本发明涉及一种用于控制电源线的功率因子的方法以及相应的控制电路。
具体地，本发明涉及但是不专门地涉及一种使用PFC(功率因子校正“Power Factor Corrector”英文首字母缩写)单元的控制电路，用于控制荧光灯的电驱动镇流器，而且参考应用领域做出的以下描述仅为了便于说明。

如众所周知的，总是通过使用所谓的磁性镇流器驱动荧光灯。
然而，对于越来越多功率和改善的功率质量的需要，已经使得有必要发展能够提供改善的电气性能和在重量和尺寸方面的优点的电路拓扑。
根据物理方面的观点，通过使用工作在比电源频率(典型地50-60Hz)高的频率的应用，已经减少了这些电路拓扑的部件的重量和尺寸，本质上代替较重的磁性镇流器，提供在性能、重量、以及尺寸方面的一些优点。
根据电气方面的观点，主要在所供电源的质量方面已经改善了性能。具体地，面临着与包括工作在较高频率的部件的电路拓扑的使用相联系的谐波含量的问题，所述谐波含量能够减少所谓的功率因子或PF(“Power Factor”的英文首字母缩写)。
事实上，如众所周知的，在电子镇流器的正常工作中，通过使用由二极管电桥和电解箝位电容组成的整流部分执行从电源线到高频电路部分的功率传送。
所述整流部分简单地将线路电压从交流电(AC)变成直流电(DC)。遗憾地是，其中包括的二极管的间歇式工作给电源线带来具有高的谐波分量的脉动电流，所述特征降低了功率因子PF(通常0.5)。
已经实现了几种方法，所述方法适用于增加由电路提供的功率并且减少这些电路所连接的线路电流中的谐波含量。
一种已知方法提供了能够校正功率因子PF的电路网络。一般用术语PFC(“Power Factor Correction功率因子校正”的英文首字母缩写)单元表示所述网络。所述网络的主要特征是在电子镇流器输入处产生正弦曲线的、并且用线路电压进行相移的电流波形。
一种实现此种网络的最普遍的电路拓扑是基于通常所说的升压转换器(boost converter)原理的一种电路拓扑。
在图1中示意性地示出了基于所述原理的传统的PFC单元的图。
PFC单元10本质上包括受控开关SW。
具体地，PFC单元10具有第一输入端I1和第二输入端I2、以及第一输出端01和第二输出端02。
第一输入端I1借助于串联连接的电感L和二极管D，与第一输出端01相连，其中电感L和二极管D与内部电路节点X相对应，彼此连接在一起。
第二输入端I2与第二输出端02直接相连。
受控开关SW插入到内部电路节点X和第二输入端I2(即第二输出端02)之间，并且具有与方便的驱动电路12相连的驱动端。
PFC单元10借助于二极管电桥11与第一网络端T1以及第二网络端T2相连。具体地，二级管电桥11包括：第一对二极管D1、D2，插入到PFC单元10的第一输入端I1和第二输入端I2之间，并且与第一网络端T1相对应地相互连接；以及第二对二极管D3、D4，与第一对二极管D1、D2并联地插入到第一输入端I1和第二输入端I2之间、并且与第二网络端T2相对应地相互连接。包括二极管对D1-D2和D3-D4的二极管电桥11用作输入整流桥。
PFC单元10还具有分别与第一电容器C1和第二电容器C2相连的输入端I1、I2和01、02端。
PFC单元10最终与插入到输出端01和02之间的负载Z相连。
电容器C2和PFC单元10的组件本质上实现了由驱动电路12驱动的、并且能够控制由负载吸收的功率的谐波含量的有源滤波器。
在大多数情况下，开关SW是用MOSFET类型的有源部件实现的电子开关，由集成的IC驱动电路12驱动，以便调节其中的导通时间。
然而，使用集成电路IC驱动电子开关使得在图1中示出的PFC单元10的电路拓扑昂贵并且从而适用于高端市场产品。
因此存在对使用低成本的PFC单元的新系统市场的需要，以满足更经济端产品的要求，同时随之而来的是对越来越好的电源质量的新的调节和需要。
用在已知的解决方案中以调制PFC单元开关的导通时间的集成电路IC的去除致使无论如何都会激烈地恶化单元特性。
本发明的基础技术问题是提供一种PFC单元的驱动方法以及相应拓扑，具体地针对具有良好的性价比的电子镇流器，从而解决了仍然影响现有技术的具有集成IC驱动电路的PFC单元的限制和缺点。

本发明的基础解决思想是利用双极型功率晶体管的固有电子特性以调制晶体管导通时间，并且使用其控制端的反馈驱动以调节此种调制。
根据所述解决思想，通过如前所示的并且在权利要求1的特征部分中定义的功率因子控制方法解决所述技术问题。
同样通过如前所示的并且在权利要求11的特征部分中定义的功率因子控制电路解决所述问题。
根据以下参考附图对作为非限制性示例给出的其实施例的描述，根据本发明的功率因子控制方法及电路的特征和优点将变得明白。

图1示意性地示出了基于受IC驱动的升压转换器的原理的PFC单元；图2示意性地示出了根据本发明实现的荧光灯的电子镇流器的方框图；图3A和图3B示出了图2的方框图的详情的优选实施例；
图4示意性地示出了包括图2的控制电路的电子镇流器的电路实例；图5A-图5B、图6A-图6B、图7A-图7B、以及图8示出了在图2的控制电路内部的信号的时间趋向。

参考这些图，并且具体地参考图2，在下文中示出了根据本发明实现的、全局地表示为20的、与用于荧光灯的电子镇流器相连的控制电路。与参考现有技术示出的设备在结构和功能上类似的元件给出相同的参考数字。
控制电路20借助于包括二极管电桥的类型的滤波输入部分11与电源线相连，并且与电子镇流器13相连，所述镇流器13又与荧光灯14相连。
输入部分11、控制电路20、电子镇流器13、以及荧光灯14的组件作为荧光照明系统。
具体地，有利地根据本发明，控制部分20包括：PFC单元15以及与PFC单元15反馈相连的调节块16。在图2的实施例中，PFC单元15是自激振荡类型的，并且电子镇流器13和荧光灯14是其负载。
如将在下文的描述中更好地了解的，PFC单元通过使用双极型晶体管的存储时间调制导通时间，而调节块校正并且保护此PFC单元。
根据本发明的控制电路20的PFC单元15具有：与输入部分11的各个输出端相连的第一输入端I1和第二输入端I2，以及与电子镇流器13的各个输入端相连的第一输出端01和第二输出端02。
此外，PFC单元15具有：与电子镇流器13相连并且从中接收驱动信号Sosc的第三输入端I3；以及与调节块16的输出端04相连并且从中接收调节信号Sreg的第四输入端14。具体地，在图2的示例中，PFC单元15接收振荡驱动信号Sosc。
调节块16依次具有：与PFC单元15的第一输出端01相连并且接收输出信号Sout的第一输入端I5；以及与PFC单元15的第一输入端I1相连并且接收初始输入信号Sin的第二输入端I6。
最后，调节块16具有与电子镇流器13相连并且从中接收预热信号Spreh的第三输入端I7。
更加详细地，参考图3A，PFC单元15本质上包括传统地受驱双极型晶体管TB1。
具体地，PFC单元15具有第一输入端I1，所述第一输入端I1借助于串联的电感L和二极管D，与第一输出端01相连，其中电感L和二极管D与内部电路节点X相对应地相互连接。
第二输入端I2直接与第二输出端02相连。
双极型晶体管TB1插入到内部电路节点X和第二输入端I2(即第二输出端02)之间，并且具有控制端，具体地，借助于RC网络17与变压器的线圈T相连的、又与第二输出端02相连的基极端B1。
具体地，双极型晶体管TB1的基极端B1借助于RC网络17的串联的第一电阻器R1和电容器C与线圈T相连，并且借助于RC网络17的第二电阻R2与第二输出端02相连。
RC网络17的第一电阻器R1和电容器C之间的互连点定义了PFC单元15的第四输入端I4。此外，RC网络17的电容器C和变压器的线圈T(与第二输出端02相连)之间的互连点定义了PFC单元15的第三输入端I3。
应该注意的是，与根据本发明的驱动模式一起、双极型晶体管TB1及其特定的电学特征的使用，允许实现简单经济的PFC单元。
具体地，根据本发明的PFC单元15实现了双极型晶体管TB1的导通时间的调制方法，所述双极型晶体管TB1采用众所周知的现象，根据此现象，注入到双极型晶体管的基极端的电荷允许双极型晶体管饱和效应，并且这些电荷确定了其中的导通时间。
通过采用该特性作为晶体管存储时间，根据本发明的PFC单元15从而得以调制晶体管导通时间，而不会引入任何集成电路(如实际在现有技术的电路中所发生的)。
换句话说，PFC单元15是插入到整流电桥输入部分11和诸如电子镇流器13的高频部分之间的电路拓扑，所述网络包括：电感、二极管、以及双极型晶体管，所述双极型晶体管改变由电源线所吸收的电流的波形包络，使其包络几乎是正弦曲线并且从而允许功率因子具有与要获得的1接近的值。
应该注意的是，与双极型晶体管TB1的基极端B1串联的电容器C、以及总与基极端B1串联的电阻器R1，确定双极型晶体管TB1的导通时间常数，并且他们允许实现小于50％的占空比。
具体地，有利地根据本发明，通过采用RC网路17的特征以及双极型晶体管TB1的存储时间的改变(与在必须由双极型晶体管TB1开关的集电极端流动的不同电流相对应)，获得占空比调节效果。
实际上，因为仅当将存放在基极区域的电荷完全提取时双极型晶体管TB1截止，在电压不再偏置基极端B1的阶段以及其中双极型晶体管TB1实际上截止的时间之间出现特定的延迟。
同样重要的是，强调存储时间与所涉及的电流值相联系，并且对于导通阶段的相同的基极电流，其随着集电极电流的减少而增加。
对于在正常电压值的±10～15％周围变化的输入电压值，晶体管通过由其存储时间确定的导通时间的调制来调节功率因子PF。
控制电路20的PFC单元15本质上是能够调制双极型晶体管TB1的导通时间的有源PFC单元。
此外，在本发明的优选实施例中，使用了自激振荡类型的PFC单元15，由来自电子镇流器13的信号Sosc驱动。
有利地根据本发明，控制电路20还包括调节块16，与PFC单元15相连并且在图3B中更详细地示出。
具体地，调节块16具有：借助于相互连接在第一内部电路节点Y1的第一电阻元件R3和第二电阻元件R4而彼此相连的第一输入端I5和第二输入端I6。
调节块16本质上包括：插入到调节块16的输出端04和电压基准(具体地，地GND)之间的、并且具有控制端(具体地，与第二内部电路节点Y2相连的基极端B2)的双极型的辅助晶体管Q2。肖特基二极管Ds插入到输出端04和辅助晶体管Q2的集电极端之间。
调节块16还具有：借助于串联的二极管D5、电阻器R5、以及第一齐纳二极管Dz 1与第二内部电路节点Y2相连的第三输入端I7。第二齐纳二极管Dz 2插入到第一内部电路节点Y1和第二内部电路节点Y2之间。
最后，调节块16包括：插入到第三内部电路节点Y3和地GND之间的电解电容C5，所述第三内部电路节点Y3是二极管D5和电阻R5之间的连接点。
本质上，根据本发明的调节块16实现PFC单元15的双极型晶体管TB1的所获得导通时间调制的调节阶段，仅借助于施加到PFC单元15的第四输入端I4的调节信号Sreg，进行针对三次谐波失真(THD)的校正以及输出功率值的调节。
有利地根据本发明，调节块16同样确保在启动状态期间PFC单元15的晶体管TB1的保护，相应的电流值一达到较高的值就限制其中的输入电压值。
为此目的，调节块16使用三个输入信号：--与线路电压相对应的初始输入信号Sin；--与PFC单元15的输出电压信号相对应的输出信号Sout；--与在荧光灯14的预热和开启阶段期间的启动电流成比例的电压值相对应的预热信号Spreh。
具体地，如果必要的话，调节块16用来减小PFC单元15中包括的双极型功率晶体管TB1的导通占空比，通过限制到达其基极端B1的电流来实现。
此外，为了调节控制电路20的谐波失真，有利地根据本发明，调节块16使用已整流的正弦线路电压值作为输入信号Sin。在这种方式中，所述信号Sin的值以及从而已整流的正弦线路电压的值一超过第二二极管Dz2的齐纳电压值，调节块16就通过第二电阻器4将一些电流注入到辅助晶体管Q2的基极端B2中，所述电流与正弦线路电压值成比例。
此外，为了调节控制电路20的功率，根据本发明的调节块16有利地使用PFC单元15的输出信号Sout。在这种方式中，所述信号Sout的值以及从而PFC单元15的输出电压的值一超过第二二极管Dz2的齐纳电压值，调节块16就借助于第一电阻器R3，将一些电流注入到辅助晶体管Q2的基极端B2中，所述电流与输出电压值Sout和齐纳电压值之差成比例。
此外，为了在荧光灯14的启动阶段期间保护功率晶体管，根据本发明的调节块16有利地使用驱动PFC单元15的次级线圈T的交流电压的值作为施加到第三输入端I7的预热信号Spreh。
具体地，所述电压由二极管D5进行整流，并且由电容器C5进行箝位。当获得的直流电压值超过第一齐纳二极管Dz1的齐纳电压值时，调节块16借助于电阻器R5将一些电流注入到辅助晶体管Q2的基极端B2中。
最后，肖特基二极管Ds用来阻止辅助晶体管Q2上的反向电流，确保在直流导通阶段期间较低的电压降。
更一般地说，本发明提供了一种通过PFC单元中包括的双极型晶体管的导通时间的调制对电源线的功率因子的控制方法。
有利地根据本发明，所述控制方法提出：借助于根据施加到双极型晶体管TB1的基极端B1的、基本的交流趋向的信号得到的控制信号，来执行双极型晶体管导通时间的调制，具体地，借助于RC网络17从变压器的线圈中取出所述控制信号并且施加到基极端。
应该注意的是，有利地根据本发明，不但要求控制信号驱动双极型晶体管TB1的基极端B1，具体地，由作为调制器的集成电路产生所述控制信号，而且有利地从已经存在的信号中取出所述控制信号。
具体地，所述已经存在的信号是通过已经包括在应用中的变压器上的辅助线圈T而取出的信号，所处应用通常使用工作在高频的变压器。
在变压器上产生的电压信号从而借助于实质上包括电容器和两个电阻器的RC网络17，对双极型晶体管TB1的基极端进行偏置。
有利地根据本发明，控制方法还提供：通过反馈驱动其基极端B1，双极型晶体管TB1的导通时间调制的调节阶段。
具体地，所述调节阶段提供：响应于调节信号Sreg的值，在所述基极端B1中通过辅助晶体管Q2执行的电流注入。
详细地，辅助晶体管Q2的导通动作与由于双极型晶体管TB1的存储时间的改变而得到的固有调制相互作用如下：--减少电容器C的充电时间常数，减少了双极型晶体管TB1的导通基极电流Ibon的时间。
--实现了用于双极型晶体管TB1的导通基极电流Ibon的接地通路，减小了其幅度。
有利地根据本发明，两个上述效果的组合允许获得双极型晶体管TB1的导通占空比的减少。
此外，在干预(intervention)期间，当线路电压值增加时，辅助晶体管Q2的导通有助于校正三次谐波失真(THD)并且减少功率增加的出现。
有利地根据本发明，调节块16同样总是通过辅助晶体管Q2的导通，实现双极型晶体管TB1的保护阶段。具体地，所述保护阶段仅在荧光灯14的启动阶段中触发(所述启动阶段对辅助晶体管Q2的导通加权更多)，显著地减少了PFC单元15的输出电压值。
在图4中示意性地示出了控制电路20用于照明系统的应用。具体地，借助于在电子镇流器13的变压器上的辅助线圈T，获得了PFC单元15的双极型晶体管TB1的驱动电压。
控制电路20插入到所述电子镇流器13的电源中，并且借助于二极管电桥型的输入部分11与第一网络端子T1和第二网络端子T2相连。
还借助于第一电容器C1和第二电容器C2，将控制电路20在其输入端和输入端进行去耦。在图4中的输入部分11还包括适于实现与第一电容器C1相关联的滤波块的辅助二极管D6。
具体地，控制电路20中包括的PFC单元15具有：与输入部分11相连的第一输入端I1和第二输入端I2，以及与电子镇流器13相连的第一输出端01和第二输出端02。
此外，第一输入端I1和第二输入端I2借助于第一电容器C1彼此相连，并且第一输出端01和第二输出端02借助于第二电容器C2彼此相连。
图5A-5B、图6A-图6B、图7A-图7B、以及图8示出了与双极型晶体管TB1的集电极-射极电压Vce、集电极电流Ic、基极电流Ib相关的波形、以及网络电流In，分别包括和不包括根据本发明实现的调节块16。
具体地，图5A-图5B示出了网络电流信号In、双极型晶体管TB1的集电极电流值Ic、以及双极型晶体管TB1的集电极和射极端之间的电压值Vce。
立即可以注意到，在图5B中示出的网络电流In的趋势几乎是正弦曲线，和在图5B中示出的没有调节块16的所述网络电流In的波形不同。由调节块16引起的网络电流In的本质上正弦曲线的趋势导致较低的三次谐波失真(THD)。
具体地，根据由应用本身实现的试验测试，已经获得以下结果：表I-具有根据本发明的调节块16的控制电路20
表II-没有调节块16的控制电路20
根据这些表之间的比较，可以立即注意到，调节块16的存在允许获得低得多的三次谐波失真(THD)因子。此外，值得注意的是，当电源电压从220V变成240V时，针对包括调节块16的控制电路20的功率变化较低。
同样可以注意到，包括调节块16的控制电路的功率因子达到0.98的值，而没有所述调节块16获得的值是0.95。
图6A和图6B示出了在两种情况下(即，在控制电路20中有或没有调节块16)与双极型晶体管TB1的基极电流Ib信号、集电极电流Ic信号、以及双极型晶体管TB1的集电极和射极端之间的电压信号Vce相关的波形包络。
具体地，图6B示出了在图6A中没有发现的基极电流Ib的调制。如前所示并且可以通过分析上述表可以立即地注意到，所述调制对集电极电流Ic进行操作，以在由网络吸收的电流中获得三次谐波失真(THD)的较低值。
此外，图7A和图7B示出了分别与集电极电流Ic的较低值和较高值相对应的两种详细情况(表示为图6B中的T1和T2)。如可以注意的，双极型晶体管TB1的导通时间由在其基极端B1中的电荷注入阶段以及由电荷提取来确定。正是这种现象确定了针对双极型晶体管TB1的调节和可变占空比。此外，从当将电流注入到基极区时直到完成电荷的提取，双极型晶体管TB1是导通的。
最后，图8示出了涉及具有由控制电路20的调节块16实现的相应保护干预的、荧光灯14的预热和启动阶段的详情。
通过分析图8，可以注意到，双极型晶体管TB1的集电极电流Ic一达到较高的值，电压Vce的值就减小到低于400V的值。
应该注意的是，可以将根据本发明的控制电路用在所有那些有必要调制功率设备的导通时间的情形，而不会依靠使用集成电路的系统，因此并不排他性地用于作为非限制性示例的电子镇流器。