为操作气体放电灯，并且尤其是用于超高压放电(UHP)灯的高强 度放电(HID)灯，采用称为灯镇流器的专用电路来实现期望的照明特 性并且避免气体放电灯的过早退化。已知的是，相对于灯的照明特性 和耐久性，使灯经受具有相对低频率的方波电流产生了令人满意的结 果。灯镇流器的任务是将由市电电源网络提供的正弦电流转换成合适 的方波电流以施加到气体放电灯。因此，灯镇流器电路是功率电子线 路设备，其至少包括整流器、直流到直流转换器、和换向器。整流器 被连接到市电电源网络并且提供基本恒定的直流电压。该直流到直流 转换器使由整流器产生的电压适应于气体放电灯需要的电压。换向器 一般是包括四个开关元件的全桥，其在低频方波周期的每半个周期反 转DC电流的方向。
在灯镇流器的连接到市电电压网络(主要是预调节器)的一侧， 通常提供附加的滤波装置来避免灯镇流器从市电电源网络抽取大量无 功功率以及重新产生由于市电电压网络中的开关动作引起的高频电流 成分。
虽然对标准发光应用而言灯的耐久性是主要的因素，但是对于气 体灯，例如在投影装置中，例如卷轴机、投影电视机等，新应用领域 需要高恒定的光输出以便避免闪烁现象和光输出性能的长期退化。气 体放电灯和灯镇流器的组合是动态系统，其通常是谐振电路。此外， 它是弱阻尼的。因此，在换向器的每个开关事件中对于灯两端的电压 和通过灯的电流可以观测到强的振荡行为。该振荡行为再次导致闪烁 和另外可听得见的驱动器噪声，这对于投影应用尤其是不希望的。
因为气体放电灯的光输出特别依赖于流过灯的电流，因此将灯电 流保持在恒定的绝对值是显而易见的解决办法。这可以通过用于灯电 流的例如前馈控制或反馈控制回路来实现。然而，即使反馈控制回路 可以控制参考信号的变化或到设备(plant)输出的附加干扰，其在该 情形下是灯电流。然而，这种控制方案对于控制动态系统本身的变化 是相当不合适的。因此，如果包括镇流器和灯的系统的动态特性变化 很大，则这种控制方案不能提供令人满意的性能。然而，已知的是， 尤其是气体放电灯在它们的寿命中呈现强烈变化的动态特性。而且， 当冷灯开启时，灯的系统动态经历强烈变化直到它达到其工作温度为 止，这可能花费几秒到几分钟。此外，直到现在还没有考虑的是，灯 电流的绝对值通过直流到直流转换器设置，而它的符号表示由换向器 控制。除非用户手动调整灯的亮度级，在稳定工作期间灯电流的绝对 值保持恒定。另一方面灯电流的符号随着方波周期而周期性地变化。 当换向器从方波的一个半周期切换到下一个半周期时，动态系统镇流 器-灯主要对突变有反应。因此，存在两个控制任务，它们彼此非常 不同。虽然对于调整灯电流的绝对值而言慢响应时间足够了，但是对 于抑制在换向器开关事件之后发生的振荡而言需要快响应控制回路。 另一方面，对于考虑灯电流的绝对值的控制任务而言，跟踪误差是不 希望的。
通常通过分流器实施电流测量。由于分流器通常体积大并且是消 耗性的，所以需要用来测量电流的可替换的电路配置。

为解决现有技术的上述不足，本发明提供了用来操作高强度放电 (HID)灯的电路配置。该电路配置包括用来连接到供电电压源的输入 端、耦接到所述输入端用来从供电电压源提供的供电电压产生DC电流 的直流到直流转换器、用来将该DC电流控制在由参考值Iref表示的 值的控制电路、以及用来使该DC电流换向并且包括灯连接端的换向 器。该电路配置的特征在于，控制电路包括用来控制所述DC电流的平 均值为所述参考值Iref的第一控制回路、和用来控制由所述DC电流 的所述换向引起的所述DC电流围绕所述参考值Iref的小变化的第二 控制回路。这种控制方案这样解释该事实：在所考虑的电路配置中需 要执行两种控制任务。第一个任务在于保持流出该直流到直流转换器 的电流的绝对值尽可能地恒定。第二个任务在于减小由换向器周期性 地反转灯电流的方向、脉冲操作和其它干扰引起的灯电流的振荡。
在本发明的一个实施例中，参考值Iref的确定取决于期望的输出 功率值。一旦该高强度放电灯被点燃，流过灯的电流就确定了工作点， 并且由此确定了灯两端的电压和灯消耗的功率。因此，通过控制灯电 流来实现对灯功率消耗的控制。如果灯的特性和可容许的操作范围已 知，则可以根据工作点确定灯电流的参考值Iref，在该处灯的功率消 耗(和它的大致的光输出)与期望值匹配。
在相关实施例中，参考值Iref的确定进一步取决于在换向器的输 入端测量的电压。尽管高强度放电灯的电流-电压特性有点复杂，但 是如果灯两端的电压的测量可以利用并且灯的电流-电压特性已知， 则可以估计流过灯的电流。以这种方式，可以避免电流测量的额外的 努力。
在本发明的一个实施例中，第一控制回路包括用于换向器的输入 电压的测量单元、分压器、以及DC阻塞电路。这允许测量小的AC信 号。分压器用来按比例缩放测量的电压，并且DC阻塞电路滤掉电压的 DC成分。如果测量的小AC信号的幅度不太大，则由放电灯和提供测量 电压的灯镇流器组成的动态系统围绕工作点可被线性化。由于这个原 因，即使是仅具有简单控制器的第一控制回路也能够实现优良的控制 结果。
在本发明的一个实施例中，第一控制回路具有高带宽并且适于控 制包括高强度放电灯和灯镇流器的动态系统。该动态系统通常具有很 小的时间常数以便用于动态系统的控制回路一定能够处理高的带宽。 由于高强度放电灯连接到灯镇流器，必须考虑它们的组合的动态系统 而不是仅考虑高强度放电灯的动态系统。
第二控制回路可以包括适于从测量的电压信号和期望的输出功率 值确定参考值Iref。借助控制灯电流的平均绝对值对第二控制回路充 电。它还控制高强度放电灯的功率消耗。为了解释灯的和/或灯镇流器 的特性中的变化，用于灯电流的参考值Iref被确定作为测量的电压的 函数。知道灯的瞬时电压和期望的输出功率，可以确定参考值Iref。
在本发明的一个实施例中，第一控制回路的反向输出被加到第二 控制回路的输出并且该结果被施加到直流到直流转换器作为控制信 号。以这种方式，计算出由第一和第二控制回路中的每一个所确定的 控制信号的叠加。因此叠加的控制信号包括由第二控制回路发出的高 带宽小AC控制信号和由第一控制回路发出的平均绝对值灯电流的更惰 性的(inert)反相信号。加和两种信号易于在模拟和数字电路中运行。
在相关实施例中，适于确定参考值Iref的装置是适于将参考值 Iref与换向器的测量的输入电压和期望的输出功率相互联系的查找 表。这种查找表可以包括两列，一列是换向器的测量的输入电压，并 且另一列是参考值Iref。属于一起即属于查找表中的相同行的每一对 值导致灯的相同的功率消耗。也可以考虑这样的查找表，其包括几页， 每页均对应于一个不同的输出功率值。通过从查找表的一页转换到另 一页，在合理的范围内，可以实现灯的亮度调整。通过利用查找表， 即使复杂的非线性相关性也可以实现。
在另一个相关实施例中，适于确定参考值Iref的装置是微处理 器，其被配置用于实时执行程序。微处理器的使用允许借助当请求(例 如通过中断)时或周期性执行的程序计算参考值Iref。
在本发明的一个实施例中，第一控制回路包括模拟控制器，第二 控制回路包括数字微处理器。第二控制回路的高带宽控制任务由很好 地适于该任务的模拟电路来执行，这是因为它处理连续信号。用在第 二控制回路中的数字微处理器形成该平均灯电流的数字控制，其能够 由甚至相对慢的处理器来实现。然而，对第一控制回路使用微处理器 大大简化了参考信号Iref的实施方式或计算功能。
在本发明的替换实施例中，第一控制回路和第二控制回路包括数 字信号处理器(DSP)，其用数字方式执行第二控制回路的高带宽控制 任务和第一控制回路的较低带宽控制任务。该实施方式具有的优点 是，能够执行快速计算的装置，例如DSP，其能够用于两个控制回路。 使单独的计算装置处理两个控制回路减少了电路配置的部件数量，这 最终导致了较少的所需空间和降低的电路布局复杂性。
在本发明的一个实施例中，控制电路包括自适应反馈控制，用于 根据包括高强度放电灯和灯镇流器的控制系统的变化来调整第一和第 二控制回路中的至少一个。在启动期间并且随着使用期的增加，高强 度放电灯示出相对于其电性能和动态性能的变化。由于这个原因，被 调到高强度放电灯和灯镇流器的特定组合的控制回路随着该高强度放 电灯的使用期的增加而经历了性能退化。利用自适应反馈控制回路， 第一和/或第二控制回路被调整到实际系统性能，以便在灯的整个使用 寿命期间由控制回路来满足诸如快速响应时间、小过冲、和小跟踪误 差或无跟踪误差的控制标准。
根据相关实施例，第一控制回路是电流反馈回路，且第二控制回 路是电压反馈回路以获得阻尼。主控制任务是电流控制。然而，对于 工作点附近的小AC变化，电压反馈回路能够获得类似结果。因此，需 要实际的电流反馈控制回路仅用于电流的准直流成分。电流控制回路 中的反馈提供降低跟踪误差和对影响系统输出的干扰起反应的能力。
第一控制回路可以包括一个在换向器前面的分流器和一个第一反 馈控制器，该第一反馈控制器具有到自适应反馈控制器的至少一个连 接。分流器保证流入换向器中的电流的测量。第一控制回路的第一反 馈控制器和自适应反馈控制器之间的连接允许第一反馈控制器被自适 应反馈控制器调谐。自适应反馈控制器根据实际系统性能的分析为第 一反馈控制器确定最佳值。
第二控制回路可以包括用于感测直流到直流转换器的输出电压的 装置和第二反馈控制器，该第二反馈控制器具有到自适应反馈控制器 的至少一个连接。对于某些情况，这意味着直流到直流转换器的输出 电压提供反馈信号，因为转换器的输出电压等于换向器的输入电压， 并且因此除了换向器的两个导电开关元件两端的电压降之外，还等于 灯电压。借助第二反馈控制器和自适应反馈控制器之间的连接，自适 应反馈控制器能够调谐第二反馈控制器以最接近地匹配系统动态特 性。该连接可以是控制例如可变电阻或可变电容器的电连接。在数字 实施方式中，自适应反馈控制器和第二反馈控制器之间的连接可以是 修改对应于第二反馈控制器的常量的变量的值的指令，其存储在存储 器中。同样的情况可以适用于第一控制回路和第一反馈控制器。
控制电路可以进一步包括适于保证恒定功率电平的第三控制回 路。将已加电的灯保持在所需值最小化了灯光输出的亮度的不希望的 变化。其在灯启动阶段期间可能更有利，在该阶段期间高强度放电灯 变热。
在相关实施例中，流动(flowed)控制回路包括功率计算块。该 功率计算块为灯的功耗提供瞬时值。这可以通过确定灯电流和灯电压 的乘积来实现。
第三控制回路可以包括适于产生将要加到恒定DC电流的预成形电 流脉冲的脉冲产生器。该预成形电流脉冲可以在方波灯电流的每半个 周期的开始或朝向结束时被加入，其通过影响高强度放电灯内部的两 个电极之一上的焦点而避免了闪烁现象。
在相关实施例中，脉冲产生器包括反相滤波器，用于补偿关于输 入功率到光通量的HID灯的传递函数中的低通特性。知道了传递函数 的低通特性，脉冲产生器能够借助反相滤波器预测信号。理想地，低 通特性和反相滤波器在传递函数中相互抵消。优点是预成形电流脉冲 可以被选择得比较短，因为它的目标值被快速获得。
在相关实施例中，反相滤波器是数字滤波器。这是有利的，如果 脉冲产生器本身是数字的，这允许已经在信号产生期间考虑数字反相 滤波器。根据本发明的一个实施例，自适应反馈控制器调整脉冲产生 器。这保证甚至当灯动态特性改变时提交给灯的预成形电流脉冲导致 产生具有所需形状的输出脉冲。
附图说明
将参考附图来解释根据本发明的电路配置的实施例。在图中，
图1示出根据本发明的电路配置的第一实施例，灯与其连接；
图2示出根据本发明的电路配置的第二实施例，灯与其连接；和
图3示出根据本发明的电路配置的第三实施例，灯与其连接。

在所有图中，灯驱动器和气体放电灯15以方块图表示。灯驱动器 是灯镇流器，采用功率电子线路以根据灯的要求调节电流。输入端10a 和10b用于将灯驱动器连接到供电电压源，其可以是即电网。方块11、 12、13、14是功率电子线路子系统。更具体地，方块11是电磁接口 (EMI)滤波器，其限制电路配置对供电电压源的反作用。该EMI滤波 器在其输入端直接连接到供电电压源，以及在其输出侧连接到功率因 数校正(PFC)级12。PFC级12具有保持由电路配置消耗或产生的无 功功率小的任务。同时，它还用作整流器，用于将由电压源提供的AC 电压转换成DC电压。在PFC级12的DC侧，即其输出侧，它连接到直 流到直流转换器13。可以使用任何类型的直流到直流转换器，从简单 且便宜的降压转换器(buck converter)到更复杂的全桥转换器。由 于对于气体放电灯应用来说，不需要或者甚至不希望有稳定和刚性的 DC电压，因此由于电的和经济的原因，降压转换器是优选的。无论如 何，直流到直流转换器13包括用于控制直流到直流转换器13的占空 比的控制输入。改变直流到直流转换器13的占空比影响了平均电流， 并因此还相应地影响了平均功率，其从直流到直流转换器13的输入侧 传递到输出侧。将产生的直流馈送给换向器14。换向器14通常是全桥 换向器，包括四个功率切换元件。由于在其输入侧具有恒定DC电流， 因此换向器14能够产生将要提供给气体放电灯15的方波电流。换向 器15还包括用于在启动时提供用于点燃灯的电压的点火器。气体放电 灯15可以是高强度放电(HID)灯或超高压(UHP)灯。这种功率电子 结构基本上同样适用于图1、2、3描述的实施例。
不同实施例关注用于直流到直流转换器13的控制信号的产生的控 制电路。
在图1中，示出了控制电路20，其连接到灯驱动器的上述功率电 子部分。在直流到直流转换器13和换向器之间的位置17处，进行电 压测量。在位置16处，测量从直流到直流转换器13流向换向器14的 电流。在控制电路20内，电压测量信号和电流测量信号都分配给多个 装置或功能块。第一反馈控制器23和第二反馈控制器21采取调节功 能。在反馈控制器21和23是P，PI，PID控制器等的情况下，可调整 的自适应反馈控制器25对反馈控制器21和23的内部控制参数起作 用，例如放大因数或时间常数。自适应反馈控制器25对反馈控制器21 和23的调整作用用两条短划线来表示。限制器27在电流测量应用于 求和点24之前限制该电流测量。注意，电流测量的符号被求和点24 反转。功率计算块28接受电流测量和电压测量两者作为输入，并且根 据这些测量值计算瞬时功率值。脉冲产生器29以周期方式产生脉冲。 这些脉冲被加和到控制信号，其被施加到直流到直流转换器13并因此 通过直流到直流转换器再现。脉冲出现在换向器14的每半个周期的开 始或朝向结束处，因此在换向器14将施加到灯15的电流的方向反转 之前电流值增加。这种电流形状对灯15内的电弧具有稳定的作用，并 且因此降低了灯的闪烁效应。除了已经提到的求和点24之外，控制电 路20还包括两个另外的求和点22和26。
控制电路20能够控制三个反馈控制回路。第一控制回路控制由直 流到直流转换器13提供的DC电流的平均值。该第一控制回路包括电 流测量点16、限制器27、求和点24、反馈控制器23、直流到直流转 换器13、具有点火器的换向器14、和灯15。将要被控制的系统，或采 用控制系统术语的“设备(plant)”，由直流到直流转换器13、换 向器14中的点火器、和灯15构成。由于直流到直流控制器13包括能 够存储电能或磁能的元件，因此它与输出电容器和换向器14中的点火 器以及灯15相互作用，这导致产生动态系统。所得到的动态系统可以 由振荡的三阶系统来逼近。直流到直流转换器13在控制回路中还呈现 致动器的作用。将要被控制的系统或设备的输出是提供给灯的电流。 应当注意，电流的测量在换向器14的输入处来实现。这是可容许的， 因为在换向器14的输入处的电流的绝对值实际上与流过灯15的电流 相同。另一方面，在换向器14的输入处测量的电流的符号遵守换向器 14的仅每隔半个周期的实际灯电流。该测量点17被有意选择，因为直 流到直流转换器13仅能够控制电流的绝对值，而不能控制其符号。为 此，灯电流的绝对值在测量点17处被测量，其省略了用于确定该绝对 值的附加电路或计算块。限制器27工作类似灯电流的测量信号的饱 和。这导致对由该第一控制回路产生的最终控制信号的贡献的临时占 优势(override)，以便对由其他控制回路产生的最终控制信号的贡 献按优先次序排列。更详细的描述将稍后在该文件中给出。通过限制 器27后，电流测量信号被传递到求和点24。受限电流测量信号的符号 被反转。从下面到求和点24的箭头代表灯电流的绝对平均值的参考 值。该参考值的产生将在下面被描述。求和点24的结果表示第一控制 回路的控制偏差。提供反馈控制器23来根据所选的控制策略最小化该 控制偏差。由于关于灯电流的绝对平均值的控制偏差被预期具有慢时 间依赖性，因此反馈控制器23不必是快速的。此外，关于灯电流的绝 对平均值的控制偏差不期望是高度振荡的，因此反馈控制器24也不必 抑制振荡。另一方面，任何跟踪误差，即导致产生不同于零的控制偏 差的参考和系统输出之间的静态差，应当最终消失。反馈控制器23的 相应输出经过求和点22，其功能将稍后在该文件中解释，以便最终施 加到直流到直流转换器13。直流到直流转换器13通过使用例如脉宽调 制法产生用于该转换器内的(多个)开关元件的一个或几个适当的选 通信号。直流到直流转换器的占空比被调整以使得在其输出处可以采 集期望幅度的电流。应当注意，尽管设备的换向器部分，已经在上面 解释的第一控制回路没有经历灯电流的任何换向。此外，这对于第一 控制回路来说是没有必要的，因为它意图调节灯电流的绝对平均值。
图1中的第二控制回路借助换向器14控制灯电流围绕参考值的小 的快速变化，该变化是由换向、另外的电流脉冲、和灯电流的其他干 扰引起的。该第二控制回路包括电压测量点16、反馈控制器21、求和 点22、直流到直流转换器13、换向器14、和灯15。至于第一控制电 路，设备由直流到直流转换器13、换向器14、和灯15形成。与第一 控制回路相反，灯电流的换向不再被忽略，因为每次换向激发了动态 系统并且导致灯电流的振荡，如果不提供对策的话。由于这些振荡阻 止了稳定的光输出，因此期望将它们降低到感觉不到的量。这是第二 控制回路的任务。在该第二控制回路中，反馈控制器21对电压测量信 号而不是控制偏差起作用。在求和点22处，反馈控制器21的输出从 第二控制回路的参考值被减去。第二控制回路的该参考等于第一控制 回路的控制信号。因此，求和点22产生了用于直流到直流转换器的控 制信号，其由第一控制回路和第二控制回路的贡献构成。
对于第一和第二控制回路两者来说，设备由直流到直流转换器 13、换向器14、和灯15代表。HID和UHP灯呈现由于老化引起的其特 性的显著变化。这防止了第一和第二控制回路的有效调谐，因为如果 控制参数在灯驱动器的制造期间被设置一次并且用于全部，那么可以 期望令人满意的结果仅用于灯的使用寿命的一小部分。对于使用寿命 的其余部分，出现灯输出的稳定性的值得注意的退化。自适应反馈控 制器25设置在控制电路20中。该自适应反馈控制器接受测量点17的 电流测量和测量点16的电压测量作为输入。自适应反馈控制器25能 够确定动态系统的特征特性，例如增益、阶跃响应时间、振荡频率、 过冲等。它还能够为给定的控制器拓补确定最佳值，例如P，PI，PID 控制器。这些最佳值经过反馈控制器21和23与自适应反馈控制器25 之间的短划线被传送给反馈控制器21和23。这种调整动作能够存在于 改变控制电路的存储器中的相应控制参数，如果控制电路20是例如微 处理器的话。如果第一和第二控制回路中的至少一个由模拟元件形 成，那么自适应反馈控制器25能够对限定控制器21和23中的至少一 个的特性的可变电阻或电容起作用。这甚至为高使用年限的灯保证了 控制回路的持久性能。它还可以使用具有相同灯驱动器的不同灯，因 为它将快速地把它自己调整到灯特性，只要这些在可容许的范围内即 可。这消除了对用于特定灯的专用灯驱动器的需要。
第三控制回路保持灯输出的恒定功率。灯的瞬时功耗借助于例如 通过使电压和电流相乘的功率计算块28从测量的电流和电压中被扣 除。功率计算块28产生输出，该输出被认为是用于上述第一控制回路 的主要电流参考值。另外，该电流参考值包括脉冲，所述脉冲通过求 和点26被加到功率计算块28的输出。所述脉冲由脉冲产生器28以等 于换向器14的半个周期的速率产生。为了补偿关于输入功率到光通量 的传递函数中的低通特性，提供反相滤波器。在数字脉冲产生器的特 定实施例中，滤波器优选也以数字方式来实现。
图2示出本发明的第二实施例。首先将描述第二控制回路。还在 测量点17处执行电压测量。该相应信号被传递到信号调节块31。信号 调节块31借助分压器降低了测量的电压，并且阻挡测量信号的直流成 分。因此，AC信号保持在信号调节块31的输出端处。该AC信号除了 定标因数之外对应于在换向器14的每次换向之后观察的灯电流的振 荡。信号调节块31的输出转到求和点22。实际上，求和点22的功能 与在参考图1描述的第一实施例中是相同的。将用于电压的测量信号 再次从相应的参考信号中减去，产生施加到直流到直流转换器13的控 制信号。设备将与该控制信号以及用于灯电流和灯电压的输出信号起 反应，其后者是在测量点17处测量的。该第二控制回路优选借助模拟 部件来实现。
在图2中的第一控制回路也开始于在测量点17处的电压测量。然 而，该信号被传递到微处理器或微控制器30。查找表35存储在微处理 器的存储器中，优选在只读存储器(ROM)中。在查找表35的左列中， 存储了多个电压值。在查找表的右列中，存储了多个参考电流值。使 用该查找表，能够通过在左列中搜索最接近对应于测量的电压的值来 确定用于灯电流的参考值。该用于电流的相应参考值可以通过估计相 同列的右列字段来获得。对于灯电流的每一对测量的灯电压和参考值 导致相同的功耗值，使得当切换到查找表的另一行时出现亮度变化。 该确定的参考值被传递到求和点22，在此它与信号调节块31的输出组 合以形成用于直流到直流转换器13的控制信号。
图3示出本发明的第三实施例。它类似于参考图2描述的实施例， 但是在该实施例中，使用数字信号处理器(DSP)来代替微处理器。DSP 34能够执行高速计算，使得甚至对于具有高带宽要求的第二控制回 路，仍能确保相应的控制任务。因此，不仅第一控制回路的控制器被 实施为数字控制器，而且第二控制回路的控制器也被实施为数字控制 器。测量的电压传递通过信号调节块33，滤掉测量信号的直流成分。 在求和点32中，在DSP 34内用数字方式实施，将信号调节块33的输 出从由第一控制回路产生的参考电流信号中减去。由求和点32计算的 差作为控制信号被传递到直流到直流转换器13，该换向器以上述方式 来处理它。第一控制回路类似于参考图2描述的第二实施例的第一控 制回路那样来实施。传递到直流到直流转换器13的控制信号是第一和 第二控制回路的控制信号的组合。