用于低摆幅差分电压信号的自适应限幅输出码间干扰抑制电路
阅读：23发布：2023-02-13
专利汇可以提供用于低摆幅差分电压信号的自适应限幅输出码间干扰抑制电路专利检索，专利查询，专利分析的服务。并且本 发明 针对高速低摆幅差分 电压 信号 在传输过程中时容易产生码间干扰的问题，公开了一种利用 限幅 输出手段减小码间干扰的方法和 电路 。通过监测差分输出端的差模电平的大小，反馈控制输出的交流 电流 ，从而限制差分输出端的差模电平值在规定的电平范围内，避免了过大的信号差分摆幅对后续信号的影响，从而实现减小码间干扰的目的。电路装置包括首受控电流源、电流方向选择器、尾受控电流源、共模电平反馈控制电路、输出差模电平反馈控制电路。电路的输出端连接传输通道，并通过传输通道连接到接收端负载。，下面是用于低摆幅差分电压信号的自适应限幅输出码间干扰抑制电路专利的具体信息内容。
1、一种方法，包括： 针对高速低摆幅差分信号(LVDS)传输过程中容易出现码间干扰的问题，利用对输出差分信号的差模电平进行限制，避免过大的信号差分电压对后续信号传输的影响，从而减小码间干扰(ISI)；其特征在于：在高速低摆幅差分信号(LVDS)驱动器电路中，使用首受控电流源(1)，并增加输出差模电平反馈控制电路(5)，首受控电流源(1)的电源端连接到电源VDD，输出端连接到电流方向选择器(2)，控制端与输出差模电平反馈控制电路(5)的输出端相连，输出差模电平反馈控制电路(5)的差分电平输入端连接到整个驱动器电路的差分输出端，输出差模电平反馈控制电路(5)的输出端与首受控电流源(1)的控制端相连，电流方向选择器(2)的差分输出端即是整个驱动器的差分信号输出端，与输出差模电平反馈控制电路(5)的输入端、传输通道(6)的输入端共接，电流方向选择器(2)的共模电平采样输出点与共模电平反馈控制电路(4)的共模输入端相连，电流方向选择器(2)的电流流出端与尾受控电流源电路(3)的输入端相连，共模电平反馈控制电路(4)的共模输入端与电流方向选择器(2)的共模电平采样输出点相连，共模电平反馈控制电路(2)的输出端连接到尾受控电流源电路(3)的控制端，尾受控电流源电路(3)的输入端连接到电流方向选择器(2)的电流流出端，输出端连接到地VSS，控制端与共模电平反馈控制电路(2)的输出端相连，传输通道(6)的输入端连接到电流方向选择器(2)的差分信号输出端，传输通道(6)的输出端与接收端负载(7)相连。
用于低摆幅差分电压信号的自适应限幅输出码间干扰抑制电路
技术领域
背景技术
低摆幅差分电压信号传输（Low-Voltage Differential Signaling, LVDS)是美国电气 和电子工程师协会（Institute of Electrical and Electronics Engineers, IEEE)于19% 年制定的行业标准，又称为IEEE 1596.3。
IEEE 1596. 3标准规定LVDS信号的差分摆幅在250mV至400mV之间，但是由于传输通道 的低通特性，在传输连续相同信号的时候，会导致输出信号的差模电压摆幅呈现逐渐增大的 趋势，使得后续码元信号的传输站在了较大反相差模电平的基础上，这对后续码元信号的传 输将造成不利影响，可能严重影响后续码元信号的时间宽度和差模电平，即产生了码间干扰 (Inter Symbol Interference, ISD。
一般情况下，在LVDS驱动器端采用的消除码间干扰ISI的技术是预加重（Pre-Emphasis) 技术。预加重技术通过加速信号的跳变沿，即加强信号跳变边沿的高频分量，以适应传输通 道的低通效应。预加重技术仅仅对信号跳变边沿产生影响，并不会改善连续相同码元传输时 的信号质量，同时预加重技术需要在信号跳变边沿增加流过传输通道的瞬时电流，不利于功 耗控制。
IEEE 1596. 3标准规定LVDS信号的差分摆幅在250mV至400mV之间，但是由于传输通道 的低通特性，在传输连续相同信号的时候，会导致输出信号的差模电压摆幅呈现逐渐增大的 趋势，使得后续码元信号的传输站在了较大反相差模电平的基础上，这对后续码元信号的传 输将造成不利影响，可能严重影响后续码元信号的时间宽度和差模电平，即产生了码间干扰 (Inter Symbol Interference, ISD。
一般情况下，在LVDS驱动器端采用的消除码间干扰ISI的技术是预加重（Pre-Emphasis) 技术。预加重技术通过加速信号的跳变沿，即加强信号跳变边沿的高频分量，以适应传输通 道的低通效应。预加重技术仅仅对信号跳变边沿产生影响，并不会改善连续相同码元传输时 的信号质量，同时预加重技术需要在信号跳变边沿增加流过传输通道的瞬时电流，不利于功 耗控制。
发明内容
一般来讲，传输通道均表现出低通滤波特性，会使得发送的信号中的高频分量迅速衰减， 而对低频分量的影响较小，即衰减发送的信号中的跳变边沿，而使得连续不变的信号以较小 的损耗通过。因此当发送的信号跳变较为丰富时，就会阻碍信号的跳变，极限情况为发送 "01010101……01010"序列，此时发送的码流信号中的高频分量最为丰富，因此衰减也最为 严重，表现为发送"010101……01010"序列时，信号的差模电平较小。同样的，当发送的信 号中的跳变较少时，信号受到的衰减较小，极限情况为发送长"0"或者长"1"序列，此时 发送的码流信号中低频分量最为丰富，因此衰减也最小，表现为发送长"0"或者长"1"序
3列时，信号的差模电平呈现变大的趋势。基于这种现象，当发送的序列为长"0"后续为"1" 或者长"1"后续为"0"时，发送完长"0"或者长"1"后，差分信号的差模达到很大的值， 这就严重影响了后续的"r'或者"o"的传输，使得该后续信号的传输表现出很小的差模电
平和码元时间宽度。
针对上述问题，本发明的目的在于，为适应传输通道的低通特性，在需要驱动的信号的 高频成分较少而低频成分较多的时候，自适应的减小驱动电流，从而使得整个信号传输过程 中驱动器输出的差分信号的差模电平保持在一个合适的范围内，从而减小了对后续码元信号 的干扰，达到抑制码间干扰的目的。
自适应的监测输出信号中的高低频分量的组成，是通过监测输出信号差模电平的大小来 实现的，而自适应的减小驱动电流则是通过控制首受控电流源来实现的。
如图1所示，输出差模电平反馈控制电路5是用来监测输出差分信号的差模电平的，并 由此产生反馈，用于控制整个驱动器的工作电流，从而限制输出信号的差模电平，使得后续 信号在任意时刻进行传输时，均享有相同的初始状态，从而达到减小码间干扰的目的。由于 动态的改变了驱动电流，必然使得输出差分信号的共模电平发生变化，因此通过共模电平反 馈控制电路4来调节尾电流源的工作电流，形成反馈，对共模电平进行补偿。
本发明的优势在于-
1. 在LVDS驱动器端就考虑输出的差模电平的大小对码间干扰的影响，不再一味的 使用预加重的方法来加速信号边沿，而是引入自适应的控制方法，利用差模电平值反馈 控制驱动电流，从而实现限幅输出的目的。
2. 由于码间干扰在很大程度上被抑制，可以从根本上提高LVDS驱动器的工作带宽 和频率。
3. 首电流源的工作电流由两个部分组成，如图3中b部分所示，给定静态工作电流 基础值，由电流管M0提供，可调节部分由电流管M1提供，M0和M1的电流之和满足输出 高频分量最多情况下的传输电流需要，改变M1状态之后，M0和M1的电流之和仅满足输 出低频分量较多时的需要，从而实现数字式的开关方式控制，简化了图3中a部分差模 电平反馈控制电路的设计难度。
4. 整个驱动器的电流仅在发送信号的高频成分丰富时才达到最大值，低频成分丰富 时是采取减小驱动电流的策略，因此能够最大程度上的利用电流，减小整个驱动器的功 耗。5.为适应工作电流的动态变化，采用简洁的电阻方式的共模电平采样技术，并以此 为基础反馈调节尾电流源工作电流的方法来补偿维持输出信号的共模电平，电路形式简 单有效。
附图说明
图l具有自适应限幅输出的LVDS驱动电路框图； 图2 IEEE 1596.3给出的LVDS驱动电路结构； 图3具有自适应限幅输出的LVDS驱动器的电路结构； 图4具有自适应限幅输出的LVDS驱动器的工作波形。
3列时，信号的差模电平呈现变大的趋势。基于这种现象，当发送的序列为长"0"后续为"1" 或者长"1"后续为"0"时，发送完长"0"或者长"1"后，差分信号的差模达到很大的值， 这就严重影响了后续的"r'或者"o"的传输，使得该后续信号的传输表现出很小的差模电
平和码元时间宽度。
针对上述问题，本发明的目的在于，为适应传输通道的低通特性，在需要驱动的信号的 高频成分较少而低频成分较多的时候，自适应的减小驱动电流，从而使得整个信号传输过程 中驱动器输出的差分信号的差模电平保持在一个合适的范围内，从而减小了对后续码元信号 的干扰，达到抑制码间干扰的目的。
自适应的监测输出信号中的高低频分量的组成，是通过监测输出信号差模电平的大小来 实现的，而自适应的减小驱动电流则是通过控制首受控电流源来实现的。
如图1所示，输出差模电平反馈控制电路5是用来监测输出差分信号的差模电平的，并 由此产生反馈，用于控制整个驱动器的工作电流，从而限制输出信号的差模电平，使得后续 信号在任意时刻进行传输时，均享有相同的初始状态，从而达到减小码间干扰的目的。由于 动态的改变了驱动电流，必然使得输出差分信号的共模电平发生变化，因此通过共模电平反 馈控制电路4来调节尾电流源的工作电流，形成反馈，对共模电平进行补偿。
本发明的优势在于-
1. 在LVDS驱动器端就考虑输出的差模电平的大小对码间干扰的影响，不再一味的 使用预加重的方法来加速信号边沿，而是引入自适应的控制方法，利用差模电平值反馈 控制驱动电流，从而实现限幅输出的目的。
2. 由于码间干扰在很大程度上被抑制，可以从根本上提高LVDS驱动器的工作带宽 和频率。
3. 首电流源的工作电流由两个部分组成，如图3中b部分所示，给定静态工作电流 基础值，由电流管M0提供，可调节部分由电流管M1提供，M0和M1的电流之和满足输出 高频分量最多情况下的传输电流需要，改变M1状态之后，M0和M1的电流之和仅满足输 出低频分量较多时的需要，从而实现数字式的开关方式控制，简化了图3中a部分差模 电平反馈控制电路的设计难度。
4. 整个驱动器的电流仅在发送信号的高频成分丰富时才达到最大值，低频成分丰富 时是采取减小驱动电流的策略，因此能够最大程度上的利用电流，减小整个驱动器的功 耗。5.为适应工作电流的动态变化，采用简洁的电阻方式的共模电平采样技术，并以此 为基础反馈调节尾电流源工作电流的方法来补偿维持输出信号的共模电平，电路形式简 单有效。
附图说明
图l具有自适应限幅输出的LVDS驱动电路框图； 图2 IEEE 1596.3给出的LVDS驱动电路结构； 图3具有自适应限幅输出的LVDS驱动器的电路结构； 图4具有自适应限幅输出的LVDS驱动器的工作波形。
具体实施方式
以下结合附图，详细说明本发明公开的自适应LVDS限幅输出驱动器的结构和工作过程。 图3所示为本发明公开的用于低摆幅差分电压信号（LVDS)接口的自适应限幅输出码间 干扰抑制电路。图3中的电路包含六个部分，其中传输通道f和接收端负载g共同组成外围 电路，首受控电流源b、输出差模电平反馈控制电路a、电流方向选择器d、尾受控电流源c、 共模电平反馈控制电路e共同组成LVDS驱动器电路。
首受控电流源b由两个部分组成，电流管MO为固定工作方式，为输出提供一个固定的基 础工作电流IO，电流管Ml受输出差模电平反馈控制电路a的控制，提供自适应的工作电流 II， 10和II之和共同为输出提供驱动电流。首受控电流源b电源端，即M0和Ml的源极， 连接供电电源VDD，静态控制端Vbl，即M0的栅极，连接一固定偏置电平，自适应动态控制 端Vb2，即M1的栅极，接输出差模电平反馈控制电路a的输出，电流输出端，即M0和M1的
漏极连接电流方向选择器的输入。
输出差模电平反馈控制电路a由三个部分组成，运算放大器OPa、电阻R3、 R4、 R5、 R6 组成第一个差模电压计算器，运算放大器OPb、电阻R7、 R8、 R9、 R10组成第二个差模电压 计算器，这两个电压计算器通过二极管D0、 Dl构成差模电压的绝对值计算电路，比较器OPc 构成差模电压判决比较器。输出差模电平反馈控制电路a中，电阻R3的一端连接差分输出端 0UT-，另一端连接0Pa的同相输入端和电阻R4， R4的另一端接地，电阻R5的一端连接差分 输出端0UT+，另一端连接0Pa的反相输入端和电阻R6， R6的另一端接OPa的输出和二极管 DO的正端；电阻R7的一端连接差分输出端0UT-，另一端连接OPb的反相输入端和电阻R8，R8的另一端接地，电阻R9的一端连接差分输出端0UT+，另一端连接OPb的同相输入端和电 阻RIO， R10的另一端接OPb的输出和二极管Dl的正端；二极管DO的负极和二极管Dl的负 极相连，并连接到比较器OPc的反相输入端，0Pc的同相输入端接一固定参考电平Vref2， 0Pc 的输出端连接到首受控电流源b的控制端Vb2。
电流方向选择器d由晶体管M3、 M4、 M5、 M6和电阻R0、 Rl组成，晶体管工作与开关状 态，用于选择输出电流的流向，电阻R1和R2构成的网络用于实时获取输出信号的共模电平。 电流方向选择器d中，晶体管M3、 M4的源端接首受控电流源b的电流输出端，M3、 M5的栅 极连接到输入差分信号的同相端IN+, M4、 M6的栅极连接到输入差分信号的反相端IN-， M3 的漏极连接差分输出的反相端OUT-、 M5的漏极和电阻R1， M4的漏极连接差分输出的同相端 0UT+、 M6的漏极和电阻R2，电阻Rl的另一端和电阻R2的另一端相连并作为共模采样点输出 连接到共模电平反馈控制电路e的采样电平输入端，M5和M6的源极相连并连接到尾受控电 流源c的电流输入端。
尾受控电流源c由晶体管M2构成，M2充当电流管控制差分输出信号的共模电平。其中 M2的源极接地VSS， M2的漏极连接电流反向选择器d的电流流出端，即晶体管M5和M6的源 极，M2的栅极连接共模电平反馈控制电路e的输出。
共模电平反馈控制电路e由比较器0Pd构成，0Pd的同相输入端连接一固定参考电平 Vrefl， 0Pd的反相输入端连接电流方向选择器的共模采样点，即电阻R1和R2的连接点，0Pd 的输出作为共模电平反馈控制电路e的输出连接到尾受控电流源c中M2的栅极。
传输通道f的一端分别连接电流方向选择器的输出0UT+和OUT-，另一端连接接收端负载
go
电路的工作过程可以分为两种情况来进行阐述，第一种为发送"01010101……01010"序 列，第二种为发送长"0"后续为"1"(长"1"后续为"0")序列，随机序列的发送过程可 以拆分为发送长"0"后续为"1"(长"1"后续为"0")序列和发送"01010101……01010"
序列的某种组合，因此其工作过程介于这两种情况之间。
发送"01010101……01010"序列的时候，由于输出信号中高频成分最为丰富，由于传输
通道f的低通特性，输出信号的衰减最为严重，表现为输出差分信号的差模电平被限制在一
个较小的范围内，此时01^+与0『-之差的绝对值|0(1[+-01^-|的最大值较小，即经过输出差 模电平反馈控制电路a中第一、第二差模电压计算器求得差模电压并经二极管D0、 Dl整流之 后的信号电平小于固定参考电平Vref2，比较器0Pc的输出电平为低值，启动电流管M1以较大的电流为差分输出供电，差分输出电流达到最大值10+11。此时，输出的差分电平摆幅受 限在IEEE 1596.3标准的范围内。
发送长"0"后续为"l"(长"l"后续为"0")序列的时候，这里以发送长"0"后 续为"1"为例说明其工作过程。由于在发送"l"信号之前，发送的长"0"信号中含有丰富 的低频成分，如果不对差分输出信号的电流加以控制，那么输出信号受传输通道的衰减较小， 其差分摆幅就将达到较高的电平值，表现为输出差分信号的差模电平值较大。在增加了输出 差模电平反馈控制电路a之后，当输出差分信号的差模电平值较大时，此时0UT+与OUT-之差 的绝对值|01)1+-0肌-|也较大，超过了给定的门限电平Vref2，即经过输出差模电平反馈控制 电路a中第一、第二差模电压计算器求得差模电压并经二极管DO、 Dl整流之后的信号电平大 于固定参考电平Vref2，此时比较器OPc的输出电平为高值，调节电流管M1以较小的电流为 差分输出供电，差分输出电流10+11受限于一个较小的值，从而将输出的差分电平摆幅限制 在IEEE 1596. 3标准的范围内。
这样做的好处在于，不论是发送随机码流或者规整的"01010101……01010"序列，每个 码元信号在发送之前，传输通道上输出信号的差模电平都被控制在相同的电平值上，从而使 得每个码元的发送获得了相同的初始状态，从根本上减小了码间干扰ISI。
由于动态的调节了输出差分信号的工作电流，限制了差模电平的过分增大，势必将影响 输出信号的共模电平值，因此通过尾受控电流源c和共模电平反馈控制电路e构成共模电平 补偿回路。利用电阻R1和R2组成的电阻网络，实时获得输出信号的共模电平，并与参考电 平Vrefl进行比较，比较器0Pd的输出直接控制尾受控电流源c中的电流管M2，从而控制输 出信号的共模电平。当输出共模电平较大时，比较器OPd的输出电平降低，减小M2的导通电 阻，降低输出信号的共模电平；当输出共模电平较小时，比较器OPd的输出电平升高，增大 M2的导通电阻，提高输出信号的共模电平，并最终将输出信号的共模电平稳定在需要的电平 上。
图4给出了使用本发明公开的电路前后，LVDS驱动器输出的信号的差别。从图中可以看 出，由于本发明的应用，有效的限制了差模电平的增大，抑制了码间干扰。
首受控电流源b由两个部分组成，电流管MO为固定工作方式，为输出提供一个固定的基 础工作电流IO，电流管Ml受输出差模电平反馈控制电路a的控制，提供自适应的工作电流 II， 10和II之和共同为输出提供驱动电流。首受控电流源b电源端，即M0和Ml的源极， 连接供电电源VDD，静态控制端Vbl，即M0的栅极，连接一固定偏置电平，自适应动态控制 端Vb2，即M1的栅极，接输出差模电平反馈控制电路a的输出，电流输出端，即M0和M1的
漏极连接电流方向选择器的输入。
输出差模电平反馈控制电路a由三个部分组成，运算放大器OPa、电阻R3、 R4、 R5、 R6 组成第一个差模电压计算器，运算放大器OPb、电阻R7、 R8、 R9、 R10组成第二个差模电压 计算器，这两个电压计算器通过二极管D0、 Dl构成差模电压的绝对值计算电路，比较器OPc 构成差模电压判决比较器。输出差模电平反馈控制电路a中，电阻R3的一端连接差分输出端 0UT-，另一端连接0Pa的同相输入端和电阻R4， R4的另一端接地，电阻R5的一端连接差分 输出端0UT+，另一端连接0Pa的反相输入端和电阻R6， R6的另一端接OPa的输出和二极管 DO的正端；电阻R7的一端连接差分输出端0UT-，另一端连接OPb的反相输入端和电阻R8，R8的另一端接地，电阻R9的一端连接差分输出端0UT+，另一端连接OPb的同相输入端和电 阻RIO， R10的另一端接OPb的输出和二极管Dl的正端；二极管DO的负极和二极管Dl的负 极相连，并连接到比较器OPc的反相输入端，0Pc的同相输入端接一固定参考电平Vref2， 0Pc 的输出端连接到首受控电流源b的控制端Vb2。
电流方向选择器d由晶体管M3、 M4、 M5、 M6和电阻R0、 Rl组成，晶体管工作与开关状 态，用于选择输出电流的流向，电阻R1和R2构成的网络用于实时获取输出信号的共模电平。 电流方向选择器d中，晶体管M3、 M4的源端接首受控电流源b的电流输出端，M3、 M5的栅 极连接到输入差分信号的同相端IN+, M4、 M6的栅极连接到输入差分信号的反相端IN-， M3 的漏极连接差分输出的反相端OUT-、 M5的漏极和电阻R1， M4的漏极连接差分输出的同相端 0UT+、 M6的漏极和电阻R2，电阻Rl的另一端和电阻R2的另一端相连并作为共模采样点输出 连接到共模电平反馈控制电路e的采样电平输入端，M5和M6的源极相连并连接到尾受控电 流源c的电流输入端。
尾受控电流源c由晶体管M2构成，M2充当电流管控制差分输出信号的共模电平。其中 M2的源极接地VSS， M2的漏极连接电流反向选择器d的电流流出端，即晶体管M5和M6的源 极，M2的栅极连接共模电平反馈控制电路e的输出。
共模电平反馈控制电路e由比较器0Pd构成，0Pd的同相输入端连接一固定参考电平 Vrefl， 0Pd的反相输入端连接电流方向选择器的共模采样点，即电阻R1和R2的连接点，0Pd 的输出作为共模电平反馈控制电路e的输出连接到尾受控电流源c中M2的栅极。
传输通道f的一端分别连接电流方向选择器的输出0UT+和OUT-，另一端连接接收端负载
go
电路的工作过程可以分为两种情况来进行阐述，第一种为发送"01010101……01010"序 列，第二种为发送长"0"后续为"1"(长"1"后续为"0")序列，随机序列的发送过程可 以拆分为发送长"0"后续为"1"(长"1"后续为"0")序列和发送"01010101……01010"
序列的某种组合，因此其工作过程介于这两种情况之间。
发送"01010101……01010"序列的时候，由于输出信号中高频成分最为丰富，由于传输
通道f的低通特性，输出信号的衰减最为严重，表现为输出差分信号的差模电平被限制在一
个较小的范围内，此时01^+与0『-之差的绝对值|0(1[+-01^-|的最大值较小，即经过输出差 模电平反馈控制电路a中第一、第二差模电压计算器求得差模电压并经二极管D0、 Dl整流之 后的信号电平小于固定参考电平Vref2，比较器0Pc的输出电平为低值，启动电流管M1以较大的电流为差分输出供电，差分输出电流达到最大值10+11。此时，输出的差分电平摆幅受 限在IEEE 1596.3标准的范围内。
发送长"0"后续为"l"(长"l"后续为"0")序列的时候，这里以发送长"0"后 续为"1"为例说明其工作过程。由于在发送"l"信号之前，发送的长"0"信号中含有丰富 的低频成分，如果不对差分输出信号的电流加以控制，那么输出信号受传输通道的衰减较小， 其差分摆幅就将达到较高的电平值，表现为输出差分信号的差模电平值较大。在增加了输出 差模电平反馈控制电路a之后，当输出差分信号的差模电平值较大时，此时0UT+与OUT-之差 的绝对值|01)1+-0肌-|也较大，超过了给定的门限电平Vref2，即经过输出差模电平反馈控制 电路a中第一、第二差模电压计算器求得差模电压并经二极管DO、 Dl整流之后的信号电平大 于固定参考电平Vref2，此时比较器OPc的输出电平为高值，调节电流管M1以较小的电流为 差分输出供电，差分输出电流10+11受限于一个较小的值，从而将输出的差分电平摆幅限制 在IEEE 1596. 3标准的范围内。
这样做的好处在于，不论是发送随机码流或者规整的"01010101……01010"序列，每个 码元信号在发送之前，传输通道上输出信号的差模电平都被控制在相同的电平值上，从而使 得每个码元的发送获得了相同的初始状态，从根本上减小了码间干扰ISI。
由于动态的调节了输出差分信号的工作电流，限制了差模电平的过分增大，势必将影响 输出信号的共模电平值，因此通过尾受控电流源c和共模电平反馈控制电路e构成共模电平 补偿回路。利用电阻R1和R2组成的电阻网络，实时获得输出信号的共模电平，并与参考电 平Vrefl进行比较，比较器0Pd的输出直接控制尾受控电流源c中的电流管M2，从而控制输 出信号的共模电平。当输出共模电平较大时，比较器OPd的输出电平降低，减小M2的导通电 阻，降低输出信号的共模电平；当输出共模电平较小时，比较器OPd的输出电平升高，增大 M2的导通电阻，提高输出信号的共模电平，并最终将输出信号的共模电平稳定在需要的电平 上。
图4给出了使用本发明公开的电路前后，LVDS驱动器输出的信号的差别。从图中可以看 出，由于本发明的应用，有效的限制了差模电平的增大，抑制了码间干扰。
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