由US 6,483,252公开了所述类型的方法和镇流器电路。按照现有 的方法和镇流器电路，市电电压的整流包括通过使用缓冲电容器对整 流电压进行缓冲。检测出仍然存在于整流电压上的波纹电压，并且将 其用作压控发生器的调制信号，该压控发生器控制逆变器。波纹电压 的频率是市电电压频率的两倍。波纹信号具有锯齿波形，并且相对于 市电电流具有相移。逆变器切换的控制信号由所述调制信号加以调 制，以防止在声共振频率附近发生声共振，声共振可能会使灯的操作 发出可以听到的声音，并且声共振可能会损坏镇流器电路，包括灯在 内。这种情况在镇流器电路与高强度放电(HID)灯一起使用的状态下 尤为显著。
单级镇流器电路在其整流部分中并没有很大的缓冲电容器。因 此，在由全桥整流器对市电电压进行整流后，结果得到的电压并不是 恒定不变的。此外，在市电电压和市电电流都是正弦波并且同相的情 况下，由市电供应的功率具有频率为市电频率两倍的正弦波形，该正 弦波形在市电电压的每个过零点处有达到零值的波谷。因而，由逆变 器供应的高频输出功率倾向于具有类似于市电输入功率波形的包络波 形。由于电路作为一个整体进行操作，因此逆变器可能不能提供充足 的功率来维持所述波形。故而高频功率的包络将不具有正弦波形。接 着这将会被反映到看作一个整体的电路的市电输入端上，意味着将会 在市电电流中出现不想要的市电频率谐波。于是市电端处的总谐波失 真(THD)因数将超出标准。这种情况必须要加以避免，但借助现有方 法和电路是无法实现的。

因此本发明的目的是解决前面介绍的现有技术的缺陷。
本发明的上述目的是通过提供按照权利要求1中所述的方法来实 现的。
该方法整体上或部分地可以通过使用软件来实现。通过使用软 件，镇流器电路的大小和成本相对于现有技术而言都较低。实际上， 镇流器电路的大小和成本与功率需求无关。
本发明的上述目的也可以通过给出权利要求8中所述的镇流器电 路来实现。
附图说明
结合附图，从下面的示范性介绍中，本发明将会逐渐地变得清晰 明了。在这些附图中：
图1表示按照本发明的镇流器电路的控制部分的第一实施方式的 原理图，用于图解说明按照本发明的方法的第一个例子；
图2表示按照本发明的镇流器电路的控制部分的第二实施方式的 原理图，用于图解说明按照本发明的方法的第二个例子；和
图3表示按照本发明的镇流器电路的控制部分的第三实施方式的 原理图，用于图解说明按照本发明的方法的第三个例子。

附图1中所示的按照本发明的镇流器电路的控制部分的第一实施 方式的原理图包括逆变器2、压控发生器(VCO)4和第一控制电路6。 逆变器2可以是全桥式或半桥式的逆变器，该逆变器的开关(未示出) 串联连接在整流后的、基本上未缓冲的电压之间，该电压是由整流器 (未示出)通过对由市电电源(未示出)供应的基本为正弦的市电电 压进行整流而供应的。整流后电压的波形将由一系列市电波形的整流 后半周期构成。这些开关是通过使发生器4向这些开关的输入端供应 互补控制信号而得以交替接通和切断的。这将导致在所述开关之间的 节点处产生基本上为矩形的电压。在整个说明书中，所述基本为矩形 的电压也称为电桥输出电压。所述节点借助储能电路(未示出)与气 体放电灯(未示出)相连接，该储能电路包括一个或者多个电感和一 个或多个电容。一般来说，要将储能电路调谐到电桥输出电压的频率 上。所述频率比一般来说为50Hz或60Hz的市电频率要高得多，可 能处于50KHz到300KHz的范围之内。
对于附图1的介绍这一点而言，该原理图与用于气体放电灯的现 有镇流器电路一致。因为该原理图的这一部分对于本领域技术人员而 言是公知的，所以在附图中没有示出某些物理部件，例如整流器、桥 形电路、储能电路和灯。
第一控制电路6与发生器4的控制输入端相连接。取决于由控制 电路6供应到发生器4的控制信号的幅值，发生器4改变它发生振荡 的频率。一般来说这样的控制用于提供恰当的条件，以便点亮灯和在 经过市电电压的过零点时再次重新点亮灯。
在理想状态下，市电输入端上的输入功率具有这样的波形：该波 形为正弦，且该波形的频率是市电频率的两倍。也就是说，在市电电 压和市电电流同相和/或逆变器能够提供包络波形与市电输入端处的 功率波形相同的高频输出功率(包括低频)的理想情形下。直到现在 也不能实现这样的情形。结果，所述高频功率包络波形并不是正弦波 形，这接着又被反映到市电电流的波形上，在市电电流中造成低市电 频率的谐波，这超出了总谐波失真(THD)因数的标准。
按照本发明，通过将市电电流的波形整形成基本为正弦波形，使 THD因数得到降低。
为此，对市电电流进行测量，以给出市电电流测量值信号im，由 减法器(或比较器)8将该测量值信号与参考波形信号进行比较或者用 参考波形信号减去该测量值信号。该参考波形信号是由第二发生器10 产生的。
为参考波形信号使用什么样的波形形状取决于市电电流本身或其 表征值的测量位置。在下文中将会解释，参考波形信号的形状不必是 使得市电电流变为完美正弦波的形状。如果市电电流是在市电输入端 实测的，则将会把参考波形信号的波形选择成基本为正弦的波形并且 参考波形信号将会具有市电频率。如果在在全桥整流器的输出端上测 量市电电流的表征值，则所述波形将会由一系列具有相同极性的市电 波形半周期构成。使参考波形信号与市电电压的表征值同步，以具有 相同的相位。
减法器8在其输出端给出供一个被应给第一控制电路6的误差信 号。该第一控制电路可以是积分(I)控制器，或者是比例积分(PI) 控制器。利用恰当的环路放大来避免环路振荡，图1的控制环路将会 控制压控发生器4并且从而控制镇流器电路的阻抗，以致市电电流测 量值信号im的波形将会跟随和匹配具有相同相位的参考波形信号，由 减法器8供供应的误差信号不断趋近于零。结果，市电电流将会基本 上没有不想要的低频谐波，市电端上THD因数得到显著降低。
图2中示出的按照本发明的镇流器电路的控制部分的第二实施方 式的原理图与图1的第一实施方式的不同之处在于：它此外还包括使 镇流器电路总是工作在感性模式下的装置。为了达到这一程度，图2 的原理图此外还包括用于测量电桥输出电压Vb的装置、用于测量流经 与灯连接的储能电路的电感的电流iL的装置和用于检测所测得电桥输 出电压Vb的相位相对于电感电流iL的相位的相位差的相位检测器1 2。可以观察到，电桥输出电压Vb总是超前于电感电流iL。假设所述 相位差或者相位检测器12的输出为正值，则由第二减法器14用参 考最小相位差值min减去(或比较)所述的相位差，该第二减法器由此 将会给出第二误差信号。将该第二误差信号供应给第二控制电路1 6，该第二控制电路可以是积分(I)控制器，或者是比例积分(PI) 控制器。将第二控制电路16的输出信号供应给加法器18，该加法 器还接收市电电流测量值信号im，以将它们的和提供给第一减法器8 的减数输入端，而不是仅仅提供市电电流测量值信号im。对第一减法 器8的减数输入端使用不同返馈信号(相对于附图1的原理图)的结 果是，第一控制电路6做出的响应使市电电流看起来似乎比它的实际 大小大并且控制环路将会持续不断地尝试增加高频率。高频率将不会 减小到最小频率以下，因为更低的频率会使Vb与iL之间的相位差减小 到超出min。储能电路和镇流器电路整体上将会仅仅工作在感性模式 下。
使用图2的包含相位检测器12到加法器18的附加部分的原因 在于，如果没有这一附加部分，则在各种环境下，想要得到的输出功 率包络波形都不能跟随期望的市电功率波形。结果控制环路(没有所 述的附加部分)会持续不断地减少高频率，以致进入了从整体上看的 电路操作的容性模式。操作的容性模式不是想要的，因为可能会由于 过高的dv/dt穿过逆变器开关(通常是MOSFET)而造成大量切换耗损 甚至电路故障。
所述图2相对于图1的附加部分可以在效果相同的前提下采用不 同方式来进行安排和/或安排在不同的位置上。例如加法器18可以由 减法器替换，将该减法器安排在减法器8的正输入端处或者输出端 处，同时该替换减法器的负输入端与第二控制电路16的输出端相连 接。
图3中示出的按照本发明的镇流器电路的控制部分的第二实施方 式的原理图与图2的第一实施方式的不同之处在于：它此外还包括用 于将镇流器电路的功率控制到参考功率值Pset的功率控制环路。该附加 的功率控制环路可以以相同的方式应用于图1中所示的电路。
该附加的功率控制环路包括用于测量市电电压Vm的装置(未示 出)、分别对市电电流测量值信号im和市电电压测量值信号Vm进行滤 波的低通滤波器20和22、用于将所述滤波器20和22的输出信号相乘 的乘法器24、用于用参考功率值Pset减去(或比较)来自乘法器26的 相乘结果来提供第三误差信号的第三减法器26和接收第三误差信号并 且与参考波形信号发生器10相连接来依据该第三误差信号控制参考波 形信号的幅度的第三控制电路28。该第三控制电路可以是积分(I)或 比例积分(PI)型的。乘法器24的输出值代表镇流器电路的实际功率 所对应的值。如果它超过参考功率值Pset，则第三控制电路将会控制参 考波形发生器来减小参考波形信号的幅度。结果，第一减法器8的输 出端处的第一误差信号减小、高频减小并且镇流器电路对市电电源的 阻抗增大、市电电流及其表征值im减小，并且第三误差信号将会减小 等等，直至第三误差信号逼近零。
可以观察到，在这些原理图中可以加入一些滤波器，比如在逆变 器2的输出端处加上高通滤波器，实际上就是在用于测量市电电流的 测量装置的输出端加上高通滤波器。
从图3可以看出，功率控制环路与图1和图2中所示的市电电流 波形环路配合得很好。相对较慢的功率控制环路并不会妨碍相对较快 的市电电流波形环路。实际上，所介绍的和图3中所示的功率控制环 路与市电电流波形的控制环路(它是与市电电压同步的)的结合保证 了功率控制仅仅是针对实际功率进行的，而不是针对无功功率进行 的，其中无功功率对反映和控制灯的工作作用不大。
可以观察到，可以运用不同的方法来提供代表功率的值。例如， 可以对由灯发射的光进行测量来给出这一值。
虽然图中没有示出，但必然会观察出，图1到图3中所示的各个 电路可以依照点亮频率和灯点亮之后的简正频率(normal frequency) 以不同的方式工作。
按照第一种工作类型，各个所述电路的逆变器的第一标称切换频 率比电路总体上的谐振频率小大约三倍。点亮频率大概是所述切换频 率的三倍。从低频市电周期的过零点开始，第一控制器6将控制VCO 4 增大并且然后返回到第一标称切换频率，直到达到低频市电周期的过 零点。
按照第二种工作类型，各个所述电路的逆变器的第二标称切换频 率大约等于电路总体上的谐振频率。在点亮条件下，点亮频率几乎与 所述第二标称切换频率相等。从低频市电周期的过零点开始，第一控 制器6将控制VCO 4减小并且然后返回到第二标称切换频率，直到达 到低频市电周期的下一个过零点。
与第一种工作类型相比，所述第二种工作类型有数个优点。在第 二种工作类型的情况下，由发生器10供应的参考波形得到更好的跟 随，从而得到较小的THD。灯的性能或灯的运转状态将会比较好，使得 电路总体上的工作得到改善并且效率更高。损耗也将更小。例如，假 设一个600W的系统，损耗将会从25W降低到20W，就是会有20％的提 高。
为了进一步改善电路的操作，最好将市电频率的三次谐波加入到 参考波形信号中。所述三次谐波可以具有例如为前面介绍的实施方式 中使用的基本参考波形信号的15％的幅度。这样也会在市电电流中造成 一定量的三次谐波，使得市电电流的波形小于完美正弦波，并且因此 会增加市电电压的各个过零点附近的灯电流量。加入少许三次谐波对 灯的性能和运行状态有积极作用。灯电流减小并且随之VHF电流减小， VHF电流减小有益于电路效率的提高。