专利文献1例示了现有的电机驱动器。
图7示出了其电路框图。在图7中，1表示三相交流电源，2表 示三相二极管桥式整流电路，3表示具有开关元件3a、电抗器3b和 二极管3c的降压斩波部分，4表示电压源三相全桥逆变器部分，用 于通过其开关动作将三相功率提供到交流电机(PM电机)5，6表示 与降压斩波部分3反并联连接的再生功率旁路二极管，7表示逆变器 部分控制电路，其被配置为向逆变器部分4输出开关指令以便使交流 电机5的功率因数约为1，8表示小电容值电容器，其安装在降压斩 波部分3的输出端子之间，9表示启动电路，以及39表示平滑电解 电容器。逆变器部分控制电路7包括：电阻分压电路7a，其被配置 为检测交流电机5的相电压；积分器7b，其输入交流电机5的相电 压；电容器7c，其被配置为确定积分器7b的输出的正或者负；光耦 合器7d，其输入比较器7c的确定结果；以及逻辑电路7e，其被配置 为利用作为其输入的来自光耦合器7d的信号输出开关指令。
在逻辑电路7e中，开关指令被输出到逆变器部分4，以便使相 电压和相电流变为彼此同相。
应当指出，积分器7b消除了包括在电压波形中的噪声。
执行开关元件3a的开关的斩波控制电路通过减法器3d计算开 关指令值和流入电抗器3b的电流之间的差，以及所述计算结果被输 入到PI控制部分3e。比较器3f执行具有预定频率的基准信号与P1 控制部分3e的输出信号之间的幅值比较，并且将比较结果信号提供 给开关元件3a作为开关指令。因此，可以抑制交流电机5两端的过 电流的流动。
在专利文献1中描述的图7中的电机驱动器中，降压斩波部分3 被集成在逆变器部分4的输入侧，再生功率旁路二极管6相对于降压 斩波部分3反并联连接，此外逆变器部分4被构建为120度导通逆变 器，并且被控制作为伪电流源逆变器，可以获得电流源逆变器和电压 源逆变器两者的特性。此外，交流电机5的功率因数被设置约为1。 因此，再生功率旁路二极管6的导电时间间隔可以被缩短，并且可以 变得接近于逆变器部分的波形，并且可以变得接近电流源逆变器的波 形。此外，可以减少高次谐波成分，其电压波形可以变得接近正弦波 形，并且可以获得高效率和低噪声的电机驱动器。
另一方面，非专利文献1将专利文献1中描述的方法扩展到车 载的电子驱动辅助涡轮增压逆变器，特点在于降压斩波器(伪电流源 逆变器)以及无传感器的驱动器。仍然没有讨论从12伏特的电池电 压对电压进行升压的功能，并且所述电路结构是以72伏特的直流电 源作为前提的。
《专利文献1》日本专利No.3278188
《非专利文献1》Toshihiko Noguchi(Nagaoka University of Technology)，题为Performance of Mechanical-Sensorless Operation of Pseudo Current-Source Inverter Fed Ultra High-Speed PM motor。

本发明解决的问题
在图7所示的电机驱动器中，检测流过降压斩波部分3的电抗 器3b的电流并且任意地进行反馈控制。这提供了直流供电，并且逆 变器部分4的后级是伪电流源逆变器，其被配置为以120度导通的逆 变器形式来驱动交流电机5。然而，由于通过整流电路2对来自三相 交流电源1的三相交流电压进行整流，因此不认为进行了根据交流电 机5的感生电压的能量再生利用。因此，在电解电容器39两端的端 电压低于电抗器3b的输出端电压的情况下，再生功率旁路二极管6 不导通。因此，在交流电机5的感应电压低的情况下不能再生能量。 此外，在图7中的电路结构中，在逆变器部分4的直流电压低的情况 下，由于如果交流电机5端电压低于逆变器部分4两端的直流电压， 则不能控制交流电机5。因此降低了交流电机5的端电压。在上述情 况下，为了确保交流电机5的输出，需要大的电机电流，因此增大了 电机电流，并且交流电机5的绕组变粗。由此，电路结构的制造变得 困难，逆变器部分4的尺寸变大，以及相应地增加了损耗。为了防止 该损耗，已经考虑了使电池的供电电压变高的方法。然而，由于12 伏或者24伏铅酸电池用于车载电机，因此如果使供电电压变高则不 能使用该电池电源，并且需要安装另一高电压电池。由此，不能实现 减少部件数目并且不能降低成本。
此外，通常，在驱动高速电机的时间期间，逆变器部分4的输 出频率变得很高。此外，在控制高速电机的情况下，不能配置转速传 感器，因此需要无传感器的驱动，并且CPU的计算时间增加了。此 外，为了应付高输出频率，在PWM控制的情况下需要增加载波频 率。此外，为了降低离心力，需要使高速电机的直径变小。高速电机 的绕组线圈具有小直径的线圈，以及绕组的电抗器L因此变小。为 了驱动具有上述小电抗器L的电机，需要增加载波频率，并且在高 载波频率无传感器PWM驱动时，存在对CPU能力的限制。
此外，交流电机5的端电压低于逆变器部分4的直流侧电压。 因此，需要对再生期间的交流电机的端电压进行升压。然而，如果升 压速率高，则损耗变大，并且实际上，在很大程度上不能进行再生。
另一方面，在非专利文献1中，在专利文献1中描述的输入部 分被替换为直流电压电源，例如电池，并且被应用于车载电功率辅助 涡轮增压器的超高速无传感器驱动的情况。随后，通过使得斩波电路 部分成为双向驱动，即，从电源侧角度来观察的降压斩波器和从负荷 侧角度来观察的升压斩波器，非专利文献1使得能够进行加速驱动和 再生驱动的两段式驱动。然而，对于该方法，其前提是相对于交流电 机的感生电压来说足够高的72伏直流电压电源。在考虑用于车载的 12伏电池的情况下，例如具有相当低的感应电压的交流电机是需要 的。从实际实践和制造实践角度来看，这是极为难以安装和制造的。 因此，在其上安装了12伏电池的车载电机驱动器辅助涡轮增压器的 应用中，其中在功率一旦被增加之后借助于降压斩波器执行伪电流类 型的控制的方法是无缺点的。在两种情况中，非专利文献1都不涉及 升压操作。
如上述着眼将要解决的任务，本发明的目的在于提供一种电机 驱动器，其能够执行交流电机的高速旋转，能够利用车载电池，能够 通过在高额定电压处使用交流电机来小型化逆变器部分并使得电机制 造变得容易，以及能够扩展再生的范围。
解决所述问题的手段
根据本发明如权利要求1所述的电机驱动器，包括：直流电 源；第一降压-升压斩波器部分，其对直流电源的电压进行升压，以 提供在驱动电机的时间期间的逆变器部分的直流电功率；以及第二降 压-升压斩波器部分，其被配置为对所述逆变器部分的直流电压升压 以在电机的再生时间期间再生至直流电源的功率，所述逆变器部分是 120度导通逆变器并且被配置为将所述逆变器部分的直流电功率转换 为多相交流电功率以驱动电机以及将所述多相交流功率转换为直流电 功率以再生电机的电功率。
根据本发明如权利要求2所述的电机驱动器，包括：第一降压- 升压斩波器部分，其被配置为对电连接的外部直流电源的电压进行升 压，以提供在驱动电机的时间期间的逆变器部分的直流电功率；以及 第二降压-升压斩波器部分，其被配置为对所述逆变器部分的直流电 压升压，以在电机的再生时间期间再生至外部直流电源的功率，所述 逆变器部分是120度导通逆变器并且被配置为将所述逆变器部分的直 流电功率转换为多相交流电功率以驱动电机，以及将所述多相交流功 率转换为直流电功率以再生电机的电功率。
在如权利要求3所述的电机驱动器中，所述120度导通逆变器 具有电流源逆变器。
如权利要求4所述的电机驱动器，所述电机驱动器进一步包括 二极管，所述二极管具有连接在第二降压-升压斩波器部分的电抗器 和所述逆变器部分的直流电流正侧之间的阳极，连接到第二降压-升 压斩波器部分的电容器的正侧的阴极，所述二极管抑制所述逆变器部 分的栅极关断期间的逆变器部分中的电压升高。
如权利要求5所述的电机驱动器，在其中不需要对所述直流电 源的电压升压的电机的低速驱动区域中，停止第一降压-升压斩波器 部分的升压操作。
如权利要求6所述的电机驱动器，为了启动所述升压操作，设 置电机转数、电机电流、电机端电压、电机温度、所述逆变器部分的 直流电压中的至少一个或多个，如果电机转数的指令值、检测值或者 估算值，电机电流的指令值或者检测值，电机两端的端电压的指令值 或者检测值、电机温度的检测值、或者所述逆变器部分的直流电压的 检测值等于或者大于该设置值，则激活第一降压-升压斩波器部分， 以及启动反馈控制以便使得由所述第一降压-升压斩波器部分升压的 所述直流电压变为预定电压。
如权利要求7所述的电机驱动器，根据电机转数的检测值、指 令值或者估算值，电机电流的检测值或者指令值，电机温度的检测 值，电机端电压的检测值或者指令值以及所述逆变器部分的直流电压 的检测值来设置将通过第一降压-升压斩波器部分升压的直流电压的 指令值，以及为了由第一降压-升压斩波器部分升压的直流电压而执 行反馈控制以便提供该指令值。
如权利要求8的所述电机驱动器，如果电机的转数增加且电机 的感应电压变为等于或者高于所述第一降压-升压斩波器部分的升压 的直流电压，则停止第一降压-升压斩波器部分的操作。
本发明的效果
如在上文描述的，在根据本发明的权利要求1中，所述逆变器 部分是120度导通的逆变器部分。减少了执行的开关次数，并且因此 该逆变器部分适于执行高速旋转的电机控制。此外，在驱动电机期 间，在借助于第一降压-升压斩波器部分升压所述电压至能够足够地 驱动电机负载的直流电压之后，通过伪电流源逆变器和第二降压-升 压斩波器部分来驱动所述电机，所述伪电流源逆变器由所述120度导 通的逆变器构成。由此，即使在高速旋转期间产生了超过电池电压的 感应电压，不仅可以再生驱动，也变得可以执行加速驱动(或者功率 驱动)。此外，电机两端的端电压可以变高。不需要大电流，也不需 要使电机绕组变得更密。能够容易地制造电机。所述逆变器部分能够 被小型化且具有降低的损耗。不言而喻，不需要在另一部分处安装另 一高电压电池。此外，在驱动电机期间，第一降压-升压斩波器部分 对电池电压进行升压，因此可以使用具有高额定电压的电机。因此， 可以从高的感应电压进行再生，以及变得容易进行所述再生。此外， 开关元件的导通或关断控制允许电机在低于所述电池电压的电压下旋 转。
根据权利要求2，第一降压-升压斩波器部分对驱动电机期间电 气地连接的外部直流电源两端的电压进行升压，能够获得与权利要求 1相同的优点。
根据权利要求3，所述逆变器部分具有电流源逆变器，由此使得 与其中采用根据电压值的转矩控制的电压源逆变器部分相比，执行了 根据电流值的转矩控制，控制响应变快，并且其适于驱动高速旋转的 电机。
根据权利要求4，二极管反并联连接至第二降压-升压斩波器部 分，该二极管在所述逆变器部分的栅极关断期间将第二降压-升压斩 波器部分的输出旁路至第一降压-升压斩波器部分的输出侧，可以抑 制逆变器部分的电压升高，并且能够防止破坏各个开关元件。
根据权利要求5，在其中不需要对直流电源的电压进行升压的低 速驱动范围中，停止第一降压-升压斩波器部分的升压操作，不需要 第一降压-升压斩波器部分的升压操作所需的开关元件和电抗器的短 路电流，并且可以改善部分负载效率。
根据权利要求6，设置电机转数、电机端电压、电机温度、逆变 器部分的直流电压中的至少一个或多个，如果指令值、检测电压以及 如果电机温度的检测值或者逆变器部分的直流电压的检测值等于或者 大于所述设置值，则启动反馈控制以便升压第一降压-升压斩波器部 分的直流电压以提供预定的电压。由于在足以在高速旋转范围中驱动 电机的低速旋转范围中在第一降压-升压斩波器部分处不执行所述升 压操作，因此根据反馈控制可以改善效率。
根据权利要求7，根据电机转数的估算值、检测值或者指令值， 电机电流的检测值或者指令值，电机温度的检测值，电机端电压的指 令值或者检测值以及逆变器部分的直流电压的检测值中的至少一个或 多个，设置将被第一降压-升压斩波器部分升压的直流电压的指令 值，执行所述反馈控制以便通过第一降压-升压斩波器部分升压所述 直流电压以提供如上所述设置的指令值，以及根据电机转数、电机电 流、电机温度、电机端电压、逆变器部分的直流电压设置将由第一降 压-升压斩波器部分升压的直流电压的指令值。所述直流电压指令值 根据电机转数、电机电流、电机温度、电机端电压和逆变器部分的直 流电压瞬时地变化。
根据权利要求8，如果电机的感应电压变得高于第一降压-升压 斩波器部分升压的直流电压，则不能进行加速驱动，而是通过第一降 压-升压斩波器部分对直流电源执行功率再生驱动。因此，使得大的 再生电流流过所述直流电源。由此，使得过大的再生电流流向所述直 流电源，并且可能使得直流电源发生过电流故障。因此，停止第一降 压-升压斩波器部分的操作，并且可以防止由于过量的再生电流而导 致的直流电源损坏。

第一实施例1
以下，将参考附图描述具体实施方式。图1示出了根据本发明 的第一最佳方式实施例1的高速电机驱动器的电路图。10表示电 池。C1表示并联连接至电池10的电容器。L1表示与电池10串联连 接的电抗器，11表示通过电抗器L1与电池10并联连接的开关元 件，12表示与开关元件11反并联连接的续流二极管，13表示与电抗 器L1串联连接的开关元件，14表示与开关元件13反并联连接的续 流二极管，C2表示与串联连接的开关元件11、13并联连接的电容 器，15表示与开关元件13串联连接的开关元件，16表示与开关元件 15反并联连接的续流二极管，17表示通过开关元件15与电容器C2 并联连接的开关元件，18表示与开关元件17反并联连接的续流二极 管，L2和19表示与开关元件15串联连接的电抗器和电流检测器， 电抗器L2的输出被提供至开关元件21-26的三相桥式逆变器部分 20，以及逆变器部分20的三相输出被提供至交流电机38。逆变器部 分20是120度导通的电流源逆变器，并且由六个开关元件21-26构 成，以及续流二极管27-32与所述开关元件21-26反并联连接。
33表示用于检测交流电机38的相电压的电阻分压电路，35表 示用于积分的积分器，36表示用于确定积分器35的输出的正或负的 比较器。比较器36将开关指令输出到用于开关元件21-26的栅极驱 动电路37，所述比较器36被设计使得相电压和相电流之间的相位相 同。
接下来，将描述上述结构的操作。首先，每次执行交流电机的 驱动时，开关元件11的导通使得来自电池10的直流电压流入电抗器 L1，从而将能量存储到电抗器L1中。此后，当开关元件11关断 时，由于存储在电抗器L1中的能量而出现电压升高，并且电荷出现 在电容器C2中。即使直流电流Vdc高，所述充电也是可能的。此 时，开关元件11导通和关断，从而使得电容器C2两端的电压恒 定，从而执行电压控制(AVR)。
此外，开关元件15的导通使得电流流入电抗器L2，从而在电 抗器L2中存储能量。如果开关元件15关断，则存储在电抗器L2中 的能量使得电流持续通过续流二极管18并且通过逆变器20的任意两 个导通的开关元件流入电抗器L2。通过电流检测器19检测该电流， 或者检测交流电机38的转速，或者基于栅极信号根据波形估算转 速。开关元件15的导通和关断控制使得电流或者转速达到其目标 值，从而执行电流控制(ACR)或者速度控制(ASR)。
逆变器部分20从电抗器L2输入直流电流(DC电流)，将该直 流电流转换为三相交流(AC)电流以将其输出到交流电机38。电阻 分压电路33检测交流电机38的相电压，通过积分器35积分该相电 压。比较器36确定积分器35的输出是正值还是负值。比较器确定的 结果被输入到栅极驱动电路37。根据交流电机38的磁极位置以图2 所示的时序对构成逆变器部分20的六个开关元件21-26进行导通和 关断驱动，从而操作120度导通类型的伪电流源逆变器。在图2中， (a)示出了(交流电机的)每一相的感应电压，(b)示出了电枢电 流，(c)示出了其每一相的链接磁通(interlinkage magnetic flux)，以及(d)示出了其每一相的磁通相位脉冲，(e)示出了其 栅极信号，以及(f)示出了六个导通模式。
接下来，以下将要描述执行再生时的操作。当发生再生时，交 流电机38与旋转数成比例地产生感应电压。此时，如果开关元件17 导通，则使得电流流入续流二极管27-32中的任意两个，从而使得电 流流入电抗器L2，将能量存储到电抗器L2中。此时，如果开关元件 17关断，则存储在电抗器L2中的能量对逆变器部分20的直流电压 进行升压，并且使得所述电流流动通过续流二极管16以对电容器C2 充电。此时，即使电机38的感应电压较低，也可以对电容器C2充 电。执行交流电机38的电流控制(ACR)或者速度控制，以使得通 过开关元件17的电流恒定，或者执行功率控制(APR)以使得电功 率恒定。此时，通过与直流电压Vdc的升压相对应的功率，来自电 机38的再生功率使得电功率再生至电池10。
此外，当电功率再生至电池10时，开关元件13导通。此时， 由于使得电流流入电抗器L1以将能量存储到电抗器L1中。如果开 关元件13关断，则电抗器L1中的能量使得电流持续地流动通过续 流二极管12，从而与开关元件13的导通或关断无关地使得充电电流 连续地流动。如上所述，电抗器L1、开关元件11、13和二极管 12、14构成了第一降压-升压斩波器部分。此外，开关元件15、17和 电抗器L2以及续流二极管16、18构成了第二降压-升压斩波器部 分。
在第一实施例1中，逆变器部分20是120度导通的电流源逆变 器。由此，由于可以减少在导通和关断之间执行开关的次数，其适于 应用于高速交流电机38的控制。此外，在驱动期间，第一降压-升压 斩波器部分使得电池10两端的电压升压。例如，由此，在使用12伏 系统的低电压车用电池10的情况下，第一降压-升压斩波器部分的升 压动作升压至足以驱动电机负载的直流电压，并且此后，第二降压- 升压斩波器部分和120度导通的逆变器部分20驱动交流电机38。在 例如PM电机的产生感应电压的电机中，即使在高速旋转期间产生了 超出电池10两端电压的感应电压，加速驱动也是可能的，而不仅仅 只能进行再生驱动。此外，由于可以使得逆变器部分20的直流电压 和交流电机38两端的端电压变高，因此可以使得交流电机38的绕组 变细。可以方便交流电机38的制造，可以使得逆变器部分20小型 化，并且即使使用低压电池也可以驱动具有高额定电压的电机。此 外，第一降压-升压斩波器部分在其驱动期间对电池两端的电压升 压。由于可以使用具有高额定电压的电机，因此可以实现从具有高感 应电压的部分的再生。由此，可以实现易于再生的电路。
此外，与其中根据电压值执行转矩控制的电压源逆变器相比， 逆变器部分20具有电流源逆变器，并且执行根据电流值的转矩控 制。由此，控制响应变快并且其适于驱动高速旋转的电机。此外，第 二降压-升压斩波器电路的压降操作(开关元件15的导通和关断控 制)允许在低于电池电压的电压处旋转电机38。
第二实施例2
图3示出了根据本发明第二最佳方式实施例2的电机驱动器的 电路图。在图3中，D1表示与第二降压-升压斩波器部分反并联连接 的二极管，其阳极连接在逆变器部分20的正直流侧和电抗器L2之 间，以及其阴极连接到电容器C2的正侧。其他结构与实施例1的第 一最佳方式相同。在逆变器部分20的栅极关断期间，该二极管D1 使得存储在电抗器L2中的能量流入电容器C2中，从而能够抑制逆 变器部分20中的电压升高，能够抑制逆变器部分20的直流电压Vdc 的升高，以及能够防止构成逆变器部分20的各个开关元件21-26的 损坏。其他效果与实施例1的第一最佳方式相同。
应当注意，在之前描述的每一个最佳方式实施例中，电池被用 作直流电源，但是也可以使用其它外部直流电源。
第三实施例3
图4示出了第三最佳方式实施例3的电机驱动器的电路图。仅 仅描述电路图的方法发生了变化，但电路结构与每个第一和第二最佳 方式实施例1、2相同，以及操作与每个第一和第二最佳方式实施例 1、2相同。然而，需要注意，从图4省略了逆变器部分20的栅极控 制电路、第二降压-升压斩波器部分的电抗器L2的电流控制电路等 等，以及所述栅极控制电路与图1、3所示的相同。在最佳方式实施 例1和2的每一个中，第一降压-升压斩波器部分对直流电压Vdc升 压，在所述直流电压Vdc处，足以将交流电机38驱动至高速旋转范 围。即使在高速旋转范围，也能够实现加速操作和再生操作。另一方 面，在例如PM电机的低速旋转范围，尽管不执行升压驱动操作，但 是在交流电机38的感应电压不足，低于电池10两端的电压的情况 下，能够以电池10两端的电压进行加速驱动和再生驱动。在上述情 况下，即，在其中不需要对等于或者大于电池10两端电压的所述电 压升压的低速驱动范围中，停止第一降压-升压斩波器部分的升压操 作。具体地说，开关元件13总是导通而开关元件11总是关断，从而 使得直流电压Vdc与电池10两端的电压一致。
在第三最佳方式实施例3中，在其中交流电机38的感应电压充 分地低于电池10两端的电压的低速旋转范围中，停止第一降压-升压 斩波器部分的升压操作。由此，不需要升压操作所需的开关元件11 和从电池10流动至电抗器L1的短路电流，并且改善了部分负载效 率。此外，由于开关元件13总是导通，因此可以使得电流不仅在电 机驱动时流动，而且可以使得电流在执行再生时也流动。
第四实施例4
在交流电机38的感应电压或者电机驱动转矩需要等于或者高于 电池10两端的电压的情况下，需要通过第一降压-升压斩波器部分对 电池10的直流电压升压。因此，根据交流电机38的负载，预先设置 了启动第一降压-升压斩波器部分的升压操作的交流电机38的转数、 电流、端电压和逆变器部分的直流电压中的至少一个或多个。即，如 图5所示，交流电机38转数的指令值、检测值或者估算值，电机电 流的指令值或者检测值、电机温度的指令值或者检测值，电机端电压 的指令值或者检测值，或者逆变器部分的直流电压的检测值和为此的 设置值被输入到斩波操作确定部分40。如果转数、电机电流、电机 端电压、电机温度或者逆变器部分的直流电压的检测值等大于或者等 于所述设置值，则从斩波操作确定部分40输出将由第一降压-升压斩 波器部分升压的直流电压Vdc的指令值，该指令值连同所述直流电 压Vdc的检测值一起被输入到电压反馈控制装置41。从反馈控制装 置41向第一降压-升压斩波器部分的开关元件11的栅极输出导通或 关断指令，由此使得指令值与检测值一致。执行直流电压Vdc的反 馈控制，以将交流电机38控制至足以驱动交流电机38的固定电压 值。本实施例中的电机驱动器的电路结构如图4所示。
在第四最佳方式实施例4中，在其中交流电机38以低速旋转的 低速旋转范围中，不执行第一降压-升压斩波器部分的升压操作。因 此，改善了部分负载效率。在高速旋转范围中，启动了由第一降压- 升压斩波器部分升压的直流电压Vdc的反馈控制。所升压的直流电 压Vdc可以提供足以驱动交流电机38的固定电压值，并且即使在高 速旋转范围中也能够提高效率。
第五实施例5
在第五最佳方式实施例5中，根据交流电机38转数的检测值、 指令值或者估算值，电机电流的检测值或者指令值，电机温度的检测 值，电机端电压的检测值或者指令值以及逆变器部分的直流电压的检 测值中的至少一个或多个，来设置由第一降压-升压斩波器部分升压 的直流电压Vdc的指令值。在第五最佳方式实施例5中，电机驱动 器的电路结构如图4所示，并且除此之外，执行如图6所示的控制。 即，交流电机38转数的检测值、指令值或者估算值，电机电流的检 测值或者指令值，电机温度的检测值，电机端电压的检测值或者指令 值，和逆变器部分的直流电压的检测值中的至少一个或多个值被输入 到电压指令产生部分42。电压指令产生部分42根据所述输入值(多 个)设置由第一降压-升压斩波器部分升压的直流电压Vdc的指令 值。该指令值连同直流电压Vdc的检测值一起被输入到电压反馈控 制装置43。电压反馈控制装置向第一降压-升压斩波器部分的开关元 件11的栅极输出导通或关断指令，从而在直流电压Vdc上执行反馈 控制，从而使得所述指令值与其检测值一致。例如，检测交流电机 38两端的端电压，略高于该端电压的电压被设置为用于执行电压控 制(AVR)的第一降压-升压斩波器部分的升压直流电压Vdc的电压 指令值。由此，可以减小流入开关元件11或17或二极管12、18的 电流，由此可以实现电机驱动器的损耗减小。在不检测交流电机38 的感应电压的情况下，可以根据交流电机38的转数对其进行估算。
在第五最佳方式实施例5中，根据交流电机38的转速、电机电 流、电机温度、电机端电压和逆变器部分的直流电压由第一降压-升 压斩波器部分升压的直流电压Vdc的指令值即时地变化。由此，电 机驱动器可以防止部分负载效率的恶化以及不必要的电压升压，并且 反馈控制可以从低速范围到高速区提高效率。
第六实施例6
在第六最佳方式实施例6中，电机驱动器的电路结构如图4所 示。在增加交流电机38的转数并且交流电机38的感应电压变得高于 第一降压-升压斩波器部分升压的直流电压Vdc，加速驱动高于第一 降压-升压斩波器部分升压的直流电压Vdc的情况下，不能够再进行 加速驱动。然而，对于再生驱动，在与120度导通的逆变器部分20 的控制和第二降压-升压斩波器部分的直流电流控制无关的情况下， 使得再生电流流动通过逆变器部分20的续流二极管27-32。此时，如 果第一降压-升压斩波器部分处于驱动状态，则使得相应的再生电流 通过第一降压-升压斩波器部分的开关元件13流入电池10。应该指 出，该再生电流与第二降压-升压斩波器部分的电流控制无关，根据 交流电机38的漏电阻值以及感应电压与第一降压-升压斩波器部分升 压的直流电压Vdc之间的电位差来确定该再生电流值。因此，在该 电位差大且交流电机38的漏电阻值显著小的情况下，过量的再生电 流被再生到电池10中。由于过电流而发生电池10的损坏。由此，在 第六最佳方式实施例6中，在交流电机38的转数提高且交流电机38 的感应电压变得高于第一降压-升压斩波器部分升压的直流电压Vdc 的情况下，强制地关断第一降压-升压斩波器部分的开关元件13。随 后，过量的再生电流不会流入电池10，由此防止了电池10的损坏。 应当注意，可以直接检测交流电机38的感应电压，或者可以根据转 数估算该感应电压。
在第六最佳方式实施例6中，即使在感应电压变得大于高速旋 转范围中的升压的直流电压的情况下，也可以防止由于所述过量的再 生电流而导致的电池10的损坏。

图1示出了根据本发明的第一最佳方式实施例1的电机驱动器 的电路结构图。
图2示出了第一最佳方式实施例1中的电机驱动器的操作波形 图。
图3示出了第二最佳方式实施例2中的电机驱动器的电路结构 图。
图4示出了第三最佳方式实施例3中的电机驱动器的电路结构 图。
图5示出了第四最佳方式实施例4中的第一降压-升压斩波器部 分的控制框图。
图6示出了第五最佳方式实施例5中的第一降压-升压斩波器部 分的控制框图。
图7示出了专利文献1中描述的现有的电机驱动器的电路结构 图。
附图标记说明
10    电池
11，13，15，17，21-26    开关元件
12，14，16，18，27-32    续流二极管
20    逆变器部分
38    交流电机
40，42    电压指令产生部分
41，43    电压反馈控制装置
C1，C2    电容器
L1，L2    电抗器
D1    二极管