一种基于双通道旋转变压器位置伺服控制系统和方法

专利类型 发明公开 法律事件 公开; 实质审查;
专利有效性 实质审查 当前状态 实质审查
申请号 CN202310184595.X 申请日 2023-03-01
公开(公告)号 CN116191962A 公开(公告)日 2023-05-30
申请人 北方民族大学; 申请人类型 学校
发明人 刘锋; 丁晓军; 高洋; 第一发明人 刘锋
权利人 北方民族大学 权利人类型 学校
当前权利人 北方民族大学 当前权利人类型 学校
省份 当前专利权人所在省份:宁夏回族自治区 城市 当前专利权人所在城市:宁夏回族自治区银川市
具体地址 当前专利权人所在详细地址:宁夏回族自治区银川市西夏区文昌北街204号 邮编 当前专利权人邮编:750021
主IPC国际分类 H02P21/18 所有IPC国际分类 H02P21/18H02P21/06H02P25/022H02K24/00
专利引用数量 0 专利被引用数量 0
专利权利要求数量 6 专利文献类型 A
专利代理机构 北京市领专知识产权代理有限公司 专利代理人 潘镜如;
摘要 本 发明 涉及一种基于双通道旋转 变压器 的 位置 伺服控制系统和方法,包括以下步骤:将永磁同步 电机 的 角 位置划分为N个分区,N=32;获取双通道旋转电机的输出 信号 ,并对其进行位置补偿计算;对双通道旋转电机位置补偿后的 输出信号 进行位置修正。本发明提出的粗、精通道的补偿计算方法,有效防止了“跳码”现象,提高了测角 精度 。
权利要求

1.一种基于双通道旋转变压器位置伺服控制系统,其特征在于:包括:双通道旋转变压器解码器、主控单元、隔离放大器驱动器IGBT、永磁同步电机、相电流检测器;
所述主控单元的输出端与隔离放大器的输入端连接,隔离放大器的输出端与驱动器IGBT连接,驱动器IGBT分别与永磁同步电机的输入端、相电流检测器的输入端连接;永磁同步电机的输出端与解码器的输入端连接,解码器的输出端、相电流检测器的输出端分别与主控单元的输入端连接;
所述主控单元用于对双通道旋转电机的输出信号进行位置补偿计算和位置修正计算。
2.根据权利要求1所述的一种基于双通道旋转变压器的位置伺服控制系统,其特征在于:所述主控单元对双通道旋转电机的输出信号进行位置补偿计算的方式为:
将永磁同步电机转子的一周位置划分为N个分区,N=32;
对双通道旋转电机的输出信号进行位置补偿计算后,双通道旋转电机的输出为:
θ=11.25×N+θ2×σ(1)
式(1)中,θ为粗、精双通道旋转变压器最终测量的角位置,N为分区数量,θ2为精通道输出的二进制码,σ为精通道的最小分辨率
3.根据权利要求2所述的一种基于双通道旋转变压器的位置伺服控制系统,其特征在于:所述主控单元对双通道旋转电机的输出信号进行位置修正计算的方式为:
当|θ1‑θ|≤5.625°时,不进行位置修正,θ1为粗通道输出的二进制码;
当|θ1‑θ|>5.625°时,使N+1,再进行位置补偿计算,直到|θ1‑θ|≤5.625°;
当|θ1‑θ|<‑5.625°时,使N‑1,再进行位置补偿计算,直到|θ1‑θ|≤5.625°。
4.一种基于双通道旋转变压器的位置伺服控制方法,其特征在于:包括以下步骤:
步骤1,将永磁同步电机的角位置划分为N个分区,N=32;
步骤2,获取双通道旋转电机的输出信号,并对其进行位置补偿计算;
步骤3,对双通道旋转电机位置补偿后的输出信号进行位置修正。
5.根据权利要求4所述的一种基于双通道旋转变压器的位置伺服控制方法,其特征在于:所述步骤2具体包括以下步骤:
双通道旋转电机的输出信号包括θ1、θ2,其中,θ1为粗通道输出的二进制码,θ2精通道输出的二进制码;
对双通道旋转电机的输出信号进行位置补偿计算后,双通道旋转电机的输出为:
θ=11.25×N+θ2×σ(1)
式(1)中,θ为粗、精双通道旋转变压器最终测量的角位置,N为分区数量,σ为精通道的最小分辨率。
6.根据权利要求5所述的一种基于双通道旋转变压器的位置伺服控制方法,其特征在于:所述步骤3具体包括以下步骤:
当|θ1‑θ|≤5.625°时,不进行位置修正;
当|θ1‑θ|>5.625°时,使N+1,再进行位置补偿计算,直到|θ1‑θ|≤5.625°;
当|θ1‑θ|<‑5.625°时,使N‑1,再进行位置补偿计算,直到|θ1‑θ|≤5.625°。

说明书全文

一种基于双通道旋转变压器位置伺服控制系统和方法

技术领域

[0001] 本发明涉及测信号处理技术领域,特别涉及一种基于双通道旋转变压器的位置伺服控制系统和方法。

背景技术

[0002] 旋转变压器作为一种高精度位置传感器,其具有抗冲击能强、耐高低温、精度高以及可靠性高的特点,而且其对安装精度的要求不高,可广泛应用在各种恶劣环境下的高精度旋转体位置检测中。为了解决极端恶劣工况下的高精度测角问题,采用多对极细分转角的方法提高测角精度,多通道的方法虽然能够提高测角精度,但不同分辨率的通道之间会存在错误进位,产生“跳码”现象,反而恶化测角精度,增大测角误差。

发明内容

[0003] 本发明的目的在于改善现有技术“跳码”现象,提供一种基于双通道旋转变压器的位置伺服控制系统和方法。
[0004] 为了实现上述发明目的,本发明实施例提供了以下技术方案:
[0005] 一种基于双通道旋转变压器的位置伺服控制系统,包括:双通道旋转变压器、解码器、主控单元、隔离放大器驱动器IGBT、永磁同步电机、相电流检测器;
[0006] 所述主控单元的输出端与隔离放大器的输入端连接,隔离放大器的输出端与驱动器IGBT连接,驱动器IGBT分别与永磁同步电机的输入端、相电流检测器的输入端连接;永磁同步电机的输出端与解码器的输入端连接,解码器的输出端、相电流检测器的输出端分别与主控单元的输入端连接;
[0007] 所述主控单元用于对双通道旋转电机的输出信号进行位置补偿计算和位置修正计算。
[0008] 更进一步地,所述主控单元对双通道旋转电机的输出信号进行位置补偿计算的方式为:
[0009] 将永磁同步电机转子的一周角位置划分为N个分区,N=32;
[0010] 对双通道旋转电机的输出信号进行位置补偿计算后,双通道旋转电机的输出为:
[0011] θ=11.25×N+θ2×σ(1)
[0012] 式(1)中,θ为粗、精双通道旋转变压器最终测量的角位置,N为分区数量,θ2为精通道输出的二进制码,σ为精通道的最小分辨率。
[0013] 更进一步地,所述主控单元对双通道旋转电机的输出信号进行位置修正计算的方式为:
[0014] 当|θ1‑θ|≤5.625°时,不进行位置修正,θ1为粗通道输出的二进制码;
[0015] 当|θ1‑θ|>5.625°时,使N+1,再进行位置补偿计算,直到|θ1‑θ|≤5.625°;
[0016] 当|θ1‑θ|<‑5.625°时,使N‑1,再进行位置补偿计算,直到|θ1‑θ|≤5.625°。
[0017] 一种基于双通道旋转变压器的位置伺服控制方法,包括以下步骤:
[0018] 步骤1,将永磁同步电机的角位置划分为N个分区,N=32;
[0019] 步骤2,获取双通道旋转电机的输出信号,并对其进行位置补偿计算;
[0020] 步骤3,对双通道旋转电机位置补偿后的输出信号进行位置修正。
[0021] 更进一步地,所述步骤2具体包括以下步骤:
[0022] 双通道旋转电机的输出信号包括θ1、θ2,其中,θ1为粗通道输出的二进制码,θ2精通道输出的二进制码;
[0023] 对双通道旋转电机的输出信号进行位置补偿计算后,双通道旋转电机的输出为:
[0024] θ=11.25×N+θ2×σ(1)
[0025] 式(1)中,θ为粗、精双通道旋转变压器最终测量的角位置,N为分区数量,σ为精通道的最小分辨率。
[0026] 更进一步地,所述步骤3具体包括以下步骤:
[0027] 当|θ1‑θ|≤5.625°时,不进行位置修正;
[0028] 当|θ1‑θ|>5.625°时,使N+1,再进行位置补偿计算,直到|θ1‑θ|≤5.625°;
[0029] 当|θ1‑θ|<‑5.625°时,使N‑1,再进行位置补偿计算,直到|θ1‑θ|≤5.625°。
[0030] 与现有技术相比,本发明的有益效果:
[0031] 针对双通道旋转变压器,已有的补偿计算方法存在“跳码”现象,本发明针对该问题,提出的粗、精通道的补偿计算方法,有效防止了“跳码”现象,提高了测角精度,最终将测角结果用于位置伺服控制系统中,永磁同步电机的矢量控制实现高精度位置反馈信息,实现了角秒级的测角精度,有效提高了永磁同步电机的低速平稳性。附图说明
[0032] 为了更清楚地说明本发明实施例的技术方案,下面将对实施例中所需要使用的附图作简单地介绍,应当理解,以下附图仅示出了本发明的某些实施例,因此不应被看作是对范围的限定,对于本领域普通技术人员来讲,在不付出创造性劳动的前提下,还可以根据这些附图获得其他相关的附图。
[0033] 图1为本发明系统模框图
[0034] 图2为本发明方法流程图
[0035] 图3为现有技术双通道旋转变压器原理示意图;
[0036] 图4为现有技术双通道旋转变压器的二进制位及其权重;
[0037] 图5为现有技术永磁同步电机的输出波形图,图5中a为永磁同步电机的速度波形图,图5中的b为永磁同步电机的角位置波形图;
[0038] 图6为本发明双通道旋转变压器的输出波形图,图6中的a为双通道旋转变压器的连续测角波形图,图6中的b为双通道旋转变压器的静止测角波形图;
[0039] 图7为本发明永磁同步电机的输出波形图,图7中的a为永磁同步电机的速度波形图,图7中的b为永磁同步电机的角位置波形图。

具体实施方式

[0040] 下面将结合本发明实施例中附图,对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述,显然,所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例,而不是全部的实施例。通常在此处附图中描述和示出的本发明实施例的组件可以以各种不同的配置来布置和设计。因此,以下对在附图中提供的本发明的实施例的详细描述并非旨在限制要求保护的本发明的范围,而是仅仅表示本发明的选定实施例。基于本发明的实施例,本领域技术人员在没有做出创造性劳动的前提下所获得的所有其他实施例,都属于本发明保护的范围。
[0041] 应注意到:相似的标号和字母在下面的附图中表示类似项,因此,一旦某一项在一个附图中被定义,则在随后的附图中不需要对其进行进一步定义和解释。同时,在本发明的描述中,术语“第一”、“第二”等仅用于区分描述,而不能理解为指示或暗示相对重要性,或者暗示这些实体或操作之间存在任何这种实际的关系或者顺序。另外,术语“相连”、“连接”等可以是元件之间直接相连,也可以是经由其他元件的间接相连。
[0042] 实施例:
[0043] 针对现有的1对极与32对极组合的双通道旋转变压器,进行测角原理分析,为便于说明,将1对极对应的测角通道标记为粗通道,将32对极对应的测角通道标记为精通道。双通道的旋转变压器原理如图3所示,粗通道和精通道的耦合方式为,其中粗通道是将0°~360°编码为16位的二进制编码(即0‑65536),其最小分辨率为0.0055°;精通道是将0°~
11.25°编码为16位的二进制编码(即0‑65536),其最小分辨率为0.618角秒。即粗通道的0‑
10位和精通道的5‑15位具有相同的分辨率。
[0044] 为了提高测角精度,通过将粗、精通道的数据融合起来的方式,可实现21位的测角精度。为便于说明,请参见图4,将每一位的二进制位对应的角度值记为该二进制位的权重。从图4中可以看出,粗通道的第10位和精通道的第15位代表的权重是一样的,都是5.625°。
若将粗通道的10位的权重用B表示,将粗通道的11位的权重用A表示,同时,将精通道的15位的权重用C表示,将精通道的14位的权重用D表示。此时,为了获得21位的测角精度,只能将C的权重直接进位到A上,则会产生错误进位,产生“跳码”现象。
[0045] 获得错误进位的原因:1,粗通道的测量误差过大;2,在旋转变压器装配过程中,可固定粗、精导通相对位置,考虑后续处理电路存在不确定性,导致解码芯片每次上电初始位置都是随机值,导致错误进位产生。针对错误进位则需要进行修正,已有的修正方法如表1所示,其中e为粗通道的10位的权重:
[0046] 表1已有的错误进位修正方法
[0047]序号 判断方法 修正方法
1 B‑C≤e 不修正
2 B‑C>e A+1
3 B‑C≤‑e A‑1
[0048] 采用表1的错误进位修正方法,将获得的21位永磁同步电机测角结果用于位置伺服控制系统,此时永磁同步电机的速度波形如图5(a)所示,横坐标为时间(单位:秒),纵坐标为速度(单位:rad/s);角位置波形如图5(b)所示,横坐标为时间(单位:秒),纵坐标为角位置(单位:rad)。可以看出,为了获得21位的高精度电机转子位置检测结果,采用已有的方法去修正错误进位,此时电机低速平稳性指标降低,电机角位置产生跳动,“跳码”现象出现。
[0049] 本发明为解决上述技术问题,提出如下方案,一种基于双通道旋转变压器的位置伺服控制系统,如图1所示,系统包括双通道旋转变压器、解码器、主控单元、隔离放大器、驱动器IGBT、永磁同步电机、相电流检测器。所述主控单元的输出端与隔离放大器的输入端连接,隔离放大器的输出端与驱动器IGBT连接,驱动器IGBT分别与永磁同步电机的输入端、相电流检测器的输入端连接;永磁同步电机的输出端与解码器的输入端连接,解码器的输出端、相电流检测器的输出端分别与主控单元的输入端连接。
[0050] 主控单元采用TI公司的DSP28335型号芯片,向隔离放大器输出6路PWM波,经隔离放大器进行放大后,通过驱动器IGBT确保永磁同步电机输入的是三相相差120°的正弦波;为了满足对永磁同步电机的高精度测角要求,使用相电流检测器对三相电流进行实时检测,提高电流检测精度;双通道旋转变压器的输出信号采用型号为AD2S80的解码器进行解调,产生两组16为的二进制码,经主控单元计算后,即可得到21位的位置数据。
[0051] 本方案为了消除“跳码”现象,将主控单元对双通道旋转变压器的输出信号的补偿计算方式进行改进。首先将永磁同步电机转子的角位置划分为32个分区,分区数与粗通道15‑11位的关系如表2所示。
[0052] 表2永磁同步电机转子角位置分区
[0053]
[0054] 如表2所示,将一周360°的角位置划分为32个扇区,此时粗、精双通道旋转变压器的输出为:
[0055] θ=11.25×N+θ2×σ(1)
[0056] 式(1)中,θ为粗、精双通道旋转变压器最终测量的角位置,N为分区数量,θ2为精通道输出的二进制码,σ为精通道的最小分辨率。
[0057] 据此,本方案为了防止“跳码”现象,采取的位置修正方法如表3所示,其中θ1为粗通道输出的二进制码。
[0058] 表3本方案的位置修正方法
[0059]
[0060]
[0061] 采用表3的位置修正方法,将获得的21位永磁同步电机的测角结果用于位置伺服控制系统,此时永磁同步电机位置转动过程中双通道旋转变压器输出的连续测角波形如图6(a)所示,其中,横坐标为时间(单位:毫秒),纵坐标为分区,波形A为粗通道和精通道耦合输出的测角结果,波形B为扇区选择结果,波形C表示转子旋转角度。可以看出,采用新的修正方法不会产生错误的扇区选择。图6(b)为永磁同步电机转子静止情况下的测角结果,横坐标为时间(单位:秒),纵坐标为角位置(单位:rad/s),可以看出,测角精度能够达到角秒级别。
[0062] 图1给出的系统中,永磁同步电机采用矢量控制,在采用双通道旋转变压器实现高精度测角的条件下,当给定永磁同步电机的转速为0.0001rad/s条件下,永磁同步电机的速度波形如图7(a)所示,横坐标为时间(单位:秒),纵坐标为速度(单位:rad/s);角位置波形如图7(b)所示,横坐标为时间(单位:秒),纵坐标为角位置(单位:rad)。可以看出,首先,本方案提出的新的多对极补偿计算方法能够为永磁同步电机转子位置提供精确的反馈信息,为提高系统精度奠定基础;其次,本方案提出的位置修正方法,不但能获得高精度的位置检测结果,并且检测结果动态响应特性好,符合快速位置检测的要求。
[0063] 基于上述系统,请参见图2,本方案还提出一种基于双通道旋转变压器的位置伺服控制方法,包括以下步骤:
[0064] 步骤1,将永磁同步电机的角位置划分为N个分区,N=32。
[0065] 步骤2,获取双通道旋转电机的输出信号,并对其进行位置补偿计算。
[0066] 双通道旋转电机的输出信号包括θ1、θ2,其中,θ1为粗通道输出的二进制码,θ2精通道输出的二进制码;
[0067] 对双通道旋转电机的输出信号进行位置补偿计算后,双通道旋转电机的输出为:
[0068] θ=11.25×N+θ2×σ(1)
[0069] 式(1)中,θ为粗、精双通道旋转变压器最终测量的角位置,N为分区数量,σ为精通道的最小分辨率。
[0070] 步骤3,对双通道旋转电机位置补偿后的输出信号进行位置修正。
[0071] 当|θ1‑θ|≤5.625°时,不进行位置修正;
[0072] 当|θ1‑θ|>5.625°时,使N+1,再进行位置补偿计算,直到|θ1‑θ|≤5.625°;
[0073] 当|θ1‑θ|<‑5.625°时,使N‑1,再进行位置补偿计算,直到|θ1‑θ|≤5.625°。
[0074] 综上所述,针对双通道旋转变压器,已有的补偿计算方法存在“跳码”现象,本方案针对该问题,提出的粗、精通道的补偿计算方法,有效防止了“跳码”现象,提高了测角精度,最终将测角结果用于位置伺服控制系统中,永磁同步电机的矢量控制实现高精度位置反馈信息,实现了角秒级的测角精度,有效提高了永磁同步电机的低速平稳性。
[0075] 以上所述,仅为本发明的具体实施方式,但本发明的保护范围并不局限于此,任何熟悉本技术领域的技术人员在本发明揭露的技术范围内,可轻易想到变化或替换,都应涵盖在本发明的保护范围之内。因此,本发明的保护范围应所述以权利要求的保护范围为准。
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