本発明は、(2n+1)レベルの直流電圧と交流電圧とを選択的に出力することができる電力変換装置に関する。

図11は、5レベルの電圧を出力することができる電力変換装置の回路構成を説明するための図である。このような電力変換装置は、特許文献1に開示されている。この電力変換装置は、5レベルの電圧を出力する直流電源1と、複数のスイッチング素子と複数のクランプダイオードとからなる5レベルのハーフブリッジ回路2で構成されている。

直流電源1は、図示しない交流電源を用いて生成される。ハーフブリッジ回路2は、直流電源1の電圧を用いて、出力端子Uに5レベルの電圧を出力する。出力端子Uに出力される5レベルの電圧は、スイッチング素子Qu1〜Qu4およびQx1〜Qx4を選択的にオンオフさせることにより得られる。図12は、このハーフブリッジ回路2から出力される電圧と、スイッチング素子のオンオフ状態を示している。

例えば、出力端子Uに+2E[V]の電圧を出力するとき、ハーフブリッジ回路2は、スイッチング素子Qu1〜Qu4をオンにし、スイッチング素子Qx1〜Qx4をオフにする。このようにすると、ハーフブリッジ回路2の入力端子A2からスイッチング素子Qu4,Qu3,Qu2,Qu1を介して、出力端子Uに直流電源1の端子P2の電圧(+2E[V])が出力される。次に、出力端子Uに+1E[V]の電圧を出力するとき、ハーフブリッジ回路2は、スイッチング素子Qu1〜Qu3およびスイッチング素子Qx1をオンにし、スイッチング素子Qu4およびスイッチング素子Qx2〜Qx4をオフにする。このようにすると、ハーフブリッジ回路2の入力端子A1からダイオードDu3およびスイッチング素子Qu3,Qu2,Qu1を介して、出力端子Uに直流電源1の端子P1の電圧(+1E[V])が出力される。

また、出力端子Uに0[V]の電圧を出力するとき、ハーフブリッジ回路2は、スイッチング素子Qu1,Qu2,Qx1,Qx2をオンにし、スイッチング素子Qu3,Qu4,Qx3,Qx4をオフにする。このようにすると、ハーフブリッジ回路2の入力端子CからダイオードDu2およびスイッチング素子Qu2,Qu1を介して、出力端子Uに直流電源1の出力端子Oの電圧(0[V])が出力される。または、ハーフブリッジ回路2の入力端子CからダイオードDx2およびスイッチング素子Qx2,Qx1を介して、出力端子Uに直流電源1の出力端子Oの電圧(0[V])が出力される。

また、出力端子Uに−1E[V]の電圧を出力するとき、ハーフブリッジ回路2は、スイッチング素子Qu1およびスイッチング素子Qx1〜Qx3をオンにし、スイッチング素子Qu2〜Qu4およびQx4をオフにする。このようにすると、ハーフブリッジ回路2の入力端子B1からスイッチング素子Qx3,Qx2,Qx1を介して、出力端子Uに直流電源1の端子N1の電圧(−1E[V])が出力される。次に、出力端子Uに−2E[V]の電圧を出力するとき、ハーフブリッジ回路2は、スイッチング素子Qx1〜Qx4をオンにし、スイッチング素子Qu1〜Qu4をオフにする。このようにすると、ハーフブリッジ回路2の入力端子B2からスイッチング素子Qx4,Qx3,Qx2,Qx1を介して、出力端子Uに直流電源1の端子N2の電圧(−2E[V])が出力される。

特開2010−246267号公報

ハーフブリッジ回路2が出力端子に+2E[V]の電圧を出力するとき、出力電流は、スイッチング素子Qu1〜Qu4の4個の素子を流れる。また、ハーフブリッジ回路2が出力端子に+1E[V]の電圧を出力するとき、出力電流は、ダイオードDu3およびスイッチング素子Qu1〜Qu3の4個の素子を流れる。いずれの場合も、スイッチング素子もしくはダイオードに電流が流れることにより、4素子で導通損失が発生する。

また、ハーフブリッジ回路2が出力端子に−1E[V]の電圧を出力するとき、出力電流は、スイッチング素子Qx1〜Qx3およびダイオードDx1の4個の素子を流れる。また、ハーフブリッジ回路2が出力端子に−2E[V]の電圧を出力するとき、出力電流は、スイッチング素子Qx1〜Qx4の4個の素子を流れる。いずれの場合も、スイッチング素子もしくはダイオードに電流が流れることにより、4素子で導通損失が発生する。

また、ハーフブリッジ回路2が出力端子に0[V]の電圧を出力するとき、出力電流は、ダイオードDu2およびスイッチング素子Qu1,Qu2の3個の素子、もしくは、ダイオードDx2およびスイッチング素子Qx1,Qx2の3個の素子を流れる。いずれの場合も、スイッチング素子もしくはダイオードに電流が流れることにより、3素子で導通損失が発生する。

このように、ハーフブリッジ回路2が5レベルの電圧を組み合わせて、交流電圧を出力するとき、3素子もしくは4素子で導通損失が発生する。このように、多くの素子で導通損失が発生すると、電力変換装置の効率が低下するという問題がある。 本発明は、このような従来技術が有している問題を解決するためになされたものである。すなわち、本発明の目的は、導通損失を発生させる素子の数を低減することにより、導通損失を低減することである。

上記目的を達成するため、本発明の形態の一側面は、(2n+1)レベル(nは2以上の整数)の直流電圧を出力するための(2n+1)個の出力端子を有する直流電源と、この直流電源の中間電位端子に一端が接続される交流電源と、(2n+1)個の入力端子と一つの出力端子とを有し、直流電源から出力される(2n+1)レベルの直流電圧を、対応する(2n+1)個の入力端子に入力するハーフブリッジ回路と、交流電源の他端とハーフブリッジ回路の出力端子との間に接続される双方向スイッチと、を備える電力変換装置である。 双方向スイッチは、炭化ケイ素または窒化ガリウムを材料とするワイドバンドギャップ半導体で構成するのが好ましい。

そして、この電力変換装置は、あらかじめ定められたスイッチング周期ごとに、(2n+1)レベルの直流電圧および交流電源の電圧の中から、出力電圧指令に基づいて選択した第1の電圧と第2の電圧とを交互に出力する。 第1の電圧は、(2n+1)レベルの直流電圧および交流電源の電圧のうち、出力電圧指令以上であって、かつ出力電圧指令に最も近い電圧である。第2の電圧は、(2n+1)レベルの直流電圧および交流電源の電圧のうち、出力電圧指令以下であって、かつ出力電圧指令に最も近い電圧である。

本発明を適用した電力変換装置は、スイッチング周期ごとに、出力電圧指令に基づいて選択した第1の電圧と第2の電圧とを交互に出力する。これにより、この電力変換装置は、出力電圧指令に対応する交流電圧を出力することができる。また、この電力変換装置は、双方向スイッチを介して交流電源の電圧を出力することができる。したがって、この電力変換装置は、導通損失を発生させる素子の数を低減させることが可能となる。これにより、この電力変換装置は、導通損失を低減することができる。

本発明に係る電力変換装置の実施形態を説明するための図である。

双方向スイッチの実施形態を説明するための図である。

制御回路5を説明するための図である。

制御モードと図1に示す電力変換装置の動作の関係を説明するための図である。

図1に示す電力変換装置の出力電圧指令Vo*と、交流電源4の電圧Viの関係を説明するための図である。

スイッチング周期T90における出力電圧Voの一例を説明するための図である。

制御モード0Aにおける出力電圧Voの一例を説明するための図である。

本発明に係る電力変換装置の他の実施形態を説明するための図である。

本発明に係る電力変換装置の他の実施形態を説明するための図である。

本発明に係る電力変換装置の他の実施形態を説明するための図である。

従来技術に係る電力変換装置の構成を説明するための図である。

制御モードと図11に示す電力変換装置の動作の関係を説明するための図である。

以下、本発明の実施形態について、詳細に説明する。図1は、本発明に係る電力変換装置の実施形態を説明するための図である。図において、1は直流電源、2はハーフブリッジ回路、3は負荷、4は交流電源、S0は双方向スイッチ、5は制御回路である。この電力変換装置は、5レベルの直流電圧と交流電源4の電圧のうち、いずれかの電圧を選択して出力する。

直流電源1は、正側直流電源と負側直流電源とを直列に接続して構成されている。正側直流電源と負側直流電源とは、それぞれ2個の単位直流電源を直列接続してなる直流電源である。正側直流電源と負側直流電源との接続点は、直流電源1の中間電位(ゼロ電圧)を出力する中間電位点である。正側直流電源は、単位直流電源Psp1,Psp2が、中間電位点側から順に、直列接続されている。負側直流電源は、単位直流電源Psn1,Psn2が、中間電位点側から順に、直列接続されている。

正側直流電源と負側直流電源との接続点(中間電位点)は、直流電源1の中間電位(ゼロ電圧)を出力するための出力端子Oに接続される。単位直流電源Psp1,Psp2それぞれの正側電位を出力する端子は、順に、直流電源1の出力端子P1,P2に接続される。単位直流電源Psn1,Psn2それぞれの負側電位を出力する端子は、順に、直流電源1の出力端子N1,N2に接続される。 各単位直流電源の電圧は、それぞれE[V]である。したがって、直流電源1の出力端子P2,P1,O,N1,N2は、順に、+2E[V],+1E[V],0[V],−1E[V],−2E[V]の電圧を出力する。

ハーフブリッジ回路2は、入力端子A2,A1,C,B1,B2および出力端子Uを備える。ハーフブリッジ回路2の各入力端子は、順に、直流電源1の出力端子P2,P1,O,N1,N2に接続される。したがって、ハーフブリッジ回路2の入力端子A2,A1,C,B1,B2には、順に、+2E[V],+1E[V],0[V],−1E[V],−2E[V]の電圧が入力される。

ハーフブリッジ回路2は、スイッチング素子Qu1〜Qu4,Qx1〜Qx4およびダイオードDu1,Du2,Dx1,Dx2で構成されている。スイッチング素子Qu1〜Qu4,Qx1〜Qx4には、それぞれダイオードが逆並列に接続されている。スイッチング素子Qu4,Qu3,Qu2,Qu1,Qx1,Qx2,Qx3,Qx4は、ハーフブリッジ回路2の入力端子A2とB2との間に、順に直列接続されている。そして、スイッチング素子Qu4とQu3の接続点と、スイッチング素子Qx1とQx2の接続点との間に、ダイオードDu3とDx1とが、順に直列接続されている。また、スイッチング素子Qu3とQu2の接続点と、スイッチング素子Qx2とQx3の接続点との間に、ダイオードDu2とDx2とが、順に直列接続されている。さらに、スイッチング素子Qu2とQu1の接続点と、スイッチング素子Qx3とQx4の接続点との間に、ダイオードDu1とDx3とが、順に直列接続されている。 そして、ダイオードDu3とDx1の接続点は、入力端子A1に接続されている。ダイオードDu2とDx2の接続点は、入力端子Cに接続されている。ダイオードDu1とDx3の接続点は、入力端子B1に接続されている。また、スイッチング素子Qu1とQx1の接続点は、出力端子Uに接続されている。

交流電源4は、双方向スイッチS0を介して、直流電源1の出力端子Oとハーフブリッジ回路2の出力端子Uとの間に接続される。交流電源4は、直流電源1の出力端子Oの電位を基準に、交流電圧Viを出力する。交流電圧Viは、直流電源1の正側最大電圧+2E[V]と負側最大電圧−2E[V]との間で変化する正弦波電圧である。

負荷3は、直流電源1の出力端子Oとハーフブリッジ回路2の出力端子Uとの間に接続される。したがって、負荷3には、直流電源1から出力される5レベルの直流電圧と交流電源4の電圧Viのうち、いずれかの電圧が印加される。

直流電源1の各単位直流電源の電圧は、電圧検出器6−1,6−2,7−1,7−2で検出されて、制御回路5に入力される。また、交流電源4の電圧Viは、電圧検出器8で検出されて、制御回路5に入力される。

ここで、ハーフブリッジ回路2を構成するスイッチング素子は、IGBT(Insulated Gate Bipolar Transistor)である。しかし、スイッチング素子は、IGBTに限られず、MOSFET(Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor)など、交流電源4の周波数に対して十分に高い周波数でオンオフ動作ができる半導体素子であれば良い。 また、双方向スイッチS0は、IGBTを逆並列に接続して構成されており、双方向の導通を制御することができるスイッチである。この双方向スイッチの構成は図2(a)に示されている。しかし、双方向スイッチS0は図2(a)に示す構成に限られず、図2(b)〜図2(d)に示す構成からなる回路など、双方向の導通を制御することができるスイッチであればよい。図2(b)は、IGBTとダイオードとを直列接続した2組の回路を逆並列に接続した回路である。図2(c)は、IGBTにダイオードを逆並列に接続した2組の回路を逆直列に接続して構成した回路である。図2(d)は、図2(c)の回路において、IGBTをMOSFETに置き換えて構成した回路である。

各スイッチング素子には、1E[V]の電圧が印加される。したがって、各スイッチング素子は、1E[V]以上の耐圧を有する半導体素子であれば良い。双方向スイッチS0には、最大で、直流電源1の正側直流電源または負側直流電源の電圧2E[V]と交流電源4の電圧Vi[V]とを加算した電圧が印加される。したがって、双方向スイッチS0は、各スイッチング素子よりも高い耐電圧を有する必要がある。双方向スイッチS0は、炭化ケイ素または窒化ガリウムを材料とするワイドバンドギャップ半導体で構成するのが良い。ワイドバンドギャップ半導体は、シリコンを材料とする半導体よりも耐圧が高いという特徴を有する。

制御回路5は、スイッチング素子Qu1〜Qu4,Qx1〜Qx4それぞれをオンオフさせるための制御信号Gu1〜Gu4,Gx1〜Gx4を生成する。また、制御回路5は、双方向スイッチS0をオンオフさせるための制御信号Gs0を生成する。双方向スイッチS0は、前述のとおり、2つのスイッチング素子で構成されている。したがって、双方向スイッチS0の制御信号Gs0は、2つの制御信号からなる。

この電力変換装置は、双方向スイッチS0を介して、交流電源1の電圧Viを出力端子Uに出力することができる点に特徴を有している。以下、この電力変換装置の動作を説明する。 図3は、制御回路5を説明するための制御ブロック図である。制御回路5は、あらかじめ定められたスイッチング周期ごとに、ハーフブリッジ回路2の各スイッチング素子および双方スイッチS0をオンオフ動作させるための制御信号を生成する。各素子の制御信号は、電力変換装置の出力電圧指令Vo*と直流電源1の各出力端子から出力される5レベルの直流電圧および交流電源4の電圧Viとに基づいて生成される。

出力電圧指令生成手段51は、出力電圧指令Vo*を生成する。出力電圧指令Vo*は、出力電圧選択手段52と制御モード判定手段53とに、入力される。また、電圧検出器6−1,6−2,7−1,7−2で検出された直流電源1の各単位直流電源の電圧と、電圧検出器8で検出された交流電源4の電圧Viとが、出力電圧選択手段52に入力される。出力電圧選択手段52は、直流電源1の各単位直流電源の電圧から、直流電源1の各出力端子から出力される5レベルの直流電圧を算出する。以下では、直流電源1から出力される5レベルの直流電圧と交流電源4の電圧Viとからなる電圧群を、第1グループの電圧という。

出力電圧選択手段52は、第1グループの電圧と出力電圧指令Vo*とに基づいて、第1の電圧V1と第2の電圧V2とを選択する。出力電圧選択手段52は、併せて、第1の電圧V1と第2の電圧V2の出力時間t1、t2とを算出する。第1の電圧V1は、第1グループに含まれる電圧のうち、出力電圧指令Vo*以上であって、かつ出力電圧指令Vo*に最も近い電圧である。第2の電圧V2は、第1グループに含まれる電圧のうち、出力電圧指令Vo*以下であって、かつ出力電圧指令Vo*に最も近い電圧である。第1の電圧の出力時間t1は、スイッチング周期をTs[s]として、t1=Ts×(Vo*−Vi)/(2E−Vi)で算出する。第2の電圧の出力時間t2は、t2=Ts−t1で算出することができる。ここで、(Vo*−Vi)/(2E−Vi)は、パルス幅変調制御における変調率に相当する。

制御モード判定手段53は、出力電圧選択手段52から出力される第1の電圧V1と第2の電圧V2とに基づいて、電力変換装置の制御モードδを判定する。制御信号生成手段54は、制御モード判定手段53から出力される制御モードδと、出力電圧選択手段52から出力される第1と第2の電圧V1,V2およびこれらの出力時間t1、t2とから、スイッチング素子Qu1〜Qu4,Qx1〜Qx4および双方向スイッチS0をオンオフするための制御信号Gu1〜Gu4,Gx1〜Gx4およびGs0を生成する。

ハーフブリッジ回路2および双方向スイッチS0は、制御信号生成手段54から出力される制御信号に基づいて動作する。この動作により、電力変換装置から、スイッチング周期ごとに、時間幅t1の第1の電圧と時間幅t2の第2の電圧とが交互に出力される。電力変換装置から出力される電圧Voのスイッチング周期ごとの平均値は、そのスイッチング周期における出力電圧指令Vo*に等しい。

図4は、制御モードδと電力変換装置の動作の関係を説明するための図である。この電力変換装置は、図12に示す制御モード1〜5に加えて、制御モード0を有している。制御モード1は、出力端子Uに+2E[V]を出力する制御モードである。制御モード1では、スイッチング素子Qu1〜Qu4がオンし、スイッチング素子Qx1〜Qx4および双方向スイッチS0がオフする。制御モード2は、出力端子Uに+1E[V]を出力する制御モードである。制御モード2では、スイッチング素子Qu1〜Qu3,Qx1がオンし、スイッチング素子Qu4,Qx2〜Qx4および双方向スイッチS0がオフする。制御モード3は、出力端子Uに0[V]を出力する制御モードである。制御モード3では、スイッチング素子Qu1,Qu2,Qx1,Qx2がオンし、スイッチング素子Qu3,Qu4,Qx3,Qx4および双方向スイッチS0がオフする。制御モード4は、出力端子Uに−1E[V]を出力する制御モードである。制御モード4では、スイッチング素子Qu1,Qx1,Qx2,Qx3がオンし、スイッチング素子Qu2〜Qu4,Qx4および双方向スイッチS0がオフする。制御モード5は、出力端子Uに−2E[V]を出力する制御モードである。制御モード5では、スイッチング素子Qx1〜Qx4がオンし、スイッチング素子Qu1〜Qu4および双方向スイッチS0がオフする。制御モード0は、出力端子Uに交流電源4の電圧Viを出力するモードである。制御モード0では、双方向スイッチS0がオンし、すべてのスイッチング素子がオフする。

電力変換装置から出力される電圧Voと、第1グループの電圧および出力電圧指令Vo*との関係の一例を、図5〜図7を用いて説明する。図5は、スイッチング周期T90における、出力電圧指令Vo*と交流電源4の電圧Viとの関係を示している。スイッチング周期T90は、出力電圧指令Vo*が正側の最大値となる位相(90[度]付近の位相)にあるスイッチング周期である。 出力電圧指令Vo*は、交流電源4の電圧Viに同期し、交流電源4の電圧Viよりも高い電圧を出力するための正弦波状の電圧指令である。スイッチング周期T90において、出力電圧指令Vo*と交流電源4の電圧Viとは、共に、直流電源1の出力端子P1から出力される電圧+1E[V]と出力端子P2から出力される電圧+2E[V]との間にある。この場合、スイッチング周期T90における出力電圧Voの詳細は、図6のようになる。

この場合、制御回路5は、第1グループの電圧のうち出力電圧指令Vo*以上であって、かつ出力電圧指令Vo*に最も近い電圧+2E[V]を、第1の電圧として選択する。+2E[V]の電圧を出力する制御モードは、制御モード1である。また、制御回路5は、第1グループの電圧のうち出力電圧指令Vo*以下であって、かつ出力電圧指令Vo*に最も近い交流電源1の電圧Viを、第2の電圧として選択する。交流電源1の電圧Viを出力する制御モードは、制御モード0である。そして、制御回路5は、スイッチング素子Qu1〜Qu4をt1の時間オンさせ、スイッチング素子Qx1〜Qx4および双方向スイッチS0をt1の時間オフさせるための、各素子の制御信号を生成する。さらに、制御回路5は、双方向スイッチS0をt2の時間オンさせ、スイッチング素子Qu1〜Qu4およびスイッチング素子Qx1〜Qx4をt2の時間オフさせるための、各素子の制御信号を生成する。

すなわち、出力電圧指令Vo*と交流電源4の電圧Viとが、図5に示した関係にある場合、ハーフブリッジ回路2は、スイッチング周期T90において、制御モード1と制御モード0の組合せで動作する。ハーフブリッジ回路2が制御モード1と制御モード0の組合せで動作すると、出力端子Uには、図6に示すように、第1の電圧V1と第2の電圧V2とからなる電圧Voが出力される。

上記では、スイッチング周期T90を例にとって説明したが、この電力変換装置は、すべてのスイッチング周期において、同様に動作する。その結果、出力端子Uには、基本波電圧が出力電圧指令Vo*に対応する交流電圧Voが出力される。

この電力変換装置では、多くのスイッチング周期で、交流電源4の電圧Viが、第1の電圧または第2の電圧として選択される。交流電源4の電圧Viが第1の電圧または第2の電圧として選択されると、スイッチング周期内における出力電圧Voの変化幅は、単位直流電源の電圧E[V]よりも小さくなる。一方、図11に示したハーフブリッジ回路2のみで動作する電力変換装置の出力電圧の変化幅は、単位直流電源のE[V]に固定される。したがって、本実施形態の電力変換装置は、ハーフブリッジ回路2のみで動作する電力変換装置に比べて、出力電圧Voの波形ひずみを低減することができる。

また、交流電源4の電圧Viを出力する制御モードは、図4に示すとおり、制御モード0である。制御モード0では、双方向スイッチS0のみがオンし、すべてのスイッチング素子はオフしている。したがって、直流電源1から負荷3に流れる電流よって導通損失を発生させる素子は、双方向スイッチS0のみとなる。一方、図11に示したハーフブリッジ回路2のみで動作する電力変換装置では、常に、3素子もしくは4素子で導通損失が発生する。したがって、制御モード0を有する本実施形態の電力変換装置は、ハーフブリッジ回路2のみで動作する電力変換装置に比べて、導通損失を低減することができる。

次に、図7を参照して、制御モード0Aの動作を説明する。制御モード0Aは、交流電源4の電圧Viが(Vo*−ΔV)と(Vo*+ΔV)の間にあるとき、交流電源1の電圧Viを出力端子Uに出力する制御モードである。ΔVの値は、例えば、出力電圧指令Vo*の定格電圧値の5%に設定する。制御モード0Aでは、制御モード0と同様、双方向スイッチS0がオンし、すべてのスイッチング素子がオフする。

制御回路5は、スイッチング周期がどの制御モードに該当するかを判断するに際し、まず、スイッチング周期が制御モード0Aに該当するか否かを判断する。交流電源4の電圧Viが(Vo*−ΔV)と(Vo*+ΔV)の間にあるとき、そのスイッチング周期は、制御モード0Aに該当する。このとき、制御回路5は、制御モードを0Aに設定する。そして、制御モード0Aのとき、制御回路5は、双方向スイッチS0を双方向にオン(導通)させるとともに、すべてのスイッチング素子をオフさせるための制御信号を生成する。 一方、スイッチング周期が制御モード0Aの条件を満たさない場合、制御回路5は、スイッチング周期が制御モード0〜5のいずれであるかを判断する。そして、制御回路5は、制御モードを0〜5のいずれかに設定する。この場合、スイッチング周期においてオンおよびオフする素子は、図4に示すとおりである。

制御モード0Aでは、出力電流が流れる素子を双方向スイッチS0のみである。この電力変換装置は、制御モード0Aを設けることにより、双方向スイッチS0のみがオンとなるスイッチング周期を大幅に増やすことができる。したがって、この電力変換装置は、制御モード0〜5のうちの2つの制御モードを組み合わせてハーフブリッジ回路2を動作させる場合に比べて、素子の導通損失を、さらに低減することができる。なお、電力変換装置が制御モード0Aで動作する場合、スイッチング素子および双方向スイッチは、スイッチング損失を発生しない。

交流電圧Viの正側最大値が単位直流電源Psp2の両端から出力される電圧の間にあり、負側最大値が単位直流電源Psn2の両端から出力される電圧の間にある場合に、上述した電力変換装置の効果がより有効に発揮される。

上述した実施形態は図1に示したハーフブリッジ回路2から負荷3に相電圧Voを出力する電力変換装置であるが、このハーフブリッジ回路2を2組用いて単相の電力変換装置を構成しても、同様の効果を得ることができる。また、図1に示した電力変換装置を複数組用いて三相の電力変換装置を構成しても、同様の効果を得ることができる。この場合、一部の構成要素を共通の構成要素として、電力変換装置を構成してもよい。

次に、図8は、(2n+1)レベル(nは2以上の整数)の直流電圧と直流電源4の電圧Viとを選択的に出力可能な電力変換装置の実施形態を説明するための図である。図8において、11は直流電源、21はハーフブリッジ回路である。51は、ハーフブリッジ回路21および双方向スイッチS0の制御信号を生成するための制御回路である。図8に示した電力変換装置の構成において、図1に示した電力変換装置の構成要素と同じ構成要素には、同じ符号を付している。図1に示した電力変換装置の構成要素と同じ符号を付した構成要素の詳細説明は、省略する。

直流電源11は、図1に示した5レベルの電圧を出力する直流電源1を、(2n+1)レベルの電圧を出力する直流電源に拡張した構成となっている。すなわち、直流電源11の正側直流電源と負側直流電源とは、それぞれn個の単位直流電源を直列接続してなる直流電源である。正側直流電源と負側直流電源の接続点は、直流電源11の中間電位点である。直流電源11の中間電位点は、出力端子Oに接続されて、ゼロ電圧を出力する。正側直流電源は、単位直流電源Psp1,Psp2,・・・,Psp(n−1),Psp(n)を、中間電位点から順に直列接続して構成されている。負側直流電源は、直流電源Psn1,Psn2,・・・,Psn(n−1),Psn(n)を、中間電位点から順に直列接続して構成されている。各単位直流電源の端子間電圧は、E[V]である。

直流電源11は、出力端子P(n),P(n−1),・・・,P2,P1,O,N1,N2,・・・,N(n−1),N(n)を備えている。出力端子Oは、直流電源11の中間電圧であるゼロ電圧0[V]を出力する。出力端子P1,P2,・・・,P(n−1),P(n)は、順に、+1E[V],+2E[V],・・・,+(n−1)E[V],+(n)E[V]の電圧を出力する。出力端子N1,N2,・・・,N(n−1),N(n)は、順に、−1E[V],−2E[V],・・・,−(n−1)E[V],−(n)E[V]の電圧を出力する。

ハーフブリッジ回路21は、図1に示した5レベルの直流電圧を入力するハーフブリッジ回路2を、(2n+1)レベルの直流電圧を入力するハーフブリッジ回路に拡張した構成となっている。ハーフブリッジ回路21は、入力端子A(n),A(n−1),・・・,A2,A1,C,B1,B2,・・・,B(n−1),B(n)を備える。また、ハーフブリッジ回路21は、出力端子Uを備える。ハーフブリッジ回路21の回路構成は、図1に示したハーフブリッジ回路2を拡張した回路構成であるので、その詳細説明は、省略する。

ハーフブリッジ回路21の各入力端子は、直流電源11の対応する出力端子P(n),P(n−1),・・・,P2,P1,O,N1,N2,・・・,N(n−1),N(n)に接続される。したがって、ハーフブリッジ回路21の入力端子A(n),A(n−1),・・・,A2,A1,C,B1,B2,・・・,B(n−1),B(n)には、順に、+(n)E[V],+(n−1)E[V],・・・,+2E[V],+1E[V],0[V],−1E[V],−2E[V],・・・,−(n−1)E[V],−(n)[V]の電圧が入力される。

交流電源4は、双方向スイッチS0を介して、直流電源11の出力端子Oとハーフブリッジ回路21の出力端子Uとの間に接続される。交流電源4は、直流電源11の出力端子Oの電位を基準に、交流電圧Viを出力する。交流電圧Viは、直流電源11の正側最大電圧+(n)E[V]と負側最大電圧−(n)E[V]との間で変化する正弦波電圧である。

スイッチング素子は、印加される電圧が1E[V]であるため、1E[V]以上の耐圧を有する半導体素子であれば良い。双方向スイッチS0には、最大で、直流電源11の正側直流電源または負側直流電源の電圧(n)E[V]と交流電源4の電圧Vi[V]とを加算した電圧が印加される。したがって、双方向スイッチS0は、各スイッチング素子よりも高い耐電圧を有する必要がある。双方向スイッチS0は、炭化ケイ素または窒化ガリウムを材料とするワイドバンドギャップ半導体で構成するのが良い。

負荷3は、直流電源11の出力端子Oとハーフブリッジ回路21の出力端子Uとの間に接続される。したがって、負荷3には、直流電源11から出力される(2n+1)レベルの直流電圧と交流電源4の電圧Viのうち、いずれかの電圧が印加される。

直流電源11の各単位直流電源の電圧は、電圧検出器6−1,・・・,6−n,7−1,・・・,7−nで検出されて、制御回路51に入力される。また、交流電源4の電圧Viは、電圧検出器8で検出されて、制御回路51に入力される。以下では、直流電源11から出力される(2n+1)レベルの直流電圧と交流電源4の電圧Viとからなる電圧群を、第2グループの電圧という。

制御回路51は、スイッチング素子Qu1〜Qu(2n),Qx1〜Qx(2n)それぞれをオンオフさせるための制御信号Gu1〜Gu(2n),Gx1〜Gx(2n)を生成する。また、制御回路51は、双方向スイッチS0をオンオフさせるための制御信号Gs0を生成する。双方向スイッチS0の制御信号Gs0は、前述のとおり、2つの制御信号からなる。

制御回路51は、図1に示した制御回路5と同様の論理で動作する。すなわち、制御回路51は、各スイッチング周期において、出力電圧指令Vo*に基づいて、第2グループの電圧の中から第1の電圧と第2の電圧を選択する。すなわち、制御回路51は、第2グループに含まれる電圧のうち、出力電圧指令Vo*以上であって、かつ出力電圧指令Vo*に最も近い電圧を第1の電圧として選択する。また、制御回路51は、第2グループに含まれる電圧のうち、出力電圧指令Vo*以下であって、かつ出力電圧指令Vo*に最も近い電圧を第2の電圧として選択する。制御回路51は、さらに、第1の電圧の出力時間t1と第2の電圧の出力時間t2とを算出する。

この電力変換装置は、制御モードとして、制御モード1〜(2n+1),0,0Aを有している。制御回路51は、上記制御モードの中から、第1の電圧を出力するための制御モードと第2の電圧を出力するための制御モードとを決定する。そして、制御回路51は、決定した制御モードおよび第1と第2の電圧の出力時間t1,t2に基づいて、各スイッチング周期内における各スイッチング素子および双方向スイッチS0をオンオフさせるための制御信号を生成する。

第1の電圧と第2の電圧とは、各スイッチング周期において、上記制御信号に基づいて交互に出力される。その結果、出力端子Uには、基本波電圧が出力電圧指令Vo*に対応する交流電圧Voが出力される。

この電力変換装置では、スイッチング周期の多くで、交流電源4の電圧Viが、第1の電圧または第2の電圧として選択される。交流電源4の電圧Viが第1の電圧または第2の電圧として選択されると、スイッチング周期内における出力電圧Voの変化幅は、単位直流電源の電圧E[V]よりも小さくなる。一方、ハーフブリッジ回路21の出力電圧の変化幅は、単位直流電源のE[V]に固定される。したがって、本実施形態の電力変換装置は、ハーフブリッジ回路21のみで動作する電力変換装置に比べて、出力電圧Voの波形ひずみを低減することができる。

また、第1の電圧または第2の電圧が交流電源4の電圧Viとなる制御モード0では、双方向スイッチS0のみがオンし、すべてのスイッチング素子はオフしている。したがって、制御モード0では、直流電源11から負荷3に流れる電流によって導通損失を発生させる素子は、双方向スイッチS0のみとなる。一方、ハーフブリッジ回路21のみで動作する電力変換装置では、常に、3以上の素子で導通損失が発生する。したがって、制御モード0を有する本実施形態の電力変換装置は、ハーフブリッジ回路21のみで動作する電力変換装置に比べて、導通損失を低減することができる。

また、この電力変換装置において、制御モード0Aは、他の制御モードに優先して設定される。そして、制御モード0Aでは、出力電流が流れる素子を双方向スイッチS0のみにすることができる。したがって、この電力変換装置は、制御モード0〜(2n+1)のいずれかの制御モードを組み合わせて動作する電力変換装置に比べて、素子の導通損失を、さらに低減することができる。なお、電力変換装置が制御モード0Aで動作する場合、スイッチング素子および双方向スイッチにおいて、スイッチング損失は発生しない。

交流電圧Viの正側最大値が単位直流電源Psp(n)の両端から出力される電圧の間にあり、負側最大値が単位直流電源Psn(n)の両端から出力される電圧の間にある場合に、上述した電力変換装置の効果がより有効に発揮される。

上述した実施形態は図8に示したハーフブリッジ回路21から負荷3に相電圧Voを出力する電力変換装置であるが、このハーフブリッジ回路21を2組用いて単相の電力変換装置を構成しても、同様の効果を得ることができる。また、図8に示した電力変換装置を複数組用いて三相の電力変換装置を構成しても、同様の効果を得ることができる。この場合、一部の構成要素を共通の構成要素として、電力変換装置を構成してもよい。

次に、図9は、図1に示したハーフブリッジ回路2を他の回路構成からなるハーフブリッジ回路22に置き換えた電力変換装置の実施形態を説明するための図である。ハーフブリッジ回路22および双方向スイッチS0の制御信号は、制御回路52で生成される。図9に示した電力変換装置の構成において、図1に示した電力変換装置の構成要素と同じ構成要素には同じ符号を付している。図1に示した電力変換装置の構成要素と同じ符号を付した構成要素の詳細説明は、省略する。

交流電源4は、双方向スイッチS0を介して、直流電源1の出力端子Oとハーフブリッジ回路22の出力端子Uとの間に接続される。交流電源4は、直流電源1の出力端子Oの電位を基準に、交流電圧Viを出力する。交流電圧Viは、直流電源1の正側最大電圧+2E[V]と負側最大電圧−2E[V]との間で変化する正弦波電圧である。

負荷3は、直流電源1の出力端子Oとハーフブリッジ回路22の出力端子Uとの間に接続される。したがって、負荷3には、直流電源1から出力される5レベルの直流電圧と交流電源4の電圧Viのうち、いずれかの電圧が選択的に印加される。 以下では、図1に示した電力変換装置と同様、直流電源1から出力される5レベルの直流電圧と交流電源4の電圧Viとからなる電圧群を、第1グループの電圧という。

ハーフブリッジ回路22は、スイッチング素子Qu1,Qu2,Qx1,Qx2および双方向スイッチSu1,Sc,sx1で構成されている。ハーフブリッジ回路22の入力端子A2とB2の間に、それぞれダイオードを逆並列に接続したスイッチング素子Qu2,Qu1,Qx1,Qx2が、順に直列接続されている。そして、スイッチング素子Qu2とQu1の接続点と、入力端子A1との間に、双方向スイッチSu1が接続されている。出力端子Uと入力端子Cとの間に、双方向スイッチScが接続されている。スイッチング素子Qx1とQx2の接続点と、入力端子B1との間に、双方向スイッチSx1が接続されている。

各スイッチング素子には、1E[V]の電圧が印加される。したがって、各スイッチング素子は、1E[V]以上の耐圧を有する半導体素子であれば良い。双方向スイッチSu1,Sc,Sx1は、双方向スイッチS0と同様の回路構成をとっている。双方向スイッチSu1,Sx1には、1E[V]の電圧が印加される。したがって、双方向スイッチSu1,Sx1は、スイッチング素子と同程度の耐圧を有する半導体素子で構成すれば良い。 双方向スイッチScには、最大2E[V]の電圧が印加される。したがって、双方向スイッチScは、2E[V]以上の耐圧を有する半導体素子で構成する必要がある。また、双方向スイッチS0には、最大で、直流電源1の正側直流電源または負側直流電源の電圧2E[V]と交流電源の電圧Viとを加算した電圧が印加される。したがって、双方向スイッチS0,Scは、炭化ケイ素または窒化ガリウムを材料とするワイドバンドギャップ半導体で構成するのが良い。

制御回路52は、スイッチング素子Qu1,Qu2,Qx1,Qx2および双方向スイッチSu1,Sc,Sx1それぞれをオンオフさせるための制御信号Gu1,Gu2,Gx1,Gx2およびGsu1,Gsc,Gsx1を生成する。また、制御回路52は、双方向スイッチS0をオンオフさせるための制御信号Gs0を生成する。双方向スイッチS0の制御信号Gs0は、前述のとおり、2つの制御信号からなる。

制御回路52は、図1に示した制御回路5と同様の論理で動作する。すなわち、制御回路52は、各スイッチング周期において、出力電圧指令Vo*に基づいて、第1グループの電圧の中から第1の電圧と第2の電圧とを選択する。すなわち、制御回路52は、第1グループに含まれる電圧のうち、出力電圧指令Vo*以上であって、かつ出力電圧指令Vo*に最も近い電圧を第1の電圧として選択する。また、制御回路52は、第1グループに含まれる電圧のうち、出力電圧指令Vo*以下であって、かつ出力電圧指令Vo*に最も近い電圧を第2の電圧として選択する。制御回路52は、さらに、第1の電圧の出力時間t1と第2の電圧の出力時間t2とを算出する。

この電力変換装置は、図1に示した電力変換装置と同様に、制御モード1〜5,0,0Aを有する。制御回路52は、上記制御モードの中から、第1の電圧を出力するための制御モードと第2の電圧を出力するための制御モードとを決定する。そして、制御回路52は、決定した制御モードと第1と第2の電圧の出力時間t1,t2に基づいて、各スイッチング周期内における各スイッチング素子および各双方向スイッチをオンオフさせるための制御信号を生成する。

第1の電圧と第2の電圧とは、各スイッチング周期において、上記制御信号に基づいて交互に出力される。その結果、出力端子Uには、基本波電圧が出力電圧指令Vo*に対応する交流電圧Voが出力される。

この電力変換装置では、スイッチング周期の多くで、交流電源4の電圧Viが、第1の電圧または第2の電圧として選択される。交流電源4の電圧Viが第1の電圧または第2の電圧として選択されると、スイッチング周期内における出力電圧Voの変化幅は、単位直流電源の電圧E[V]よりも小さくなる。一方、ハーフブリッジ回路22の出力電圧の変化幅は、単位直流電源のE[V]に固定される。したがって、本実施形態の電力変換装置は、ハーフブリッジ回路22のみで動作する電力変換装置に比べて、出力電圧Voの波形ひずみを低減することができる。

また、第1の電圧または第2の電圧が交流電源4の電圧Viとなる制御モード0では、双方向スイッチS0のみがオンし、すべてのスイッチング素子および他の双方向スイッチはオフしている。したがって、制御モード0では、直流電源1から負荷3に流れる電流によって導通損失を発生させる素子は、双方向スイッチS0のみとなる。一方、ハーフブリッジ回路22のみで動作する電力変換装置では、双方向スイッチScをオンさせることによりゼロ電圧を出力する制御モード3以外の制御モードでは、2素子で導通損失が発生する。したがって、制御モード0を有する本実施形態の電力変換装置は、ハーフブリッジ回路22のみで動作する電力変換装置に比べて、導通損失を低減することができる。

また、この電力変換装置において、制御モード0Aは、他の制御モードに優先して設定される。そして、制御モード0Aでは、出力電流が流れる素子を双方向スイッチS0のみにすることができる。したがって、制御モード0〜5のいずれかの制御モードで動作する電力変換装置に比べて、素子の導通損失を、さらに低減することができる。なお、この場合、スイッチング素子および双方向スイッチにおいて、スイッチング損失は発生しない。

交流電圧Viの正側最大値が単位直流電源Psp2の両端から出力される電圧の間にあり、負側最大値が単位直流電源Psn2の両端から出力される電圧の間にある場合に、上述した電力変換装置の効果がより有効に発揮される。

上述した実施形態は図9に示したハーフブリッジ回路22から負荷3に相電圧Voを出力する電力変換装置であるが、このハーフブリッジ回路22を2組用いて単相の電力変換装置を構成しても、同様の効果を得ることができる。また、図9に示した電力変換装置を複数組用いて三相の電力変換装置を構成しても、同様の効果を得ることができる。この場合、一部の構成要素を共通の構成要素として、電力変換装置を構成してもよい。

次に、図10は、(2n+1)レベル(nは2以上の整数)の直流電圧と直流電源4の電圧Viとを選択的に出力可能な電力変換装置の他の実施形態を説明するための図である。図10において、11は直流電源、23はハーフブリッジ回路である。53は、ハーフブリッジ回路23および双方向スイッチS0の制御信号を生成するための制御回路である。図10に示した電力変換装置の構成において、図8および図9に示した電力変換装置と同じ構成要素には同じ符号を付している。図8および図9に示した電力変換装置の構成要素と同じ符号を付した構成要素の詳細説明は、省略する。

ハーフブリッジ回路23は、入力端子A(n),A(n−1),・・・,A1,C,B1,・・・B(n−1),B(n)および出力端子Uを備える。ハーフブリッジ回路23の各入力端子は、直流電源11の対応する出力端子P(n),P(n−1),・・・,P1,O,N1,・・・N(n−1),N(n)に接続される。したがって、ハーフブリッジ回路23の入力端子A(n),A(n−1),・・・,A1,C,B1,・・・B(n−1),B(n)には、順に、+(n)E[V],+(n−1)E[V],・・・,+1E[V],0[V],−1E[V],・・・,−(n−1)E[V],−(n)[V]の電圧が入力される。

ハーフブリッジ回路23は、図10から明らかなように、図9に示した5レベルのハーフブリッジ回路22を、(2n+1)レベルに拡張したハーフブリッジ回路である。ハーフブリッジ回路23の構成の詳細説明は、省略する。

交流電源4は、双方向スイッチS0を介して、直流電源11の出力端子Oとハーフブリッジ回路23の出力端子Uとの間に接続される。交流電源4は、直流電源11の出力端子Oの電位を基準に、交流電圧Viを出力する。交流電圧Viは、直流電源11の正側最大電圧+(n)E[V]と負側最大電圧−(n−1)E[V]との間で変化する正弦波電圧である。

各スイッチング素子には、1E[V]の電圧が印加される。したがって、各スイッチング素子は、1E[V]以上の耐圧を有する半導体素子であれば良い。双方向スイッチSu1〜Su(n−1),Sc,Sx1〜Sx(n−1)は、双方向スイッチS0と同様の回路構成をとっている。双方向スイッチSu1〜Su(n−1),Sx1〜Sx(n−1)には、1E[V]の電圧が印加される。したがって、双方向スイッチSu1〜Su(n−1),Sx1〜Sx(n−1)は、スイッチング素子と同程度の耐圧を有する半導体素子で構成すれば良い。 双方向スイッチScには、最大(n)E[V]の電圧が印加される。したがって、双方向スイッチScは、(n)E[V]以上の耐圧を有する半導体素子で構成する必要がある。また、双方向スイッチS0には、最大で、直流電源11の正側直流電源または負側直流電源の電圧(n)E[V]と交流電源の電圧Viとを加算した電圧が印加される。したがって、双方向スイッチS0,Scは、炭化ケイ素または窒化ガリウムを材料とするワイドバンドギャップ半導体で構成するのが良い。

負荷3は、直流電源11の出力端子Oとハーフブリッジ回路23の出力端子Uとの間に接続される。したがって、負荷3には、直流電源11から出力される(2n+1)レベルの直流電圧と交流電源4の電圧Viのうち、いずれかの電圧が印加される。 以下では、図8に示した電力変換装置と同様、直流電源11から出力される(2n+1)レベルの直流電圧と交流電源4の電圧Viとからなる電圧群を、第2グループの電圧という。

制御回路53は、スイッチング素子Qu1〜Qu(n),Qx1〜Qx(n)および双方向スイッチSu1〜Su(n−1),Sc,Sx1〜Sx(n−1)それぞれをオンオフさせるための制御信号Gu1〜Gu(n),Gx1〜Gx(n)およびGsu1〜Gsu(n−1),Gsc,Gsx1〜Gsx(n−1)を生成する。また、制御回路53は、双方向スイッチS0をオンオフさせるための制御信号Gs0を生成する。双方向スイッチS0の制御信号Gs0は、前述のとおり、2つの制御信号からなる。

制御回路53は、図8に示した制御回路51と同様の論理で動作する。すなわち、制御回路53は、各スイッチング周期において、出力電圧指令Vo*に基づいて、第2グループの電圧の中から第1の電圧と第2の電圧を選択する。すなわち、制御回路53は、第2グループに含まれる電圧のうち、出力電圧指令Vo*以上であって、かつ出力電圧指令Vo*に最も近い電圧を第1の電圧として選択する。また、制御回路53は、第2グループに含まれる電圧のうち、出力電圧指令Vo*以下であって、かつ出力電圧指令Vo*に最も近い電圧を第2の電圧として選択する。制御回路53は、さらに、第1の電圧の出力時間t1と第2の電圧の出力時間t2を算出する。

この電力変換装置は、制御モードとして、制御モード1〜(2n+1),0,0Aを有する。制御回路53は、上記制御モードの中から、第1の電圧を出力するための制御モードと第2の電圧を出力するための制御モードを決定する。そして、制御回路53は、決定した制御モードと第1と第2の電圧出力時間t1,t2に基づいて、各スイッチング周期内における各スイッチング素子および各双方向スイッチをオンオフさせるための制御信号を生成する。

第1の電圧と第2の電圧とは、各スイッチング周期において、上記制御信号に基づいて交互に出力される。その結果、出力端子Uには、基本波電圧が出力電圧指令Vo*に対応する交流電圧Voが出力される。

この電力変換装置では、スイッチング周期の多くで、交流電源4の電圧Viが、第1の電圧または第2の電圧として選択される。交流電源4の電圧Viが第1の電圧または第2の電圧として選択されると、スイッチング周期内における出力電圧Voの変化幅は、単位直流電源の電圧E[V]よりも小さくなる。一方、ハーフブリッジ回路23の出力電圧の変化幅は、単位直流電源のE[V]に固定される。したがって、本実施形態の電力変換装置は、ハーフブリッジ回路23のみで動作する電力変換装置に比べて、出力電圧Voの波形ひずみを低減することができる。

また、第1の電圧または第2の電圧が交流電源4の電圧Viとなる制御モード0では、双方向スイッチS0のみがオンし、すべてのスイッチング素子および他の双方向スイッチはオフしている。したがって、出力電流が流れることによって導通損失を発生させる素子は、双方向スイッチS0のみとなる。一方、ハーフブリッジ回路23のみで動作する電力変換装置では、双方向スイッチScをオンさせることによりゼロ電圧を出力する制御モード以外の制御モードでは、常に、2以上の素子で導通損失が発生する。したがって、制御モード0を有する本実施形態の電力変換装置は、ハーフブリッジ回路23のみで動作する電力変換装置に比べて、導通損失を低減することができる。

また、この電力変換装置において、制御モード0Aは、他の制御モードに優先して設定される。そして、制御モード0Aでは、出力電流が流れる素子を双方向スイッチS0のみにすることができる。したがって、制御モード0〜(2n+1)のいずれかの制御モードを組み合わせて動作する電力変換装置に比べて、素子の導通損失を、さらに低減することができる。なお、この場合、スイッチング素子および双方向スイッチにおいて、スイッチング損失は発生しない。

交流電圧Viの正側最大値が単位直流電源Psp(n)の両端から出力される電圧の間にあり、負側最大値が単位直流電源Psn(n)の両端から出力される電圧の間にある場合に、上述した電力変換装置の効果がより有効に発揮される。

上述した実施形態は図10に示したハーフブリッジ回路23から負荷3に相電圧Voを出力する電力変換装置であるが、このハーフブリッジ回路23を2組用いて単相の電力変換装置を構成しても、同様の効果を得ることができる。また、図10に示した電力変換装置を複数組用いて三相の電力変換装置を構成しても、同様の効果を得ることができる。この場合、一部の構成要素を共通の構成要素として、電力変換装置を構成してもよい。

本発明は、瞬時電圧低下補償装置または無停電電源装置など、交流電源の電圧変動および交流電源の停電が発生しても、負荷に安定な電圧を供給するための装置に適用することができる。

1,11 直流電源 2,21〜23 ハーフブリッジ回路 3 負荷 4 交流電源 5,51〜53 制御回路