| 专利类型 | 发明公开 | 法律事件 | 公开; 实质审查; |
| 专利有效性 | 实质审查 | 当前状态 | 实质审查 |
| 申请号 | CN202210429341.5 | 申请日 | 2022-04-22 |
| 公开(公告)号 | CN116979968A | 公开(公告)日 | 2023-10-31 |
| 申请人 | 芯海科技(深圳)股份有限公司; | 申请人类型 | 企业 |
| 发明人 | 陈敏; 张禄鑫; | 第一发明人 | 陈敏 |
| 权利人 | 芯海科技(深圳)股份有限公司 | 权利人类型 | 企业 |
| 当前权利人 | 芯海科技(深圳)股份有限公司 | 当前权利人类型 | 企业 |
| 省份 | 当前专利权人所在省份：广东省 | 城市 | 当前专利权人所在城市：广东省深圳市 |
| 具体地址 | 当前专利权人所在详细地址：广东省深圳市南山区粤海街道高新区社区科苑大道深圳湾创新科技中心1栋301 | 邮编 | 当前专利权人邮编：518000 |
| 主IPC国际分类 | H03M3/00 | 所有IPC国际分类 | H03M3/00 |
| 专利引用数量 | 0 | 专利被引用数量 | 0 |
| 专利权利要求数量 | 14 | 专利文献类型 | A |
| 专利代理机构 | 北京北汇律师事务所 | 专利代理人 | 吕良; |
| 摘要 | 本公开 实施例 提供了一种 信号 处理 电路 、方法及芯片和 电子 设备，其中，该 信号处理 电路包括： 频率 产生模 块 ，被配置为产生与模拟 输入信号 的幅值正相关的 采样 频率信号；Σ‑Δ调 制模 块，被配置为在该 采样频率 信号下将该模拟输入信号转换为 数字信号 。通过本公开实施例，可自适应调整采样频率，进而可对模拟输入信号的快速变化进行快速响应。 | ||
| 权利要求 | 1.一种信号处理电路，其特征在于，包括： |
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| 说明书全文 | 信号处理电路、方法及芯片和电子设备技术领域背景技术[0002] Σ‑ΔADC(Sigma‑Delta模数转换器)是一种常用的高精度ADC，其工作原理是在转换周期内对输入信号进行多次采样，并将多次采样的平均值作为转换结果输出。在对低频信号进行转换的场景中，由于输入信号基本维持不变，Σ‑ΔADC可以采用较低的工作频率。但是，当输入信号偶尔产生波动时，例如在低频直流信号中存在大电流脉冲时，Σ‑ΔADC无法响应模拟输入信号在短时间内的快速变化。针对该问题，相关技术尚未提出有效的解决方案。 发明内容 [0003] 有鉴于此，本公开实施例提供了一种信号处理电路、方法及芯片和电子设备，以至少部分解决信号处理中无法响应模拟输入信号短时间内的快速变化的技术问题。 [0004] 根据本公开实施例的一方面，提供了一种自适应频率调整的信号处理电路，包括：频率产生模块，被配置为产生与模拟输入信号的幅值正相关的采样频率信号；Σ‑Δ调制模块，被配置为在上述采样频率信号下将上述模拟输入信号转换为数字信号。 [0005] 在一些实施例中，上述频率产生模块，被配置为在模拟输入信号的幅值大于或等于阈值信号的幅值的情况下，产生与模拟输入信号的幅值正相关的第一采样频率信号。 [0006] 在一些实施例中，上述频率产生模块，还被配置为在模拟输入信号的幅值小于阈值信号的幅值的情况下，产生第二采样频率信号，其中，第二采样频率信号的频率小于第一采样频率信号的频率。 [0007] 在一些实施例中，上述频率产生模块，包括：控制单元和压控振荡单元，其中，控制单元，被配置为在模拟输入信号的幅值大于或等于阈值信号的幅值的情况下，将模拟输入信号加入压控振荡单元的输入信号；压控振荡单元，被配置为根据输入信号产生采样频率信号。 [0008] 在一些实施例中，上述控制单元，包括：比较器，包括：第一输入端，被配置为接收上述模拟输入信号；第二输入端，被配置为接收上述阈值信号；开关，该开关的一端被配置为接收上述模拟输入信号，另一端连接压控振荡单元，开关的控制端连接比较器的输出端；其中，比较器用于比较模拟输入信号的幅值和阈值信号的幅值，并在模拟输入信号的幅值大于或等于阈值信号的幅值的情况下，控制开关导通，以将模拟输入信号加入压控振荡单元的输入信号。 [0009] 在一些实施例中，上述控制单元，还包括：求和模块，连接在开关与压控振荡单元之间，被配置为接收上述模拟输入信号和预设信号，对模拟输入信号和预设信号进行求和，将求和所得的信号作为输入信号提供给压控振荡单元。 [0010] 在一些实施例中，上述频率产生模块，还包括：增益控制单元，被配置为放大上述模拟输入信号；其中，上述控制单元，被配置为在放大后的模拟输入信号的幅值大于或等于阈值信号的幅值的情况下，将放大后的模拟输入信号加入压控振荡单元的输入信号。 [0012] 在一些实施例中，上述信号处理电路，还包括：电流采样模块，被配置为对电流信号进行采样并转换为上述电压信号。 [0013] 根据本公开实施例的另一方面，提供了一种芯片，包括：本公开实施例的信号处理电路。 [0014] 根据本公开实施例的又一方面，提供了一种电子设备，包括：本公开实施例的信号处理电路、或芯片。 [0015] 根据本公开实施例的再一方面，提供了一种信号处理方法，包括：接收模拟输入信号并产生与模拟输入信号的幅值正相关的采样频率信号；接收模拟输入信号并在上述采样频率信号下将模拟输入信号转换为数字信号。 [0016] 在一些实施例中，接收模拟输入信号并产生与模拟输入信号的幅值正相关的采样频率信号，包括：接收模拟输入信号；在模拟输入信号的幅值大于或等于阈值信号的幅值的情况下，产生与模拟输入信号的幅值正相关的第一采样频率信号。 [0017] 在一些实施例中，接收模拟输入信号并产生与模拟输入信号的幅值正相关的采样频率信号，还包括：在模拟输入信号的幅值小于阈值信号的幅值的情况下，产生第二采样频率信号，其中，第二采样频率信号的频率小于第一采样频率信号的频率。 [0019] 在下面结合附图对于示例性实施例的描述中，本公开的更多细节、特征和优点被公开，在附图中： [0020] 图1示出了根据本公开示例性实施例的自适应频率调整的信号处理电路的示意性框图； [0021] 图2示出了根据本公开示例性实施例的自适应频率调整的信号处理电路的另一示意性框图； [0022] 图3示出了根据本公开示例性实施例的模拟输入信号的幅值与采样频率的示意图； [0023] 图4示出了根据本公开示例性实施例的模数转换电路的示意性框图； [0024] 图5示出了根据本公开示例性实施例的电量监测电路的示意性框图； [0025] 图6示出了根据本公开示例性实施例的频率产生模块的示意性框图； [0026] 图7示出了根据本公开示例性实施例的频率产生模块的另一示意性框图； [0027] 图8示出了根据本公开示例性实施例的电池电量监测系统的示意性框图； [0028] 图9示出了根据本公开示例性实施例的两阶调制器CIFB增量式Σ‑Δ模数转换器的示意性框图； [0029] 图10示出了根据本公开示例性实施例的自适应频率调整的信号处理方法的流程图； [0030] 图11示出了根据本公开示例性实施例的自适应频率调整的信号处理方法的另一流程图； [0031] 图12示出了根据本公开示例性实施例的自适应频率调整的信号处理方法的又一流程图。 具体实施方式[0032] 下面将参照附图更详细地描述本公开的实施例。虽然附图中显示了本公开的某些实施例，然而应当理解的是，本公开可以通过各种形式来实现，而且不应该被解释为限于这里阐述的实施例，相反提供这些实施例是为了更加透彻和完整地理解本公开。应当理解的是，本公开的附图及实施例仅用于示例性作用，并非用于限制本公开的保护范围。 [0033] 应当理解，本公开的方法实施方式中记载的各个步骤可以按照不同的顺序执行，和/或并行执行。此外，方法实施方式可以包括附加的步骤和/或省略执行示出的步骤。本公开的范围在此方面不受限制。 [0034] 本文使用的术语“包括”及其变形是开放性包括，即“包括但不限于”。术语“根据”是“至少部分地根据”。术语“一个实施例”表示“至少一个实施例”；术语“另一实施例”表示“至少一个另外的实施例”；术语“一些实施例”表示“至少一些实施例”。其他术语的相关定义将在下文描述中给出。需要注意，本公开中提及的“第一”、“第二”等概念仅用于对不同的装置、模块或单元进行区分，并非用于限定这些装置、模块或单元所执行的功能的顺序或者相互依存关系。 [0035] 需要注意，本公开中提及的“一个”、“多个”的修饰是示意性而非限制性的，本领域技术人员应当理解，除非在上下文另有明确指出，否则应该理解为“一个或多个”。 [0036] 图1示出了根据本公开示例性实施例的自适应频率调整的信号处理电路的示意性框图，如图1所示，该信号处理电路100包括：频率产生模块110和Σ‑Δ调制模块120。频率产生模块110，与Σ‑Δ调制模块120相连，以向Σ‑Δ调制模块120提供采样频率信号。频率产生模块110被配置为产生与模拟输入信号的幅值正相关的采样频率信号。Σ‑Δ调制模块120被配置为在上述采样频率信号下将上述模拟输入信号转换为数字信号。通过信号处理电路100可自适应调整采样频率，进而可对模拟输入信号的快速变化进行快速响应。 [0037] 在本公开实施例中，Σ‑Δ调制模块120可包括各种类型的Σ‑Δ调制器，包括但不限于单环结构的Σ‑Δ调制器、级联结构的Σ‑Δ调制器。单环结构的Σ‑Δ调制器可包括一阶、二阶或多阶结构。单环结构的Σ‑Δ调制器可包括积分器级联反馈(Cascade‑integrators‑feedback，简称为CIFB)、积分器级联前馈(cascade‑integrators‑feedforward，简称为CIFF)、级联谐振器反馈(cascade‑resonator‑feedback，简称为CRFB)、级联谐振器前馈(cascade‑resonator‑feedforward，简称为CRFF)等结构。本公开实施例对此不作限定。 [0038] 作为一种示例，一阶Σ‑Δ调制器可包括积分器、量化器(例如一位量化噪声比较器)和反馈数模转换器。 [0039] 在本公开实施例中，频率产生模块110接收模拟输入信号并产生与模拟输入信号的幅值正相关的采样频率信号；Σ‑Δ调制模块120接收模拟输入信号并在频率产生模块110产生的采样频率信号下将模拟输入信号转换为数字信号。由于采样频率与模拟输入信号的幅值正相关，在模拟输入信号的幅值快速上升时，采样频率随之提高，采样时间间隔变小，进而模拟输入信号快速变化时，也能对变化中的模拟输入信号进行采样，而避免因采样时间间隔较大使得两个采样时刻之间的信号变化未被合理采样，进而可对模拟输入信号的变化进行快速响应。 [0040] 为了更好地理解本公开实施例，以一个示例进行说明。模拟输入信号的幅值在大多数的时间变化较小，而在少部分的时间变化较大。由于频率产生模块110并产生与模拟输入信号的幅值正相关的采样频率信号，Σ‑Δ调制模块120在大多数时间以较小的采样频率进行采样和处理，而在少部分时间以较大的采样频率进行采样和处理，即，大多数的时间功耗较低，少部分时间功耗较高。作为一个例子，模拟输入信号的幅值在90％的时间内为5V，并在0.5V内变化，在10％的时间内可能发生快速变化，例如快速上升到10V，由于采样频率与模拟输入信号的幅值正相关，Σ‑Δ调制模块120在90％的时间以较小的采样频率进行采样和处理，而在10％的时间以较大的采样频率进行采样和处理，既能快速响应模拟输入信号的快速变化，又能以较低的功耗工作。 [0041] 在一些实施例中，频率产生模块110，被配置为在模拟输入信号的幅值大于或等于阈值信号的幅值的情况下，产生与模拟输入信号的幅值正相关的第一采样频率信号。 [0042] 作为一种实施方式，频率产生模块110被配置为在模拟输入信号的幅值小于阈值信号的幅值的情况下，产生第二采样频率信号，其中，第二采样频率信号的频率小于第一采样频率信号的频率。由此，在模拟输入信号的幅值小于阈值信号的幅值的情况下，Σ‑Δ调制模块120可工作在较小的采样频率，由于采样频率较小，因此Σ‑Δ调制模块120的功耗较小。在模拟输入信号的幅值大于或阈值信号的幅值的情况下，Σ‑Δ调制模块120可工作在与模拟输入信号的幅值正相关的采样频率，由于采样频率提高，采样时间间隔变小，进而模拟输入信号快速变化时，也能对变化中的模拟输入信号采样一次或多次，而避免因采样间隔较大使得采样间隔内的信号变化未被采样，实现对模数输入信号的变化的快速响应。可见，该实施方式可对模拟输入信号的变化进行快速响应，并至少具有较低的功耗。作为一个示例，可对直流信号高精度测量的同时对脉冲的快速响应。 [0043] 作为一种实施方式，阈值信号的幅值为固定值。作为一种示例，模拟输入信号为电压信号，阈值信号为一固定的阈值电压(例如5V)，频率产生模块110在电压信号的幅值超过5V时，产生与电压信号的幅值正相关的第一采样频率信号。 [0044] 作为一种实施方式，如图2所示，信号处理电路100还包括数字信号处理模块130。数字信号处理模块130被配置为转换Σ‑Δ调制模块120输出的数字信号。作为一种示例，数字信号处理模块130和Σ‑Δ调制模块120共用同一个采样时钟，当Σ‑Δ调制模块120的采样频率变化时，数字信号处理模块130的采样频率随之变化。作为一种示例，数字信号处理模块130可包括但不限于带抽取功能的数字滤波器。 [0045] Σ‑Δ调制模块120输出的数字信号为模拟输入信号的粗略表示，数字信号处理模块130处理Σ‑Δ调制模块120输出的数字信号以得到模拟输入信号的精确数字转换结果。作为一种示例，Σ‑Δ调制模块120以采样频率对应的速率将数据提供给数字信号处理模块 130，数字信号处理模块130以输出数据速率提供数据。一般的，Σ‑Δ调制模块120提供数据的速率为数字信号处理模块130提供数据的速率的M倍，其中，M为大于或等于2的整数。 [0046] 作为一种实施方式，数字信号处理模块130和Σ‑Δ调制模块120被配置为增量式Σ‑Δ模数转换器。作为一种示例，增量式Σ‑Δ模数转换器是传统Σ‑Δ模数转换器的一个子集，不同之处在于每次转换开始，增量式Σ‑Δ模数转换器将Σ‑Δ调制模块复位，可以视作工作在瞬时状态的传统Σ‑Δ模数转换器。复位操作使得其在进行当前转换时不保留之前转换得信息，这样可以让模数转换器输出与输入之间形成一对一的映射关系。 [0047] 图3示出了根据本公开示例性实施例的模拟输入信号的幅值与采样频率的示意图，如图3所示，以模拟输入信号的幅值小于阈值时以固定采样频率进行采样、模拟输入信号的幅值大于阈值时以与模拟输入信号的幅值正相关的采样频率进行采样为例。 [0048] 如图3所示，在模拟输入信号的幅值小于阈值的情况下，按照固定采样频率进行采样，采样时间间隔为T0。对于图3所示的示例性模拟输入信号，如果采样频率固定，那么在模拟输入信号产生如图3所示的变化时，由于该变化过程在两个采样点之间，将无法采样到模拟输入信号的变化。为了克服这一问题，在模拟输入信号的幅值大于或等于阈值时，采样频率与模拟输入信号的幅值正相关，随着模拟输入信号的幅值增大，采样频率随之增大，相应的采样时间间隔随之变小，从而能够对变化中的模拟输入信号进行采样。而随着模拟输入信号的幅值降低，采样频率随之降低，相应的采样时间间隔随之变大。在模拟输入信号的幅值降低到阈值以下后，采样频率恢复为固定采样频率，以降低功耗。 [0049] 应当理解，图3仅作为示例性说明，对于不设置阈值、采样频率与模拟输入信号的幅值始终正相关的示例，区别在于在模拟输入信号的幅值轻微变化时，采样频率也随之轻微变化，相应的采样时间间隔也轻微变化。 [0050] 图4示出了根据本公开示例性实施例的模数转换电路的示意性框图，如图4所示，模数转换电路400包括：频率产生模块410和Σ‑Δ模数转换芯片420。频率产生模块410与Σ‑Δ模数转换芯片420相连，以向Σ‑Δ模数转换芯片420提供采样频率信号。频率产生模块410被配置为产生与模拟输入信号的幅值正相关的采样频率信号。Σ‑Δ模数转换芯片420被配置为在频率产生模块410产生的采样频率信号下将模拟输入信号转换为数字信号。 [0051] 在本公开实施例中，Σ‑Δ模数转换芯片420可包括各种类型的Σ‑Δ模数转换芯片，包括但不限于传统的Σ‑Δ模数转换芯片、增量式Σ‑Δ模数转换芯片等。本实施例对此不作限定。 [0052] 在本公开实施例中，Σ‑Δ模数转换芯片420通常包括Σ‑Δ调制器和数字信号处理模块，数字信号处理模块通常是数字滤波器。本实施例对此不作限定。 [0053] 在一些实施例中，上述频率产生模块410，被配置为在模拟输入信号的幅值大于或等于阈值信号的幅值的情况下，产生与模拟输入信号的幅值正相关的采样频率信号。 [0054] 作为一种实施方式，频率产生模块410被配置为在模拟输入信号的幅值小于阈值信号的幅值的情况下，产生第二采样频率信号，其中，第二采样频率信号的频率小于第一采样频率信号的频率。由此，在模拟输入信号的幅值小于阈值信号的幅值的情况下，Σ‑Δ模数转换芯片420可工作在较小的采样频率，在模拟输入信号的幅值大于或等于阈值信号的幅值的情况下，Σ‑Δ模数转换芯片420可工作在与模拟输入信号的幅值正相关的采样频率，进而可对模拟输入信号的变化进行快速响应，并至少具有较低的功耗。 [0055] 下面结合图5以电池电量监测为例，对本公开的信号处理电路进行进一步说明。 [0056] 图5示出了根据本公开示例性实施例的电量监测电路的示意性框图，如图5所示，电量监测电路500包括：电流采样模块510、频率产生模块520和Σ‑Δ调制模块530。电流采样模块510被配置为对电流信号进行采样并转换为电压信号。频率产生模块520，被配置为产生与电压信号的幅值正相关的采样频率信号。Σ‑Δ调制模块530，被配置为在频率产生模块520产生的采样频率信号下，将电流采样模块510转换得到的电压信号转换为数字信号。 [0058] 电流采样模块510对电流信号进行采样并转换为电压信号。该电压信号可为直流信号并可能具有大电流导致的脉冲。作为一种实施方式，该电压信号为差分电压信号，但本公开实施例对此不作限定。 [0059] 在一些实施例中，频率产生模块520被配置为在电压信号的幅值大于或等于阈值电压的情况下，产生与电压信号的幅值正相关的采样频率信号。作为一种实施方式，阈值电压为一固定电压值。 [0060] 作为一种实施方式，频率产生模块520被配置为在电压信号的幅值小于阈值电压的情况下，产生第二采样频率信号，其中，第二采样频率信号的频率小于第一采样频率信号的频率。由此，在电压信号的幅值小于阈值电压的情况下，Σ‑Δ调制模块530可工作在较小的采样频率，在电压信号的幅值大于或等于阈值电压的情况下，Σ‑Δ调制模块530可工作在与电压信号的幅值正相关的采样频率。因而可对电压信号的变化进行快速响应，并至少具有较低的功耗。 [0061] 作为一种实施方式，电量监测电路500还包括数字信号处理模块。数字信号处理模块被配置为转换Σ‑Δ调制模块530输出的数字信号。作为一种示例，数字信号处理模块可包括但不限于带抽取功能的数字滤波器。 [0062] Σ‑Δ调制模块530输出的数字信号(例如脉冲宽度调制(PDM)码字)为电压信号的粗略表示，数字信号处理模块处理Σ‑Δ调制模块530输出的数字信号以得到电压信号的精确数字转换结果。作为一种示例，Σ‑Δ调制模块530以采样频率对应的速率将数据提供给数字信号处理模块，数字信号处理模块以输出数据速率提供数据。一般的，Σ‑Δ调制模块530提供数据的速率为数字信号处理模块提供数据的速率的M倍，其中，M为大于或等于2的整数。 [0063] 下面对本公开实施例的频率产生模块(例如如图1、2、4或5所示的频率产生模块)的一种实施方式进行描述。 [0064] 图6示出了根据本公开示例性实施例的频率产生模块的示意性框图，如图6所示，频率产生模块600，包括控制单元610和压控振荡单元620。控制单元610，被配置为在模拟输入信号的幅值大于或等于阈值信号的幅值的情况下，将模拟输入信号加入压控振荡单元620的输入信号。压控振荡单元620被配置为根据输入信号产生第一采样频率信号。 [0065] 在一些实施例中，在模拟输入信号的幅值小于阈值信号的幅值的情况下，压控振荡单元620的输入信号为预设信号，压控振荡单元620根据该预设信号产生第二采样频率信号。作为一种示例，该预设信号为一固定电压信号，使得压控振荡单元620产生与该预设信号对应的固定采样频率信号。在模拟输入信号的幅值大于或等于阈值信号的幅值的情况下，压控振荡单元620的输入信号为该预设信号与模拟输入信号之和，此时压控振荡单元620产生的采样频率与模拟输入信号的幅值正相关。 [0066] 在一些实施例中，如图7所示，频率产生模块600，还包括：增益控制单元630，被配置为放大模拟输入信号。控制单元610，被配置为在放大后的模拟输入信号的幅值大于阈值信号的幅值的情况下，将放大后的模拟输入信号加入压控振荡单元620的输入信号。此时，压控振荡单元620的输入信号为该预设信号与放大后的模拟输入信号之和。 [0067] 作为一种实施方式，可基于模拟输入信号的幅值变化速度设置增益控制单元630对模拟输入信号的放大倍数。作为一种示例，对于幅值变化速度大的模拟输入信号，设置较大的放大倍数，以快速响应模拟输入信号的幅值变化。在模拟输入信号的幅值变化较大时，设置较大的放大倍数使得最大采样频率的较大，因而需要工作频率大于最大采样频率的Σ‑Δ调制模块。因而，作为一种示例，可基于模拟输入信号的幅值变化速度和变化大小设置增益控制单元630对模拟输入信号的放大倍数。 [0068] 作为一种实施方式，控制单元610可包括比较器和开关，比较器的一个输入端用于接收阈值信号，比较器的另一个输入端用于接收模拟输入信号(或放大后的模拟输入信号)，比较器的输出端连接开关的控制端。开关一端用于接收模拟输入信号(或放大后的模拟输入信号)，另一端连接压控振荡单元620的输入信号，开关的控制端连接比较器的输出端。其中，比较器用于比较模拟输入信号的幅值和阈值信号的幅值，并在模拟输入信号的幅值大于或等于阈值信号的幅值的情况下，控制开关导通，以将模拟输入信号(或放大后的模拟输入信号)加入压控振荡单元620的输入信号，即，在压控振荡单元620的原输入信号中叠加模拟输入信号(或放大后的模拟输入信号)。 [0069] 作为一种示例，控制单元610还包括：求和模块，连接在开关与压控振荡单元620之间，被配置为接收模拟输入信号和预设信号，对模拟输入信号和预设信号进行求和，将求和所得的信号作为输入信号提供给压控振荡单元620。 [0070] 作为一种示例，比较器在阈值信号的幅值大于模拟输入信号的幅值(或放大后的模拟输入信号的幅值)时输出第一电平，此时开关为断开状态，压控振荡单元620的输入信号为预设信号，产生第二采样频率信号；比较器在阈值信号的幅值小于模拟输入信号的幅值(或放大后的模拟输入信号的幅值)时输出第二电平，此时开关为闭合状态，压控振荡单元620的输入信号为预设信号与模拟输入信号(或放大后的模拟输入信号)之后，产生与模拟输入信号的幅值(或放大后的模拟输入信号的幅值)正相关的第一采样频率信号。其中，第一电平与第二电平为相反的电平，分别用于控制开关闭合或关断。例如，第一电平为低电平，第二电平为高电平；或者，第一电平为高电平，第二电平为低电平。 [0071] 作为一种例子，模拟输入信号为电压信号。比较器在阈值电压大于电压信号的幅值(或放大后的电压信号的幅值)时输出第一电平(例如低电平)，此时开关为断开状态，压控振荡单元620的输入信号为预设电压，产生第二采样频率信号；比较器在阈值电压小于电压信号的幅值(或放大后的电压信号的幅值)时输出第二电平(例如高电平)，此时开关为闭合状态，压控振荡单元620的输入信号为预设电压与电压信号(或放大后的电压信号)之后，产生与电压信号(或放大后的电压信号)正相关的第一采样频率信号。 [0072] 下面以电量监测系统的一个示例对本公开实施例进行说明。 [0073] 图8示出了根据本公开示例性实施例的电池电量监测系统的示意性框图，如图8所示，该电池电量监测系统800包括：采样电阻810、Σ‑Δ调制积分器820、量化器830、数字积分滤波器840、增益控制器850、比较器860、开关870和压控振荡器880。 [0074] 参考图8所示，采样电阻810将电池900(例如锂电池)的电流转换为输入电压(图8中示出为差分电压Vin＝Vinp‑Vinn)。输入电压被提供给Σ‑Δ调制积分器820和增益控制器850。增益控制器850将输入电压放大后(表示为K*Vin)提供给比较器860和开关870。比较器860的一端接收放大后的输入电压，另一端接收阈值电压(表示为Vth)，输出端与开关870的控制端接连。开关870的一端与增益控制器850连接，另一端连接到求和模块，求和模块接收放大后的输入电压和预设电压(表示为Vfs)，并对两电压求和得到的信息表示为K*Vin+Vfs，将K*Vin+Vfs作为压控振荡器880的输入信号。压控振荡器880向Σ‑Δ调制积分器820和量化器830输出采样频率信号。Σ‑Δ调制积分器820和量化器830在该采样频率信号(表示为fs)下工作。 [0075] Σ‑Δ调制积分器820和量化器830在压控振荡器880提供的采样频率信号(fs)下将输入电压(Vin)转换为n个PDM码字(D[0],D[1],...,D[n‑1])，n为过采样率，PDM码字经过数字积分滤波器840后转换为输入电压对应的码字Dout。作为一种例子，每一次转换完成后将Σ‑Δ调制积分器820和量化器830和数字积分滤波器840进行复位，从而进行增量式Σ‑Δ模数转换。 [0076] 在该示例中，输入电压Vin通过增益控制器850后得到K*Vin，比较器860将K*Vin与阈值电压Vth比较，当输入电压Vin幅值大于阈值电压Vth，表明此时的电流大于预设值Vth/R(R为采样电阻810的阻值)，输入端存在大电流脉冲，此时比较器860输出为高电频，将开关870闭合，放大后的输入电压(K*Vin)加入至压控振荡器880的输入电压(表示为K*Vin+Vfs)，压控振荡器880的输出频率根据此时输入电压幅值的大小而增加，从而提高了增量式Σ‑Δ调制积分器820和量化器830的采样频率，通过自适应频率调整，增量式能截取并转换短时间内快速变化的大电流脉冲。当输入电压Vin幅值小于阈值电压Vth，此时比较器860输出为电频，将开关870断开，压控振荡器880的输入电压为Vfs。 [0077] 下面以图9所示的两阶调制器CIFB增量式Σ‑Δ模数转换器对本公开示例性的信号处理过程进行说明。该Σ‑Δ模数转换器为增量式Σ‑Δ模数转换器。 [0078] 在一般转换阶段： [0079] 复位完成后第一个转换周期： [0080] 第一个积分器的输出为：V1[1]＝V1[0]+a*Vin[0]‑c*D[0]，由于系统经过复位，所以V1[0]＝0，因此，V1[1]＝a*Vin[0]‑c*D[0]。 [0081] 第二个积分器的输出为：V2[1]＝V2[0]+b*V1[0]‑d*D[0]，由于系统经过复位，所以V2[0]＝0，因此，V2[1]＝b*V1[0]‑d*D[0]。 [0082] 第二个转换周期： [0083] 第一个积分器的输出为：V1[2]＝V1[1]+a*Vin[1]‑c*D[1]，将V1[1]带入前式得到：V1[2]＝a*(Vin[1]+Vin[0])‑c*(D[1]+D[0])。 [0084] 第二个积分器的输出为：V2[2]＝V2[1]+b*V1[1]‑d*D[1]，将V2[1]带入前式得到：V2[2]＝b*(V1[1]+V1[0])‑d*(D[1]+D[0])。 [0085] 第n个转换周期： [0086] 第一个积分器的输出为： [0087] 第二个积分器的输出为： 将V1[1]带入前式得到： [0088] 假设输入信号Vin是直流信号： [0089] [0090] 其中 是量化误差。 [0091] 在第n个转换周期后，假设转换到第p个周期时，比较器监控发现电流信号超过预设值，此时对电流信号采样并转化得到的电压信号的幅值超过阈值电压，调整采样频率使其与电压信号的幅值正相关。 [0092] 同上，第p+1个周期时： [0093] 第一个积分器的输出为：V1[p+1]＝V1[p]+a*Vin[p]‑c*D[p] [0094] 第二个积分器的输出为：V2[p+1]＝V2[p]+b*V1[p]‑d*D[p] [0095] 第p+2个周期： [0096] 第一个积分器的输出为：V1[p+2]＝V1[p+1]+a*Vin[p+1]‑c*D[p+1]，可表示为V1[p+2]＝V1[p]+a*(Vin[p]+Vin[p+1])‑c*(D[p+1]+D[p])。 [0097] 第一个积分器的输出为：V2[p+2]＝V2[p+1]+a*Vin[p+1]‑c*D[p+1]，可表示为V2[p+2]＝V2[p]+b*(V1[p]+V1[p+1])‑d*(D[p+1]+D[p])。 [0098] 第p+m个周期： [0099] 第一个积分器的输出为： [0100] 第一个积分器的输出为： [0101] 可以得到： [0102] [0103] 其中 为量化误差。 [0104] 由于在第p个周期至第p+m个周期，采样频率与电压信号的幅值正相关，采样时间间隔随着电压信号的幅值的增加逐渐缩短，相应的采样周期随着电压信号的幅值的增加逐渐变小，可以通过第p个周期之后m个周期的PDM码字快速得到大电流脉冲的值。而如果采用固定较低的采样频率，则由于每个周期的时间较长，m个周期所需的时间也更长；并且，由于采样时间间隔较长，在大电流脉冲出现时的采样点较少，即使经过m个周期的转换，也无法准确得到大电流脉冲的值。 [0105] 本实施例中，为了准确得到大电流脉冲的值，数字滤波器可以根据第p个周期后的m个周期对应的码字(即第p+1个周期和第p+m个周期的码字)来确定大电流脉冲的转换结果。 [0106] 本申请实施例通过引入自适应频率调整方法，进而对不同的输入信号自适应调整Σ‑ΔADC的工作频率，实现对直流信号高精度测量的同时对大电流信号的快速响应检测。 [0107] 在该示例中，比较器检测待测电流是否进行自适应频率调整，若待测电流产生的电压经过增益控制器放大后的电压大于预先设置的阈值电压，则进行动态自适应调整Σ‑Δ调制器的工作频率，对大电流脉冲信号进行快速响应，进而在不引入额外模块的条件下截取到大电流下转换的PDM码字，从而可得到该短时间内大电流的平均值。 [0108] 本公开实施例还提供了一种信号处理方法，如图10所示，该信号处理方法包括步骤S1001至步骤S1002。 [0109] 步骤S1001，接收模拟输入信号并产生与模拟输入信号的幅值正相关的采样频率信号。 [0110] 步骤S1002，接收模拟输入信号并在上述采样频率信号下将模拟输入信号转换为数字信号。 [0111] 在一些实施例中，如图11所示，信号处理方法包括步骤S1101至步骤S1103。 [0112] 步骤S1101，接收模拟输入信号。 [0113] 步骤S1102，在模拟输入信号的幅值大于或等于阈值信号的幅值的情况下，产生与模拟输入信号的幅值正相关的采样频率信号。 [0114] 步骤S1103，接收模拟输入信号并在上述采样频率信号下将模拟输入信号转换为数字信号。 [0115] 在一些实施例中，如图12所示，信号处理方法包括步骤S1201至步骤S1205。 [0116] 步骤S1201，接收模拟输入信号。 [0117] 步骤S1202，判断模拟输入信号的幅值是否大于或等于阈值信号的幅值。 [0118] 在模拟输入信号的幅值大于或等于阈值信号的幅值的情况下，进行步骤S1203，产生与模拟输入信号的幅值正相关的第一采样频率信号。 [0119] 在模拟输入信号的幅值小于阈值信号的幅值的情况下，进行步骤S1204，产生第二采样频率信号。第二采样频率信号的频率小于第一采样频率信号的频率。 [0120] 步骤S1205，接收模拟输入信号并在第一或第二采样频率信号下将模拟输入信号转换为数字信号。 [0121] 本公开实施例还提供了一种芯片，该芯片可包括：本公开实施例的信号处理电路或电量监测电路。 [0122] 本公开实施例提供了一种电子设备，该电子设备包括：本公开实施例的信号处理电路、电量监测电路、模数转换电路、或芯片。 [0123] 本公开的方案可被集成到如下电子设备中，该电子设备选自由以下各项组成的组：机顶盒；娱乐单元；导航设备；通信设备；固定位置数据单元；移动位置数据单元；全球定位系统(GPS)设备；移动电话；蜂窝电话；智能电话；会话发起协议(SIP)电话；平板电脑；平板手机；服务器；计算机；便携式计算机；移动计算设备；可穿戴计算设备；台式计算机；个人数字助理(PDA)；监视器；计算机监视器；电视机；调谐器；收音机；卫星无线电；音乐播放器；数字音乐播放器；便携式音乐播放器；数字视频播放器；视频播放器；数字视频光盘(DVD)播放器；便携式数字视频播放器；机动车；车辆组件；航空电子系统；无人机；以及多旋翼飞行器。 [0124] 以上对本公开所提供一种信号处理电路、方法及芯片和电子设备进行了详细介绍，本文中应用了具体个例对本公开的原理及实施方式进行了阐述，以上实施例的说明只是用于帮助理解本公开的方法及其核心思想；同时，对于本领域的一般技术人员，依据本公开的思想，在具体实施方式及应用范围上均会有改变之处，综上所述，本说明书内容不应理解为对本公开的限制。 |
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