Néanmoins, la dispersion intrinsèque des caractéristiques des composants ainsi que leur dispersion liée à la température fait que la précision de la mesure obtenue par cette forme simplifiée de réalisation ne sera pas suffisante dans certaines applications. On pourra alors recourir à un circuit de test mettant en oeuvre une mesure différentielle et dont un exemple de réalisation est donné à la figure 5.

Cette mesure sera effectuée par une variation du courant continu de test Im dans un temps très court (quelques microsecondes), ce qui permettra de considérer la température des composatns comme constante. Si l'on reprend l'étage de puissance de la figure 2, on a le système d'équation suivant :$$\text{Vm1 = (Vce2sat)1 + VD1 + RcIm1}$$$$\text{Vm2 = (Vce2sat)2 + VD2 + RcIm2}$$

Si on choisit Im2>Im1, on a :$$\text{Rc =}\frac{\text{ΔVm - (ΔVce2sat + ΔVD)}}{\text{ΔIm}}\text{, où :}$$ ΔIm = Im2 - Im1, est la variation connue du courant de test,

ΔVm = Vm2 - Vm1, est la variation de la tension Vm mesurée aux bornes de la ligne de puissance testée,

ΔVce2sat est la variation de la tension de saturation du circuit T2 pour la variation de courant ΔIm,

ΔVD est la variation de la tension de décalage de la diode D pour la variation de courant ΔIm.

ΔVce2 et ΔVD sont fonction des composants utilisés et seront à déterminer une fois pour toutes.

A titre d'exemple, pour les valeurs numériques envisagées précédemment à propose des figures 1 et 2, le bon fonctionnement de l'étage de puissance 10 est assuré pour des courants compris entre 35 et 50 mA, ce qui conduit à adopter ΔIm = 15 mA. La variation de la tension de saturation du transistor de puissance (T2)Vce2sat est de 15±5 mV pour une variation ΔIm de 15 mA, dans la gamme des températures comprises entre -55 et +100°C. La variation de la tension directe de la diode ΔVD dans les mêmes conditions est de 15 mV ± 5 mV.

Il en résulte que le seuil de détection pour une valeur de la charge égale à 8Ω est :

$$\text{ΔVm = 8x15x10⁻³ + (15 + 15) x 10⁻³}$$ soit$$\text{ΔVm = 150 mV.}$$

Si le circuit de mesure de ΔVm est réglé sur cette valeur, l'erreur liée aux variations de ΔVce2sat et ΔVD est de ± 0,7 .$$\frac{\text{(+10 mV)}}{\text{(+15 mA)}}$$ , soit

   R mesure = 8Ω ± 0,7Ω

On se reportera maintenant à la figure 5 qui montre un circuit de test par mesure différentielle applicable notamment au test d'amorces de cartouches dans le cadre du dispositif objet de la demande de brevet français No. FR-A-2 611 883 précitée.

Le circuit de test 20 comporte en entrée un circuit d'isolement optoélectronique 201 auquel sont appliquées les commandes de déclenchement de test sur son entrée E. La sortie du circuit d'isolement 201 attaque l'entrée de déclenchement d'un premier circuit monostable 202 ayant une constante de temps de 40 µs, une entrée d'une porte ET 203 et l'entrée de déclenchement d'un deuxième circuit monostable 204 ayant une constante de temps de 65 µs.

La sortie inversée Q du premier monostable 202 attaque la deuxième entrée de la porte ET 203 et sa sortie non inversée Q pilote une première source de courant 205 engendrant un premier courant continu de mesure de 35 mA, ainsi qu'une entrée d'autorisation d'une mémoire analogique 206.

La sortie de la porte ET 203 pilote une deuxième source de courant 207 engendrant un second courant continu de mesure de 50 mA, ainsi que l'entrée d'autorisation d'un circuit de mesure 208.

Les sources de courant 205 et 207 sont connectées en parallèle aux différents étages de puissance des lignes à tester (dont une seule a été représentée dans un but de simplicité) par l'intermédiaire d'une diode 214. De même, le circuit 21 générateur du courant de tir est connecté à ces mêmes étages de puissance par l'intermédiaire d'une diode 215. Les diodes 214 et 215 jouent ensemble le rôle d'une porte OU.

Les sorties de la mémoire analogique 206 et du circuit de mesure 208 sont appliquées à un comparateur de mesure 209 dont la sortie est connectée à une mémoire logique 210.

L'entrée d'horloge de la mémoire logique 210 est attaquée par la sortie d'un circuit de lecture 211 lui-même piloté par le circuit monostable 204.

Le résultat de la mesure présent à la sortie Q de la mémoire logique 210 est transmis à la sortie S du circuit de test 20 par l'intermédiaire d'un circuit d'isolement optoélectronique 212 et d'un circuit de sortie adaptateur 213.

En fonctionnement, un test de la ligne de puissance Li est déclenché en sélectionnant l'entrée Ai de l'étage de puissance 10i et en appliquant un signal de commande de test à l'entrée E. Cellui-ci, transmis par le circuit d'isolement 201 (photocoupleur), provoque la génération d'une impulsion de 40 µs par le circuit monostable 202. Cette impulsion commande la source de courant 205 qui fait circuler un courant continu de 35 mA dans la ligne de puissance Li. Simultanément, cette impulsion de 40µs appliquée à la mémoire analogique 206 autorise cette dernière à mémoriser la tension dévoloppée au point P.

Au bout de 40µs, la sortie Q du circuit monostable 202 passe à "0" et sa sortie Q passe à "1".

La sortie de la porte ET 203 passe également à "1" et la source de courant 207 fait circuler un courant continu de 50 mA dans la ligne de puissance Li. Le niveau "1" à la sortie de la porte ET 203 autorise également le circuit 208 à mesurer la tension au point P. Le comparateur 209 compare à une valeur de seuil prédéterminé la différence ΔVm entre les tensions engendrées au point P par les courants de 50 et 35 mA respectivement ou, ce qui est équivalent, compare la sortie du circuit de mesure 208 à la somme de la valeur de seuil et de la valeur mémorisée présente à la sortie de la mémoire analogique 206. Bien entendu, on peut encore retrancher la valeur de seuil de la sortie du circuit de mesure 208 et comparer cette différence à la sortie de la mémoire analogique 206.

Si ΔVm est supérieur à la valeur de seuil, c'est-à-dire si l'impédance de la charge Rci est supérieure à la valeur admise prédéterminée, la sortie du comparateur prend la valeur logique "0". Dans le cas contraire, elle prend la valeur logique "1". En variante, on peut naturellement adapter une logique inversée.

Au bout de 65µs, le circuit monostable 204 provoque l'émission d'une impulsion par le circuit de lecture 211. L'état logique du comparateur 209 appliqué à l'entrée D de la mémoire logique 20 est transféré à sa sortie Q. Cet état logique est transmis à la sortie S par l'intermédiaire du circuit de sortie optoélectronique 212 et du circuit de sortie adaptateur 213.

La sortie S du circuit de test 20 est à l'état "1" si la ligne de puissance Li associée à l'amorce Rci est opérationnelle et à l'état "0" si celle-ci est défectueuse.

Il résulte de ce qui précède que l'invention permet, avec une bonne précision, une mesure de résistance faible à travers un étage de puissance, ceci en s'affranchissant de la dispersion (intrinsèque et liée à la température) des caractéristiques des composants constituant la ligne de mesure.

Actuellement la mesure effectuée correspond à l'impédance totale, ligne (L), transistor plus charge (Rc). Il serait possible, connaissant l'impédance de la ligne (câble L) hors charge et une valeur approximative des impédances dynamique du transistor de puissance, d'obtenir une mesure de la résistance de charge avec une bonne précision.

Le dispositif décrit permet également de n'utiliser qu'un seul circuit de test pour un nombre quelconque de lignes à tester, ce qui assure un gain important de composants par rapport à une solution faisant appel à un circuit de test par ligne. Il en résulte une meilleure fiabilité du dispositif et un coût réduit.

Par ailleurs, il est possible de tester des lignes de puissance de caractéristiques différentes au moyen d'un même circuit de test, en adaptant le seuil de comparaison et/ou l'intensité du courant continu de mesure à chaque ligne de puissance adressée. A cet effet, on peut utiliser, par exemple, un générateur de courant programmable et/ou un circuit qui appliquera au comparateur 209 une valeur de seuil fonction de la ligne de puissance Li sélectionnée.

On notera enfin que le test effectué au moyen du dispositif décrit peut avoir pour objet de s'assurer que l'impédance de la ligne est, non pas inférieure, mais supérieure à une valeur prédéterminée. Si la charge est alimentée par une source de tension au lieu d'une source de courant, le test de l'impédance de la ligne de puissance permettra alors de protéger celle-ci ou la source contre des surintensités.

Il va de soi que les modes de réalisation décrits ne sont que des exemples et qu'on pourrait les modifier, notamment par substitution d'équivalents techniques, sans sortir pour cela du cadre de l'invention.