【0001】本发明一般涉及确定储罐中液体水平面或液位的领域。更具 体地说，本发明涉及一种用于测量反射声波接收时间的设备。

【0002】测量储罐中液体水平面可使用多种技术。在一种技术中，传 感器或变换器与储罐的底面相连。该传感器被一个来自函数发生器的 脉冲所激励。来自传感器的振动在储罐内的液体中激励起脉冲波，其 向上传向液-气交界面，即液体顶部与液体之上的气体之间的交界面。 在液-气交界面处，一部分波被反射回传感器，并被接收。基于所述反 射波，传感器产生将被提供给处理系统的电信号。所述处理系统基于 该液体中声音速度已知的数值、以及测量出的波从传感器传到液/气交 界面再回到传感器的时间，来计算从传感器到液体顶部的距离，也就 是，储罐中的液体深度。
【0003】因此，对储罐中液体深度的精确计算依赖于对反射波在传感 器被接收的时间的精确确定。所以应当意识到，需要一种超声波测量 系统和方法，通过精确确定的反射波接收时间来精确计算储罐中的液 体深度。本发明满足了这一需求。

【0004】本发明的实施例包括一种超声波测量系统，其由精确确定传 感器在储罐中引发的反射波的接收时间，来提供储罐中液体深度的精 确测量。
【0005】本发明的一个示例性实施例是一个用于确定储罐中液体深度 的系统。在检测了从液体上表面反射的脉冲波后，确定液体深度。该 系统包括一个传感器、一个模数转换器以及一个滤波器。所述传感器 被配置成，感测反射脉冲波并产生对应于反射脉冲波的模拟输入信号。 所述模数转换器被耦合到所述传感器，并被配置成将模拟输入信号转 换为数字输入信号。所述滤波器被耦合到所述模数转换器。该滤波器 包括一个有限冲击响应滤波器(finite impulse response filter)，其被配 置成接收数字输入信号并产生数字输出信号。该有限冲击响应滤波器 包括一个n级移位寄存器、耦合到该n级移位寄存器的n/2个减法器， 耦合到该n级移位寄存器的n/2-1个加法器，其中n是一个大于或等于 4的偶数。
【0006】在本发明其他更详细的特征中，所述n/2个减法器中的每个减 法器有一个第一输入端、一个耦合到n级移位寄存器的一级的第二输 入端、以及一个输出端。此外，所述n/2-1个加法器中的每个加法器有 一个耦合到减法器输出端的第一输入端，和一个耦合到n级移位寄存 器的一级的第二输入端。另外，所述n/2个减法器中一个减法器的第一 输入端被耦合到n级移位寄存器的第一级，其他减法器的第一输入端 均被耦合到一个加法器的一个输出端。
【0007】在本发明其他更详细的特征中，有限冲击响应滤波器被配置 成，基于t1时刻的数字输入信号Input(t1)、t0时刻的数字输出信号 Output(t0)、以及t0时刻在n级移位寄存器第n级中的数据值Xn-1(t0)来 计算t1时刻的数字输出信号Output(t1)。其中t1是t0时刻后的下一时钟 周期处的时刻，而且Output(t1)基于下面方程来计算：Output(t1)＝Input(t1) -(Output(t0)+Xn-1(t0))。
【0008】在本发明其他更详细的特征中，所述系统进一步包括阈值与 峰值检测器、控制电路以及存储装置。所述阈值与峰值检测器被耦合 到滤波器。该阈值与峰值检测器被配置成，实时地将来自有限冲击响 应滤波器的数字输出信号与一个阈值相比较，并产生一个峰值列表(list of peaks)该峰值列表包括超过所述阈值的每个峰值的幅度值和时刻。 控制电路被耦合到所述滤波器以及所述阈值与峰值检测器。控制电路 被配置成，从阈值与峰值检测器接收所述峰值列表。存储装置被耦合 到控制电路，其被配置成存储由控制电路接收的峰值列表。
【0009】在本发明其他更详细的特征中，所述系统进一步包括信号发 生器和驱动器。所述信号发生器被耦合在控制电路和传感器之间，并 被配置成，产生将被用来刺激传感器以引发脉冲波的发生器信号。驱 动器被耦合在控制电路和传感器之间，并被配置成在发生器信号耦合 到传感器之前放大该发生器信号。此外，所述滤波器包括匹配滤波器， 其被配置成将模拟输入与发生器信号相比较。
【0010】在本发明其他更详细的特征中，控制电路基于峰值列表来计 算储罐中液体的深度值，此外，控制电路基于储罐中液体深度来产生 一个调制中变化的脉宽调制信号。所述系统进一步包括数模转换器和 水平面信号(level-signaling)电路。所述数模转换器被耦合到控制电 路，并被配置成将数字脉宽调制信号转换成模拟脉宽调制信号。所述 水平面信号电路被耦合到数模转换器，并被配置成将模拟脉宽调制信 号转换成与储罐中液体深度相关的水平面信号输出信号。
【0011】在本发明其他更详细的特征中，所述系统包括一个被耦合到 控制电路的温度感应器。该温度感应器被配置成将储罐中液体的温度 值提供给控制电路。控制电路基于所述储罐中液体的温度值来校正储 罐中液体深度的计算值。
【0012】在本发明其他更详细的特征中，阈值与峰值检测器基于数字 输出信号的幅度值来重新计算阈值。此外，系统进一步包括一个放大 器，其被耦合在传感器和模数转换器之间。该放大器被配置成对模拟 输入信号进行放大。
【0013】在本发明其他更详细的特征中，所述滤波器包括一个具有第 一有限冲击响应滤波器和第二有限冲击响应滤波器的复合滤波器，其 以两倍于脉冲波的频率对数字输入信号进行采样。由第一有限冲击响 应滤波器采样的数字输入信号相对于由第二有限冲击响应滤波器采样 的数字输入信号，有90度的相位差。此外，所述滤波器计算第一有限 冲击响应滤波器输出信号和第二有限冲击响应滤波器输出信号的平方 值之和的平方根。
【0014】在本发明其他更详细的特征中，所述滤波器通过将来自第一 有限冲击响应滤波器的输出信号的绝对值和来自第二有限冲击响应滤 波器的输出信号的绝对值中较大的一个，与来自第一有限冲击响应滤 波器的输出信号的绝对值和来自第二有限冲击响应滤波器的输出信号 的绝对值中较小的一个的3/8倍相加，来计算平方值之和的平方根的近 似值。将第一或第二有限冲击响应滤波器中输出信号具有较小绝对值 的那一个n级移位寄存器右移位两次，并将此被两次右移位的n级移 位寄存器的输出与第一或第二有限冲击响应滤波器输出信号中具有较 大绝对值的一个相加，得到第一相加值；将输出信号具有较小绝对值 的n级移位寄存器再向右移位一次，并将此被三次右移位的n级移位 寄存器的输出与所述第一相加值相加，藉此计算出所述平方值之和的 平方根的近似值。
【0015】在本发明其他更详细的特征中，所述滤波器被配置成确定数 字输入信号和限定滤波器的系数之间的相位差。
【0016】本发明的另一个示例性实施例是一个用于确定储罐中液体深 度的系统。在检测了从液体上表面反射的脉冲波后，液体深度被确定。 该系统包括一个传感器、一个模数转换器以及一个滤波器。所述传感 器被配置成，感测反射脉冲波并产生对应于反射脉冲波的模拟输入信 号。所述模数转换器被耦合到传感器，并被配置成将模拟输入信号转 换为数字输入信号。所述滤波器被耦合到模数转换器。该滤波器包括 一个有限冲击响应滤波器，其被配置成接收数字输入信号并产生数字 输出信号。该有限冲击响应滤波器包括一个n级移位寄存器、一个耦 合到n级移位寄存器的减法器、一个耦合到n级移位寄存器和减法器 的加法器、以及一个耦合到加法器和减法器的存储寄存器，其中n是 一个大于或等于1的整数。
【0017】在本发明其他更详细的特征中，所述减法器有一个耦合到n 级移位寄存器中一级的第一输入端、一个第二输入端和一个输出端。 所述加法器有一个耦合到n级移位寄存器另一级的第一输入端、一个 第二输入端和一个耦合到减法器第二输入端的输出端。所述存储寄存 器有一个耦合到减法器输出端的输入端，和一个耦合到加法器第二输 入端的输出端。
【0018】本发明的又一个示例性实施例是一个用于确定储罐中液体深 度的系统。在检测了从液体上表面反射的脉冲波后，液体深度被确定。 该系统包括一个传感器、一个模数转换器以及一个滤波器。所述传感 器被配置成，测量反射脉冲波并产生对应于反射脉冲波的模拟输入信 号。所述模数转换器被耦合到传感器，并被配置成将模拟输入信号转 换为数字输入信号。所述滤波器被耦合到模数转换器。该滤波器包括 一个有限冲击响应滤波器，其被配置成接收数字输入信号并产生数字 输出信号。该有限冲击响应滤波器包括一个两级移位寄存器、一个耦 合到该两级移位寄存器的第一减法器、一个耦合到第一减法器的n/2 级移位寄存器、一个耦合到第一减法器和n/2级移位寄存器的第二减法 器、一个耦合到第二减法器的加法器、以及一个耦合到加法器的存储 寄存器，其中n是一个大于或等于4的偶数。
【0019】在本发明其他更详细的特征中，所述第一减法器具有两个输 入端和一个输出端，并且该第一减法器的每个输入端都被耦合到两级 移位寄存器的一级。所述n/2级移位寄存器有一个耦合到第一减法器输 出端的输入端。第二减法器有一个耦合到第一减法器输出端的第一输 入端、一个耦合到n/2级移位寄存器第n/2级的第二输入端、以及一个 输出端。所述加法器有一个耦合到第二加法器的输出端的第一输入端、 一个第二输入端和一个输出端。所述存储寄存器有一个耦合到加法器 输出端的输入端，以及一个耦合到加法器第二输入端的输出端。
【0020】本发明的又一个示例性实施例是一个有限冲击响应滤波器， 其包括一个n级移位寄存器、耦合到n级移位寄存器的n/2个减法器、 以及耦合到n级移位寄存器的n/2-1个加法器，其中n是一个大于或等 于4的偶数。n/2个减法器中的每一个减法器有一个第一输入端、一个 耦合到n级移位寄存器中某一级的第二输入端、和一个输出端。n/2-1 个加法器中的每一个加法器有一个耦合到减法器输出端的第一输入 端、一个耦合到n级移位寄存器的一级的第二输入端。所述n/2个减法 器中的第一输入端被耦合到n级移位寄存器的第一级，每个其他减法 器的第一输入端被耦合到一个加法器的一个输出端。
【0021】本发明的另一个示例性实施例是一个有限冲击响应滤波器， 其包括一个n级移位寄存器、一个减法器、一个加法器以及一个存储 寄存器，其中n是一个大于1的整数。所述减法器具有一个耦合到n 级移位寄存器中一级的第一输入端、一个第二输入端和一个输出端。 所述加法器有一个耦合到n级移位寄存器另一级的第一输入端、一个 第二输入端和一个耦合到减法器第二输入端的输出端。所述存储寄存 器有一个耦合到减法器输出端的输入端，和一个耦合到加法器第二输 入端的输出端。
【0022】本发明的另一个示例性实施例是一个有限冲击响应滤波器， 其包括一个两级移位寄存器、一个第一减法器、一个n/2级移位寄存器、 一个第二减法器、一个加法器以及一个存储寄存器，其中n是一个大 于或等于4的偶数。所述第一减法器有两个输入端和一个输出端。第 一减法器的每一个输入端都被耦合到两级移位寄存器中的一级。所述 n/2级移位寄存器有一个耦合到第一减法器输出端的输入端。第二减法 器有一个耦合到第一减法器输出端的第一输入端、一个耦合到n/2级移 位寄存器第n/2级的第二输入端、和一个输出端。所述加法器有一个耦 合到第二减法器输出端的第一输入端、一个第二输入端和一个输出端。 所述存储寄存器有一个耦合到加法器输出端的输入端，以及一个耦合 到加法器第二输入端的输出端。
【0023】根据下文结合附图对本发明优选实施例所作的描述，本发明 的其他特征将会变得更加明显，其中附图以示例方式说明了本发明的 原理。

【0024】图1a是根据一个优选实施例的超声波深度确定装置的透视 图，该超声波深度确定装置所具有的一个传感器被安装在一个装有液 体的储罐的顶部。
【0025】图1b是根据另一优选实施例的超声波深度确定装置的透视 图，该超声波深度确定装置所具有的一个传感器被安装在一个装有液 体的储罐的底部。
【0026】图2是图1a和图1b所示超声波深度确定装置的方框图。
【0027】图3a是由传感器产生的脉冲波形的时序图。
【0028】图3b是对应于图3a的脉冲波形的削波参考波形的时序图， 表现了滤波器的加权系数。
【0029】图4是时序图，其说明了一个滤波器输出信号的幅度，该滤 波器被包括在所述超声波深度确定装置中。
【0030】图5是一个包括n级移位寄存器的滤波器的方框图。
【0031】图6是在图5所示的滤波器中去除了乘法器后的方框图，其 中图5中的h0至hn-1被+1或-1所替换。
【0032】图7是图6所示滤波器的方框图，但其中的n级移位寄存器 是一个8级移位寄存器。
【0033】图8是一个复合滤波器的方框图。
【0034】图9是一个能够被执行成图8中复合滤波器一部分的近似法 的流程图
【0035】图10是包括一个滤波器的方框图，其包括一个n级移位寄存 器、一个减法器、一个加法器以及一个存储寄存器。
【0036】图11是图1所示滤波器的方框图，但其中的n级移位寄存器 是一个8级移位寄存器。
【0037】图12是包括一个滤波器的方框图，其包括一个两级移位寄存 器、一个第一减法器、一个n/2级移位寄存器、一个第二减法器、一个 加法器、以及一个存储寄存器
【0038】图13是一个图12所示滤波器的方框图，但其中的n/2级移位 寄存器是一个4级移位寄存器。
【0039】图14是一个用于确定和存储峰值的过程的流程图。
【0040】图15说明了数据输入到复合滤波器的四种不同的情况，以及 得到的输入信号的实部、输入信号的虚部、辅助寄存器值、以及对输 入信号和滤波器假定相位之间相位差的校正。
【0041】图16a-图16c是用来确定输入信号的实部、输入信号的虚部、 辅助寄存器值以及复合滤波器输出的值的过程的流程图。

【0042】现在参考附图，特别是参考图1a，其中示出了一个具有超声 波深度确定系统12的储罐10，该超声波深度确定系统12被置于装有 液体16的储罐的上部14。所述超声波深度确定系统包括一个耦合到储 罐上表面20的传感器18，其可产生经过气体24传向储罐中液体的超 声波22。所述深度确定系统也包括了处理系统26，其驱动传感器、监 视传感器的输出、并确定储罐中液体的深度27。另外参考图2，所述 传感器通常是一个具有相对镀银电极30和32的压电晶体28，其用作 一种发送和接收声音的装置。利用绝缘线(insulated wire)34将该传 感器耦合到处理系统。与之相反，图1b所示储罐的超声波深度确定系 统被置于储罐的下部36，而且传感器被耦合到储罐的下表面38。
【0043】在图1a和图1b所示的两个实施例中，传感器18在气体24 或液体16中引发了传向液-气交界面40的超声波22。当该波到达液- 气交界面时，波的一部分42被反射会置于储罐10上部14或下部36 的传感器。所述传感器感测到被反射的波，并将其转换为电能。
【0044】图2是深度确定系统12的方框图，深度确定系统12被用于 产生超声波22、检测反射波42、并确定储罐10中液体16的深度27。 该深度确定系统包括了所述传感器18、一个放大器44、一个模数 (“A/D”)转换器46、一个滤波器48、一个阈值与峰值检测器50、一 个控制电路52、一个存储装置54、一个信号发生器56、一个驱动器 58、一个数模(“D/A”)转换器60，以及一个水平面信号电路62。
【0045】所述控制电路52控制深度确定系统12的操作。深度确定过 程开始于控制电路在第一线64上向信号发生器56提供一系列脉冲。 信号发生器响应这些脉冲，产生一个在大约4个到大约32个周期之间 的信号，其频率范围在大约10千赫兹(“kHz”)到大约120kHz之间。
【0046】从信号发生器56输出的信号在第二线66上被提供给驱动器 58，其对来自信号发生器的信号进行放大，并输出峰峰电压范围可从 大约100伏特到大约1200伏特的高电压信号。来自驱动器的高电压信 号通过第三线68输出到传感器18的电极30。该高电压信号激励了传 感器，引起传感器振动，从而在邻近传感器的气体24或液体16中引 发波22。传感器被定位和对齐成，使所引发的波可直接朝向预定目标 (例如储罐10中的液-气交界面40)。波穿过储罐中的液体或气体传播， 波的一部分42在液-气交界面上反射回传感器。
【0047】在反射波42到达传感器18后，传感器将反射波的声能转换 为电能，更具体地说，是转换成一个电信号。由传感器产生的电能的 大小因为若干因素会低于由传感器原始引发的超声波能量的幅度，这 些因素包括：束散、在液-气交界面40处的反射损失、传感器和传输介 质16和24的声音阻抗不匹配、传感器的低效以及由于周围环境产生 的传输损失。
【0048】另外参考图3a，在传感器18收到反射波42后，由传感器产 生的电信号在第四线70上被提供给放大器44，其以最低200或更大的 因子放大该电信号，结果产生了具有峰值幅度74的放大信号72。放大 信号在第五线78上被提供给A/D转换器46。对放大器的放大因子进 行选择，以确保即使是在传感器没有接收到反射波时，输入到A/D转 换器中的信号总是要大于量化噪声，即A/D转换器的最低有效位。该 被放大的信号的优势在于便于从基底噪声76中准确区分出反射波的电 信号。放大信号还补偿了由于前述因素所造成的信号强度损失。
【0049】A/D转换器46以4倍于从信号发生器56输出的信号的频率 (4倍于需要的检测频率)，来采样放大信号72，然后输出数字化形式 的被放大信号。接着，从A/D转换器输出的数字化信号在第六线80上 被提供给滤波器48。
【0050】另外参考图3b，可通过对信号发生器56输出的信号进行削波 来形成参考波形82，以致该参考波形的幅度84仅在大约+1伏特到大 约-1伏特的范围内。这样，参考波形的频率和长度86与从信号发生器 输出到驱动器58的信号的频率和长度88相匹配。参考波形的长度在 第七线90上被提供给滤波器48，以便于匹配滤波。
【0051】滤波器48(其示例将在后文中详细讨论)执行匹配滤波技术 或其他相关技术，其中将对由A/D转换器46输入到滤波器的信号和参 考波形82进行比较。另外参考图4，滤波器然后产生一个输出信号92， 该输出信号在来自A/D转换器的信号接近参考波形时达到峰值94。
【0052】从滤波器48输出的信号92在第八线96上被提供给阈值与峰 值检测器50。首先，阈值与峰值检测器将从滤波器输出的信号的幅度 与阈值98相比较，如图4所示。接着，阈值与峰值检测器检测超过阈 值的输出信号的峰值94。最后，阈值与峰值检测器在第九线102上将 包括每个超过阈值的峰值的时刻值100的电信号，提供给控制电路52。 控制电路利用该峰值的时刻值来计算储罐10中的液体16的深度27。
【0053】在本发明的另一个实施例中，控制电路52不是实时地计算液 体16的深度27，而是通过第十线104输送峰值94的时刻值100至存 储装置54，该时刻值用于稍后确定液体的深度的计算。有利的是，仅 超过阈值98的峰值被存储在存储装置中，这样，减少了深度确定系统 12的存储器需求。
【0054】在深度计算中，控制电路52确定了由传感器18发射超声波 22和由传感器接收反射波42之间的往返时间周期。控制电路基于往返 时间周期，在预定的时间间隔监视储罐10中的液体16的深度27。例 如，对于一个特定的应用，控制电路可以确定该往返时间周期为5毫 秒，并且储罐中的液体应该间隔30秒而被监视。
【0055】本发明实施例包括一个温度感应器(未示出)，其被耦合到控 制电路52并被设置在传感器18附近。所述温度感应器被用于监视影 响传感器的温度条件。控制电路利用温度感应器的温度值，来计算因 液体16和/或气体24温度变化而应对深度测量的校正。例如，当温度 为21℃时，脉冲波22从设置在储罐10顶部20的传感器(见图1a) 经过空气所传输的总距离为d＝v(声音)*t＝(331.5+0.6*(21℃))米/ 秒*(0.005秒)＝1.72米，其中就包括了温度校正。由于在传感器和 液-气交界面40之间的距离是波22和42所传输的往返距离的一半，因 此所计算的距离被折半。因此，当传感器被设置在储罐顶部时，储罐 中的液体量可通过储罐的高度106，例如6米，减去距离d的一半，例 如d/2＝0.86米，得到一个储罐中液体的计算值5.14米。对于图1b所示 的实施例(其中传感器被耦合到储罐的下表面38)，也可进行类似的计 算。
【0056】总的来说，由于使用滤波器48准确地确定了传播波22和42 的时间周期，因此本发明可提供一种对储罐10中液体16的深度27的 准确测量。仅滤波器输出的峰值94会被分析，这样就最小化了处理需 求。此外对于温度变化，所计算的时间周期也被校正。
【0057】在本发明的又一个实施例中，控制电路52产生了可依据储罐 10中液体16的所计算的深度27的值而变化的脉宽调制(PWM)信号。 该PWM信号在第十一线108上被提供给D/A转换器60，其将PWM 信号转换为一个幅度范围在大约0伏特到大约+3.3伏特的电压信号。 从D/A转换器上输出的信号在第十二线110上被提供给水平面信号电 路62，其输出了具有与储罐中液体的深度或水平面相关的电压和/或电 流数值的信号。
【0058】在本发明另外的实施例中，水平面信号电路62是一个模拟负 载(artificial load)，其将D/A转换器60输出的电压信号转换为范围在大 约+4毫安(mA)到大约+20mA之间的负载电流。所述模拟负载通常 包括一个双极结晶体管(未示出)，其基极耦合到D/A转换器，其集电 极耦合到Vcc(+5伏特)。在模拟负载上产生的负载电流的数值与储罐 10中液体16的深度成比例。例如，大约+20mA负载电流对应于一个 充满液体的储罐，而大约+4mA的负载电流对应于一个几乎空的储罐。 因此，该负载电流可被提供给外部设备(未示出)，这样做从而就给外 部设备提供了储罐中液体的深度。
【0059】正如上面所讨论的，滤波器48被用于确定波22和42从传感 器18到液-气交界面40，再回到传感器的往返传播时间。另外参考图5， 滤波器可包括数字滤波器112，但是，这里存在与数字滤波器的使用有 关的限制。具体地说，大多数低成本处理器(未示出)都缺少实现典 型数字信号处理(“DSP”)技术所需的时钟速度和存储空间，其中所述 典型DSP技术被用在数字滤波器中以提高信号检测能力和抗扰性。
【0060】一般利用两种方案来实现数字滤波器112。第一种方案是使用 结合了加法器116和乘法器118的移位寄存器114，加法器116和乘法 器118分别被构造成进行加法和乘法操作。这些即是所谓的DSP处理 器。DSP处理器在高时钟速度下运行，这样就使得所消耗的功率比水 平面测量应用中通常可得到的能量要多。与DSP处理器有关的另一个 缺点就是它们的成本过高。
【0061】在第二种方案中，基于反射波42从传感器18中产生的电信 号被存储在存储器54中，然后，在稍晚的时候，采用低速处理器(未 示出)来处理。这种方法缺点在于需要额外的存储器，这增加了深度 确定系统12的总成本。
【0062】本发明实施例包括有限冲击响应(“FIR”)滤波器120的一个 形式，其被用于检测正弦信号。如方框图图5所示，FIR滤波器的典型 实施方式包括一个用于接收一串输入采样值的n级移位寄存器114，其 每一级都有m个采样值宽度，例如，m等于8、10或12。该移位寄存 器的每一级122-132都有一个抽头134耦合到乘法器118，其对移位 寄存器的每一级中的数据值乘以各自的加权系数hi，其中i是移位寄存 器的级的参考编号。使用n-1个每一个都具有两个输入端133和一个输 出端135的加法器116将所述n个乘法器的输出相加，从而得到滤波 器的输出信号。因此，对于n级移位寄存器，实现对输入采样值序列 的滤波功能需要n个乘操作和n-1个加操作
【0063】在被检测的信号为正弦的情况下，数据采样率可以是期望被 检测的信号的频率的两倍，加权系数hi可以被简化成+1或-1，如图6 所示。这就去除了图5中的乘法器118，而且每隔一个加法器116中就 有一个被减法器136所替代，每个减法器都具有两个输入端137和一 个输出端139。因此，消除了n个乘法操作，仅需通过加或减移位寄存 器的级值(stage value)来产生滤波器的输出信号。这将产生滤波器输 出信号所需的处理步骤简化为n-1个加和减操作。
【0064】当加权系数hi为+1和-1时(如图6所示)，滤波器输出可被 表示为下述方程：
Output(t1)＝Input(t1)-(Output(t0)+Xn-1(t0))
其中：Output(t0)是在t0时刻从滤波器120输出的数据。
Xn-1(t0)是t0时刻所述移位寄存器114的第n级132(即最后一级) 中的数据。
Input(t1)是t1时刻输入到移位寄存器的第0级122(即第一级)的 数据。
Output(t1)是t1时刻从滤波器输出的数据。
t1是t0时刻之后下一个时钟周期处的时刻。
【0065】在下面的例子中可获得上述方程，该例子包括了一个具有8 级移位寄存器138的FIR滤波器120，如图7所示。该移位寄存器具有 在特定时间点t0上的级值X0(t0)、X1(t0)、X2(t0)、X3(t0)、X4(t0)、X5(t0)、 X6(t0)以及X7(t0)，且滤波器的输出为：
Output(t0)＝X0(t0)-X1(t0)+X2(t0)-X3(t0)+X4(t0)-X5(t0)+X6(t0)-X7(t0)
在下一个时钟周期后，在t1时刻，移位寄存器138中的八个级具 有了数值X0(t1)、X1(t1)、X2(t1)、X3(t1)、X4(t1)、X5(t1)、X6(t1)以及X7(t1)。 其中X0(t1)是最近输入到移位寄存器中的数据。滤波器120在t1时刻的 输出为：
Output(t1)＝X0(t1)-X1(t1)+X2(t1)-X3(t1)+X4(t1)-X5(t1)+X6(t1)-X7(t1)
由于X1(t1)＝X0(t0)，X2(t1)＝X1(t0)，X3(t1)＝X2(t0)，X4(t1)＝X3(t0)， X5(t1)＝X4(t0)，X6(t1)＝X5(t0)以及X7(t1)＝X6(t0)，滤波器在t1时刻的输 出为：
Output(t1)＝X0(t1)-X0(t0)+X1(t0)-X2(t0)+X3(t0)-X4(t0)+X5(t0)-X6(t0)
Output(t1)＝X0(t1)-(X0(t0)-X1(t0)+X2(t0)-X3(t0)+X4(t0)-X5(t0)+X6(t0))
Output(t1)＝X0(t1)-(Output(t0)+X7(t0))
在一般情况下，对于一个n级移位寄存器，上述方程为：
Output(t1)＝X0(t1)-(Output(t0)+Xn-1(t0))
【0066】因此，可以仅使用一个加操作和一个减操作，根据t0时刻的 输出、t0时刻输入到移位寄存器138的采样值，以及t0时刻该移位寄存 器的第n-1级132来确定t1时刻滤波器120的输出，而与滤波器长度(即 数字滤波器的移位寄存器的级的数量)无关。
【0067】以两倍于信号频率的采样率实现数字滤波器114是不实际的。 与输入到滤波器的信号的相位有关的采样时钟的时刻可能使信号在等 于或接近它的过零点(zero crossing)时被采样，这样，该滤波器的输 出为0或与在信号峰值处获得采样时的输出相比非常低。为了解决这 一问题，参考图8的方框图，采用两个数字滤波器140和142，其中采 样该输入信号的一个滤波器142与另一个滤波器140有90度的相位差。 这可通过以4倍于所需的频率来采样输入到A/D转换器46的信号，并 间隔一点地将采样值分别供给两个滤波器中的一个来完成。这种对另 一个滤波器存在90度相位差的两个滤波器的使用，通常被称为复合滤 波器144。示于图8中的这两个滤波器可以是，例如，图5、图6和图 7所示的FIR滤波器120。
【0068】在这个实施例中，图8的数字滤波器144代替了图2中的滤 波器48，这样，图8中的输入信号就是图2中A/D转换器46输出的 信号。在本实施例中，A/D转换器以4倍于从信号发生器56输出的信 号的频率来操作。该数字输入信号在第十三线146上被提供给第一滤 波器140。第一滤波器输出的信号通过第十四线148耦合到第一电路 150，其将对第一滤波器输出的信号值取平方。取平方后的第一数值在 第十五线152上被供给加法器156的一个输入端154。
【0069】同样，数字化的输入通过第十六线158从A/D转换器46提供 至第二滤波器142。第二滤波器输出的信号在第十七线164上被供给第 二电路166，其将对第二滤波器输出的信号的数值取平方。取平方后的 第二数值在第十八线168上被供给加法器156的另一个输入端170。从 加法器输出的信号在第十九线172上被供给一个用于计算加法器输出 信号平方根的电路174。所述计算平方根的电路的输出被提供到第二十 线176上，第二十线176耦合到图2中的阈值与峰值检测器电路50。 因此，图8所示滤波器144的输出可以通过以下方程来表达：
Output＝SQRT(Output12+Output22)
其中：Output1是从第一滤波器140输出的信号，
Output2是从第二滤波器142输出的信号。
【0070】可使用下面的步骤来计算上述方程所示的平方计算之和的平 方根的近似值。首先，计算Output1和Output2的绝对值。然后，将Output1 的绝对值与Output2的绝对值相比较。通过将较大的绝对值加上较小的 绝对值的3/8倍，即可确定输出信号Output的近似值，如下式所示：
Output≈Larger Output+3/8*Smaller Output
其中：Larger Output是Output1的绝对值和Output2的绝对值中 较大的一个，和
Smaller Output是Output1的绝对值和Output2的绝对值中较小的一 个。
【0071】因此，当Output1的绝对值比Output2的绝对值大时，就以 Output1的绝对值和Output2绝对值的3/8倍相加来近似Output值。相应 地，当Output2绝对值比Output1的绝对值大时，就以Output2的绝对值 和Output1绝对值的3/8倍相加来近似Output值。
【0072】上述对Output信号计算平方值之和的平方根的近似方法，可 以采用流程图图9所示的过程步骤来执行。更具体地说，对于具有较 小绝对值的信号Output1或Output2，滤波器(即Output1的第一滤波器 140或Output2的第二滤波器142)的移位寄存器114和138将被右移 两次178和180。然后，将具有较小绝对值的信号的移位寄存器的数值 与具有较大绝对值的信号绝对值相加182。接着，具有较小绝对值的信 号的移位寄存器再一次向右移位184，并将其与前述所得到的和相加 186。使用这些步骤来代替图8所示实施例中对滤波器输出值求平方的 第一和第二电路150和166、加法器156以及计算平方根的电路174。
【0073】本发明上述实施例的优势在于，提供了一种简单的FIR滤波 器120，不论数字滤波器长度如何，对每一个输入采样值都仅使用一个 加操作和一个减操作即可实现该FIR滤波器120。此外，本发明实施例 还有利地提供了复合滤波器144，其包括两个FIR滤波器140和142， 而且不论滤波器长度如何，可以仅使用一个加操作和一个减操作来实 现FIR滤波器140和142中的每一个。这样，在总体上可以仅使用两 个加操作和两个减操作来实现包含在复合滤波器中两个FIR滤波器。
【0074】图10示出了FIR滤波器120的另一个版本188，其用在本发 明实施例中来检测正弦输入信号。图10所示滤波器是图6所示滤波器 120的一种简化。图10所示的滤波器包括一个n级移位寄存器194、 一个减法器196、一个加法器198以及一个存储寄存器200。所述n级 移位寄存器接收输入到滤波器的采样值。该n级移位寄存器的第一级 202和最后一级204分别具有抽头206和208，这些抽头分别与减法器 的一个输入端210以及加法器的一个输入端212相连。加法器的另一 输入端214与存储寄存器的一个输出端216相连，并接收存储在存储 寄存器中的滤波器的前一输出信号值(Output(t-1))。减法器的另一输入 端218与加法器的一个输出端220相连，其接收了加法器的输出。减 法器输出端222的输出信号在存储寄存器的输入端224被存储寄存器 接收。滤波器的总体输出信号是减法器输出端的信号，就是将n级移 位寄存器最后一级中的数值加上存储寄存器中的数值，然后将n级移 位寄存器第一级中的数值减去所得到的和。
【0075】图11示出了图10所示滤波器188的一种n等于8的实施例 226。所述8级移位寄存器在特定时间点t0具有级值X0(t0)、X1(t0)、X2(t0)、 X3(t0)、X4(t0)、X5(t0)、X6(t0)以及X7(t0)，所述滤波器的输出为：
Output(t0)＝X0(t0)-(Output(t-1)+X7(t0))
因此，图10和图11所示的滤波器与图6和图7所示的滤波器120 相比，其优势在于简化了这些滤波器执行的算术操作。因此，图10和 图11所示的滤波器要快于图6和图7所示的滤波器。
【0076】图12说明了另一个被使用在本发明的实施例中的FIR滤波器 230。图12中说明的滤波器是对图10中说明的滤波器188的一种近似。 图12中说明的滤波器包括一个两级移位寄存器232、一个第一减法器 234、一个n/2级移位寄存器236、一个第二减法器238、一个加法器 240以及存储寄存器242。所述两级移位寄存器接收输入到该滤波器的 采样值。两级移位寄存器的每一级244和246分别具有抽头248和250， 其分别耦合到第一减法器的输入端252和254，该减法器将第二级的输 出X1减去第一级的输出X0。第一减法器的一个输出端256上的输出信 号，即X0-X1，被n/2级移位寄存器和第二减法器的第一输入端258接 收。该n/2级移位寄存器的第n/2级260包括一个耦合到第二减法器第 二输入端264的抽头262，该减法器将第一减法器的输出减去所述第 n/2级的输出。第二减法器的一个输出端266耦合到加法器的第一输入 端268。加法器的第二输入端270耦合到存储寄存器的一个输出端271， 并且存储寄存器的一个输入端272耦合到加法器的一个输出端273。滤 波器的总体输出是加法器输出端273上的信号，其是用第二减法器输 出的数值减去存储寄存器中的数值。
【0077】图13说明了图12所示滤波器230的一种n等于8的实施例 274。4级移位寄存器276在特定时间点t0具有级值X0(t0)-X1(t0)、 X2(t0)-X3(t0)、X4(t0)-X5(t0)以及X6(t0)-X7(t0)，图13所示滤波器的输出为：
Output(t0)＝X0(t0)-X1(t0)-X6(t0)+X7(t0)+Output(t-1)
因此，图12和图13中分别所示的滤波器230和274的实施例， 其优势在于减少了由滤波器执行的总的算术操作，这样，分别与图10 和图11所示滤波器188和238相比会更快。滤波器230和274相对于 滤波器188和226的优势在于所述滤波器在输入处每接收两个数据点 (X0和X1)运行一次，因此也相对更快。
【0078】图10、图11、图12以及图13中分别所示的滤波器188、226、 230以及274，可以作为图8所示的包括在复合滤波器144中的第一和 第二滤波器140和142。在此情况下，输入数据的实部或虚部的符号和 幅度部分可被检查和比较，以确定一种滤波器与输入数据的更准确的 调准(alignment)。尽管复合滤波器是一种较粗糙的滤波器，但在检查了 第一和第二滤波器输出的符号和幅度后，可以进行调整以获得相当于 在滤波器全速运行下的滤波器输出分辨率。
【0079】更具体地，参考图14，利用下列步骤将信号峰值存储在一个 包括在所述阈值与峰值检测器50中的峰值缓冲存储器(未示出)中。 首先，滤波器被运行Y次278，在滤波器由阈值与峰值检测器运行Y 次期间，滤波器输出的一个最大值及该最大值的索引值被存储。然后， 每个被检测到的最大值通过阈值与峰值检测器与阈值比较280。如果该 最大值大于阈值98，则此最大值就与存储在峰值缓冲存储器中的数值 相比较282。如果新的最大值大于峰值列表中的值，则与峰值相关的、 包括在峰值列表中的该最大值和一个索引值就被存储在峰值缓冲存储 器中的存储位置Z上。接着，阈值被设置为最大值的一半284。这样， 阈值就足够大以阻止错误最大值(即被不正确地确定为峰值的基底噪 声76的测量值)的存储。因此，滤波器的输出被存储在峰值缓冲存储 器中代替最后一次测量到的峰值，并且该阈值被设定为该最大值的一 半。接着，滤波器被再次运行Y次。
【0080】如果所述最大值不大于阈值98，则阈值与峰值检测器50将阈 值设定为该最大值的两倍和当前阈值的两倍中较小的一个286。阈值通 过这种方式被重新计算，以避免检测到基底噪声76中的峰值，并保证 对稍后发生的峰值94的检测。然后，检查峰值缓冲存储器(未示出) 的存储位置Z，以确认峰值缓冲存储器位置Z是否为0值(所述峰值 缓冲存储器包括多个存储地址位置)288。如果为0，则滤波器再次被 运行Y次278。如果存储器位置Z不是0，在峰值缓冲存储器中的存储 器位置Z就由阈值与峰值检测器增加290，这样最后一个峰值就被存储 在该峰值缓冲存储器中，并且指针被移动到缓冲存储器中一个新的峰 值位置。所述滤波器被再次运行Y次。这样，当测量到最大值没有大 于阈值时，就会计算新的阈值，然后执行一个测试，以检测峰值是否 已被存储至峰值缓冲存储器中。如果已被存储，则峰值就在指向峰值 缓冲存储器中新的位置后，被存储在另一个存储位置中。
【0081】参考图15和图16a-图16c，可以更好的理解上面提到的对滤 波器120、188、226、230以及274的调整。图15示出了输入到4级 (n＝4)滤波器中的示例性正弦数据292。具体地，分四种不同的情况 234-240示出了输入到滤波器第一级232的四个采样值294-300。每种 情况代表了正弦输入信号具有不同的相位延迟。每个正弦输入信号已 被模数转换器46采样，并被存储在包括于模数转换器中的输入缓冲存 储器(未示出)中，在四个不同的时刻表现为数据采样值D0 294、D1 296、D2 298以及D3 300，其中D0是输入缓冲存储器中最近的采样值， 而D3是输入缓冲存储器中最早的采样值。在图15所示的四种不同情 况中，正弦输入信号306的峰值302和304与输入滤波器的采样时刻 308-314排列起来。
【0082】在情况1234中，所述数据292在采样值D3 294处的数据较 高并达到+1，在采样值D2296处的数据为0，在采样值D1 298处的数 据较低并达到-1，以及在采样值D0 300处的数据为0。在情况2 236 中，正弦输入信号306相对于情况1中的正弦输入信号有90度的延迟， 这样在采样值D3处的数据为0，在采样值D2处的数据较高并达到+1， 在采样值D1处的数据为0，以及在采样值D0处的数据较低并达到-1。 在情况3 238中，正弦输入信号相对于情况2中的正弦输入信号有90 度的延迟，这样在采样值D3处的数据较低并达到-1，在采样值D2处 的数据为0，在采样值D1处的数据较高并达到+1，以及在采样值D0 处的数据为0。在情况4 240中，正弦输入信号相对于情况3中的正弦 输入信号有90度的延迟，这样在采样值D3处的数据为0，在采样值 D2处的数据较低并达到-1，在采样值D1处的数据为0，以及在采样值 D0处的数据较高并达到+1。
【0083】图15所示的滤波器的选择输出316分别表示被采样的正弦输 入信号306的实部318和虚部320。另外参考图8，在一般情况下，所 述实部和虚部是分别从第一滤波器140和第二滤波器142中输出的信 号。更具体地说，在图15的例子中，被采样的输入信号的实部R，以 及被采样的输入信号的虚部I是基于下述方程确定的：
R＝D1-D3
I＝D0-D2
在复合滤波器的情况下，第一滤波器来滤波被采样的输入信号的 实部R，而第二滤波器来滤波被采样的输入信号的虚部I。
【0084】另外参考图16a中说明的过程322，在本发明的一个实施例中， 滤波器每次运行时所取得的正弦输入信号306的采样值数目，即前面 讨论过的数值Y(见图14的步骤27)，被模数转换器46设置为4。所 述正弦输入信号的四个采样值被四倍过采样324。步骤326、328以及 330都在图12的滤波器230中被实现。在步骤326中，第一减法器256 输出处的数值TempR，其是储存在缓冲存储器(未示出)中的被采样 的输入信号实部的暂态值，被设置为用采样值D0 300中的数值(在抽 头248处的X0)减去采样值D2296中的数值(在抽头250处的X1)。 另一个值A(在第二减法器238输出处266)，其是另一个暂态值，被 设置为等于TempR减去Xn-2-Xn-1(第n/2级260的抽头262处)328的 数值X′。这样，将TempR减去从在图10、11、12和13中示出的两级 缓冲存储器190和244中输出的数值，再放置在TempR里。然后，用 TempR减去移位寄存器236中的最后一个数值X′。接着，在接下来的 步骤330中，TempR被设置为A加上被存储在存储寄存器242中的、 等于滤波器最后一次运行的滤波器输出的实部的滤波器的输出OutR 的值。接着，所述OutR值被设置为TempR的值。
【0085】接着，TempR的值被检查以确认它是否为正332。如果TempR 的值大于0，则TempR为正，并增加环形缓冲器指针334。如果TempR 的值不大于0，则对TempR取反，即令TempR等于负的TempR，并且 被初始化336为十六进制数0203的辅助寄存器(Aux)的值被设置为 将Aux的值和十六进制数FFFD求与338。然后，增加环形缓冲器指针。 这样，如果TempR的值不大于0，TempR的值是负的，就使TempR的 值取反，并且将Aux寄存器中的值与FFFD进行与运算来对校正寄存 器即辅助(Aux)寄存器进行调整，以重置Aux寄存器中的位1。
【0086】接着，参考图16b，如在以前使用输入值D0 300和D2 296来 讨论实部一样，虚数部分320的计算也是通过利用数据输入值D1 298 和D3 294来实现图12的滤波器。第二滤波器142被用来实现图16b 中的步骤340、342以及344。
【0087】接着，TempI的值被与数字0相比较346。如果TempI的值大 于0，则TempI是正的，环形缓冲器指针就被增加348。如果TempI 的值不大于0，则将TempI的值取反，将Aux值的与上十六进制数FDFF 350，之后增加环形缓冲器指针。
【0088】接着，参考图16c，TempR的数值和TempI的数值相比较。 如果TempR的数值大于TempI的数值，则Aux寄存器较高的两位被清 零354。这一过程可在图15的的实例情况2236和实例情况4240中被 了解，其中滤波器输出的实部幅度大于滤波器输出的虚部幅度，以及 Aux寄存器354在方形356内的较低两位被保留而Aux寄存器较高的 两位被清零，结果就得到了校正值358。另外参考图9，TempR的值被 设置为TempR的值加上3/8倍的TempI的值360，以近似平方值之和 的平方根的计算。
【0089】因此，如果TempR的值不大于TempI的值，则Aux寄存器较 高的两位与Aux寄存器较低的两位相交换，再将得到的Aux寄存器较 高的两位清零362。这一过程可在图15的的实例情况1 234和实例情 况3 238中被了解，其中Aux寄存器354在方形364内的较高的两位 和Aux寄存器较低的两位被交换，而仅仅得到的Aux寄存器较低的两 位，即在方形中的两位被保留而Aux寄存器的较高的两位被清零，结 果就得到了校正值358。接着，另外参考图9，TempR的值被设置为 TempI的值加上3/8倍的TempR的值366，以近似平方值之和的平方根 之计算。利用检查所述实部TempR和虚部TempI的值，就可以确定峰 值究竟是发生在采样点D0 294、D1 296、D2 298或D4 300中的哪一 个处。
【0090】在图15中示出的结果校正值358表示了滤波器构建时由限定 滤波器的系数所限定的假定相位和正弦输入信号306之间对准上的差 异，即相位差。另外参考图5，h0被设为+1以进一步降低滤波器复杂 度，其被示于图6、10以及12。对情况1234不需要校正，对情况2 236 需要1的校正，对情况3 238需要2的校正，对情况4 240需要3的校 正。这样，所述校正值可被系统12使用以更精确地校正模数转换器和 输入数据的采样时刻。
【0091】接着，TempR的值和峰值最大值相比较368。如果TempR大 于该最大值，则最大值被设置为TempR的值，而索引指针减去AUX 寄存器的值370。这样，索引计数器通过减去Aux寄存器的值而被校 正。接着，索引指针加4 372。如果TempR的值不大于所述最大值， 则索引计数器加4。
【0092】本发明实施例的优势在于提供了一种允许实时滤波和阈值处 理的滤波器结构供使用，这样就在不需要高速处理器的情况下，减少 了对存储器的需求。由于所述深度检查系统12不需要高速处理器，因 此可使用低成本的低速处理器。根据本发明的滤波器48的实施例，提 供了改善的信号检测和高抗噪性能。
【0093】给出本发明的前述细节描述仅仅是为了说明的目的，并无意 对它们进行穷举或者用它们来将本发明限制为所公开的特定实施例。 所述实施例可根据用于实现本发明的关键特征的配置，来提供不同的 性能和优势。例如，详细讨论的匹配滤波器技术可被用于检测多种类 型的信号，例如雷达信号或红外信号，可以从外部源来发射这些信号。 根据信号的特性，仅使用包括在图2所示深度确定系统12中的部件的 子集就可对信号进行检测和滤波。此外，可使用图2所示部件之外的 额外部件来实现匹配滤波技术。因此，本发明的范围仅由所附的权利 要求限定。