本発明は、電力変換装置に関する。

従来の電力変換制御が記載された文献として、例えば特許文献1が存在する。この特許文献1においては、インバータの制御モードを切り換える際に発生する各種問題、具体的には、スイッチング周波数が不連続となり、それに伴って発生する磁気騒音の音色変化が耳障りである点、電動機の発生トルクに変動が生ずる点などが問題点として採り上げられると共に、これらの問題点を解決する技術についての記載がなされている。

なお、この特許文献1以外にも、下記特許文献2〜4および非特許文献1,2も電力変換制御に関する公知文献であり、これらの文献については、必要に応じて後述する実施の形態において適宜言及する。

特許第3700019号公報

特公平5−64036号公報

特許第2654118号公報

特許第3812290号公報

特開昭58−86874号公報

特許第2566021号公報

杉本英彦編著 「ACサーボシステムの理論と設計の実際」 総合電子出版社 1990年

社団法人電気学会編 「半導体電力変換回路」 オーム社

電力変換装置において、電力変換制御が過変調状態の場合、変調波と搬送波の交差が発生しなくなる区間が存在する。上記特許文献1では、その区間を「広幅パルス」と定義し、変調波と搬送波の交差を発生させる区間を「等間隔パルス」と定義している。この特許文献1において、変調波が零クロスする近傍でPWM出力のパルス波形が「等間隔」となるのは、非同期PWMに基づくためである。この特許文献1の段落「0012」において記載されているように、「非同期PWMでは、出力電圧の基本波一周期に含まれる個々の電圧パルスの幅は各周期毎に異なるものとなり、過変調モードで出力電圧が100%に近づくにつれて出力電圧基本波の零クロス近傍のパルス数が減少すると、この影響が顕在化して出力電圧の正負間にアンバランスが生じ、インバータの負荷電流にビート現象が発生する」ことになる。このため、この特許文献1では、「移行電圧」、「移行位相」を工夫することにより、過渡的な電流やトルクの変動を抑制する制御を行うこととしている。

しかしながら、非同期PWMに基づくため、「等間隔パルス」のパルス数は、同文献の(数3)式にも示されるとおり、非同期のキャリア周波数Fcに比例し、基本波周波数Fiに反比例し、変調率(変調波の振幅)Aに反比例する。特に、過変調域では、出力電圧指令値E*の増減率に対して変調率Aの操作変化がより大きく変化するため、平均パルス数の増減変動が大きくなり、「等間隔パルス」期間のパルス数変動が大きくなる。

従って、使用するアプリケーションでの基本波周波数Fi、非同期キャリア周波数Fcの制約(電力変換器の発生損失および冷却性能)によっては、同文献の(数2)式で定義される、変調率Aと出力電圧指令E*との間の関係式が保存されず、電圧振幅の制御誤差や、ビートが発生してインバータ出力電流に急変および脈動が発生する、という問題があった。

本発明は、上記に鑑みてなされたものであって、インバータ出力電流の急変および脈動を抑制しながら、広い電圧操作範囲で安定した負荷の運転を可能にする電力変換装置を得ることを目的とする。

上述した課題を解決し、目的を達成するために、本発明は、直流電圧を多相の交流電圧に変換して出力するインバータ回路と、前記インバータ回路を駆動するためのゲート信号を、交流電圧出力振幅指令値と、交流電圧出力位相角指令値とに基づいて算出して前記インバータ回路に出力するスイッチング信号生成部と、を備え、前記スイッチング信号生成部は、交流電圧出力指令の1周期のうち、上側電位となる第1の位相角(θ1)を中心とする第1の期間(X1)では、前記インバータ回路の直流入力正側端子電圧値を常時出力するようゲート信号を固定し、下側電位となる第2の位相角(θ2:θ2>θ1)を中心とする第2の期間(X2)では、前記インバータ回路の直流入力負側端子電圧値を常時出力するようゲート信号を固定し、前記第1の位相角(θ1)と前記第2の位相角(θ2)との間の期間から前記第1および第2の期間(X1,X2)を除いた第3の期間(Y1)と前記第1の期間(X1)とによる第1の比率ならびに、前記第2の位相角(θ2)と前記第1の位相角(θ1)を正方向に360度シフトした位相角(θ1+360)との間の期間から前記第1および第2の期間(X1,X2)を除いた第4の期間(Y2)と前記第2の期間X2とによる第2の比率を、変調率指令もしくは前記交流電圧出力振幅指令値に基づいて設定したゲート信号を生成すると共に、前記第3および第4の期間(Y1,Y2)におけるゲート信号の位相角指令条件として、前記第3の期間(Y1)においては、前記ゲート信号をオン/オフさせる位相角と、前記第1および第2の位相角(θ1,θ2)の平均値((θ1+θ2)/2)との比率を維持し、前記第4の期間(Y2)においては、前記ゲート信号をオン/オフさせる位相角と、前記平均値の位相角を180度シフトした位相角((θ1+θ2)/2+180)との比を維持することを特徴とする。

この発明によれば、インバータ出力電流の急変および脈動を抑制しながら、広い電圧操作範囲で安定した負荷の運転が可能になる、という効果を奏する。

図1は、実施の形態1における電力変換装置の構成を示すブロック図である。

図2は、変調波選択部の実施の形態1におけるモード選択手法を示す図である。

図3は、実施の形態1における搬送波生成部の構成を示すブロック図である。

図4は、実施の形態1における変調波生成部の構成を示すブロック図である。

図5−1は、過変調PWMモード(変調率0.9)における変調波および搬送波の波形を示す図である。

図5−2は、過変調PWMモード(変調率0.9)におけるゲート信号の波形を示す図である。

図6−1は、過変調PWMモード(変調率0.93)における変調波および搬送波の波形を示す図である。

図6−2は、過変調PWMモード(変調率0.93)におけるゲート信号の波形を示す図である。

図7−1は、過変調PWMモード(変調率0.97)における変調波および搬送波の波形を示す図である。

図7−2は、過変調PWMモード(変調率0.97)におけるゲート信号の波形を示す図である。

図8は、3ダッシュパルスモード(変調率0.97)におけるゲート信号の波形を示す図である。

図9は、変調波選択部の実施の形態2におけるモード選択手法を示す図である。

図10−1は、過変調準備モード(変調率0.8)における変調波および搬送波の波形を示す図である。

図10−2は、過変調準備モード(変調率0.8)におけるゲート信号の波形を示す図である。

図11−1は、二相変調実行時の過変調準備モード(変調率0.8)における変調波および搬送波の波形を示す図である。

図11−2は、二相変調実行時の過変調準備モード(変調率0.8)におけるゲート信号の波形を示す図である。

図12−1は、二相変調実行時の過変調準備モード(変調率0.9)における変調波および搬送波の波形を示す図である。

図12−2は、二相変調実行時の過変調準備モード(変調率0.93)における変調波および搬送波の波形を示す図である。

図12−3は、二相変調実行時の過変調準備モード(変調率0.97)における変調波および搬送波の波形を示す図である。

図13は、実施の形態5における電力変換装置の構成を示すブロック図である。

図14は、実施の形態5における同期PWMスイッチング信号生成部の構成を示すブロック図である。

図15は、実施の形態5の低次高調波削除PWM最大変調率におけるスイッチング位相角θxの一例を示す図である。

図16は、実施の形態5の過変調PWMモード(変調率0.97)におけるスイッチング位相角θの一例を示す図である。

以下に添付図面を参照し、本発明の実施の形態に係る電力変換装置について説明する。なお、以下に示す実施の形態により本発明が限定されるものではない。

実施の形態1. 図1は、実施の形態1における電力変換装置の構成を示す図である。同図に示すように、実施の形態1の電力変換装置は、負荷である交流電動機1を駆動するための構成として、インバータ回路2、直流電圧源部3、搬送波生成部5、変調波生成部6および比較部7を有するスイッチング信号生成部4、変調率演算部8、変調モード選択部9、電圧検出部10ならびに、交流電圧指令生成部11を備えて構成される。

インバータ回路2は、図示しない半導体スイッチ素子を有して構成され、直流電圧源部3から供給される直流電力を可変電圧可変周波数の交流電力に変換し、交流電動機1に電力供給する機能を有する。電圧検出部10は、後述する変調率演算のため、直流電圧源部3から出力される直流電圧値を検出して変調率演算部8に出力する。

インバータ回路2における上記の電力変換動作は、スイッチング信号生成部4により生成された、複数のスイッチング信号であるゲート信号により、インバータ回路2を構成する複数の半導体スイッチ素子を駆動することで行われる。

交流電圧指令生成部11は、インバータ回路2が交流電動機1に印加する交流電圧における振幅、位相および周波数に関係する指令値を生成する。スイッチング信号生成部4は、交流電圧指令生成部11から直接、もしくは変調率演算部8および変調モード選択部9を介して出力される信号に基づいて、インバータ回路2を制御するゲート信号を生成して出力する。具体的には、変調波生成部6では、電圧指令に基づいた交流波形信号である変調波を信号として出力し、搬送波生成部5は、のこぎり波や三角波を基本とした搬送波を信号として出力する。比較部7には、これらの搬送波信号および変調波信号が入力され、時々刻々変化する各々の大小関係に基づいて、ゲート信号をインバータ回路2に出力する。

例えば、インバータ回路2が2レベルインバータである場合、インバータ回路2に出力するゲート信号として、変調波と搬送波の大小関係に応じた以下の信号を生成する。

(i)変調波>搬送波である期間 直流電圧入力の上電位がゲート信号として選択される。 (ii)変調波<搬送波である期間 直流電圧入力の下電位がゲート信号として選択される。

なお、交流電動機が多相交流である場合、変調波として、各々の相に対する信号が生成されると共に、各々の相に対して搬送波と変調波との比較が行われることにより、各々の相に対するゲート信号が生成されてインバータ回路2に出力される。

このようにして、スイッチング信号生成部4が生成したゲート信号がインバータ回路2に出力され、いわゆるパルス幅変調(Pulse Width Modulation:以下「PWM」と略記)が行われ、直流電力から多相交流電力に変換され、交流電動機等の交流負荷が駆動される。

なお、以上の制御は公知の技術であり、詳細な内容は、例えば上記した非特許文献1に記載されているので、ここでの更なる説明は省略する。

つぎに、変調モード選択部9、スイッチング信号生成部4が内包する搬送波生成部5および変調波生成部6の各動作ならびに、スイッチング信号生成部4と変調率演算部8との関係について説明する。

まず、変調率演算部8では、電圧検出部10が検出する直流電圧源部3の出力電圧値EFCと、交流電動機1を運転するために交流電圧指令生成部11が生成する交流電圧出力振幅指令値|V|*とから、以下の式によって変調率PMFを算出する。

なお、式(1.1)における交流電圧出力振幅指令値|V|^*は、三相交流における対中性点電圧の波高値であり、インバータ回路が出力可能な最大電圧を、後述する1パルスモード(180deg通電)時の変調率PMFを「1」とする定義式である。

この式(1.1)による変調率PMFに応じて、変調モード選択部9では、下記表1に示される(1)〜(3)のうちの何れかの変調モードを選択する。この選択手法と運転条件との関係を図2に示す。図2は、インバータ回路2の出力が交流電動機であるときの典型的な例である。縦軸は変調率PMF、横軸は出力電圧周波数指令値FinV^*である。FinV^*は交流電動機1の回転速度にほぼ比例するが、FinV^*≧F3においては変調率が最大の1.0固定となって推移する。

ここで、変調モード選択部9におけるモード選択の判別条件としては、変調率範囲を前提とするが、電動機を駆動する場合、一般的には、表1または図2の通り、出力電圧周波数指令値FinV^*と定常時の変調率PMFとの間には、ある区間では比例関係にある。このため、FinV^*の値によって、モード選択の判別条件としてもほぼ同様の機能とすることは可能である。しかしながら、変調率PMFの大きさは、インバータ回路2、交流電動機1の起動時などの磁束立ち上げ時には過渡的な磁束量にも比例するため、変調率PMFに応じてモード選択するほうが、よりきめ細かな、実際の運転に則した変調モード選択が可能となる。変調モード選択部9は、表1および図2のようにして選択したモードを変調モード信号(mode)として、スイッチング信号生成部4に出力する。

つぎに、変調モード信号に応じた、スイッチング信号生成部4(搬送波生成部5、変調波生成部6)の動作について説明する。搬送波生成部5および変調波生成部6は、図3および図4のように、各変調モード用の搬送波/変調波の生成部をそれぞれ有している。

<変調モード信号:非同期PWMモードの場合> 非同期PWM用搬送波生成部50aは、出力電圧位相角指令値θ^*に依存しない搬送波、例えば周期1kHz一定、振幅1の三角波を演算出力しており、変調モード信号として、領域(1)の非同期PWMモードが入力された場合、搬送波選択部51での出力切り替えにより、搬送波生成部5の出力として出力される。

一方、非同期PWM用変調波生成部60aでは、出力電圧位相角指令値θ^*、および変調率PMFに応じ、例えば以下の式(1.2)もしくは式(1.3)のような搬送波信号を演算出力しており、変調モード信号として、領域(1)の非同期PWMモードが入力された場合、変調波選択部61での出力切り替えにより、変調波生成部6の出力として出力される。

なお、上記(1.3)式では、出力電圧位相角指令値θ^*の3倍の大きさの正弦波を重畳しているが、各相に共通であれば、他の信号を重畳してもよい。

こうして得られる搬送波および変調波は、例えば上述した(i)、(ii)のように搬送波と変調波の大小関係に従って各相毎に比較部7にて比較処理され、各相毎のスイッチング指令としてインバータ回路2に出力され、インバータを駆動する。この処理も、上記した非特許文献1に記載されている公知のインバータ駆動技術である。

<変調モード信号:過変調PWMモードの場合> つぎに、本願の最大の特徴となる過変調PWMモードについて説明する。図5−1、図6−1および図7−1は、過変調PWM用搬送波生成部50bが出力する搬送波、および過変調PWM用変調波生成部60bが出力する変調波を、変調率PMFが0.9、0.93、0.97の場合について示したものである。

また、図5−2、図6−2および図7−2は、図5−1、図6−1および図7−1に示した過変調PWM用搬送波生成部50bおよび過変調PWM用変調波生成部60bの出力を比較部7にて比較し、ゲート信号にした結果を示しており、直流電圧入力の上電位を選択する期間の値が「1」、直流電圧入力の下電位を選択する期間の値が「0」である。インバータ回路2はこれら各相のゲート信号に従って各相の半導体スイッチ素子のオンオフ制御を行う。

つぎに、過変調PWM用搬送波生成部50bおよび過変調PWM用変調波生成部60bの詳細動作について説明する。

(iii)変調率PMF=PMF_1の場合(図5−1,5−2) 変調率PMF=π/(2√3)=0.9069を式(1.3)に代入すると、UVW相それぞれの変調波の波高値がほぼ1となる。すなわち、最大値「+1」、最小値「−1」の三角波である搬送波と比較して変調を行うことができる最大の変調率が0.9近傍となる。通常の三角波またはのこぎり波の搬送波と変調波とを比較して行うPWMより、高い変調率(高い出力電圧振幅)を得る変調手法が、いわゆる過変調と呼ばれる。そこで、本実施の形態1における過変調PWMモードの使用変調率範囲の下限値、すなわち表1におけるPMF_1を、次式のように設定する。

また、このとき、過変調PWM用搬送波生成部50bは、過変調PWM用変調波生成部60bが生成する変調波と同期させるように、出力電圧位相角指令値θ^*を参照しながら搬送波を算出出力する。より具体的には、変調の結果のパルス波形に、偶数の高調波が発生しないよう、搬送波の零クロス位相と変調波の零クロス位相とが重なるように、同期搬送波を生成しており、図5−1の例では、変調波1周期あたり、搬送波は15周期の三角波を同期して生成するように、演算出力している。こうすることにより、後述する更に高い変調率での運転条件への遷移を滑らかにすることができる。

(iv)変調率PMF=0.93,0.97の場合(図6−1,6−2、図7−1,7−2) 図6−1は、実施の形態1にて変調率PMF=0.93とした場合の、搬送波と変調波である。以下のように、期間X1,X2,Y1,Y2を、各相毎に定義した結果の図を示している。

期間X1は、式(1.3)で変調波を定義した場合における、U相θ^*=90[deg]中心、V相θ^*=210[deg]中心、W相θ^*=330[deg]中心の、±Δxの期間において、搬送波、変調波を固定し、インバータ回路の各相アームにおける上側がオンし続けるようにする期間である。変調率が大きくなるほど、期間X1(Δx)が長くなる。なお、PMF=PMF_1の場合はΔx=0[deg]であり、X1の期間幅2Δxも0である。

また、期間X2は、式(1.3)で変調波を定義した場合における、U相θ^*=270[deg]中心、V相θ^*=30[deg]中心、W相θ^*=150[deg]中心の±Δxの期間において、搬送波、変調波を固定し、インバータ回路の各相アームの下側がオンし続けるようにする期間である。変調率が大きくなるほど期間X2が長くなり、同一変調率、同一周波数条件であれば期間の長さはX1=X2となる。なお、PMF=PMF_1の場合はΔx=0[deg]であり、X2の期間幅2Δxも0である。

期間Y1は、期間X1と期間X2とに挟まれる期間である。この期間では、横軸(θ^*)方向において、変調波、搬送波共に、変調率の上昇に応じて縮小された波形となる。

期間Y2は、期間X2と期間X1の間の期間である。この期間では、横軸(θ^*)方向において、変調波、搬送波共に、変調率の上昇に応じて縮小された波形となる。

以上に説明した過変調PWM用搬送波生成部50bが算出する算出信号を整理したものが下記表2である。

なお、上記表2ではU相の算出信号についてのみ示しているが、V相、W相用の搬送波については、上記U相の搬送波をそれぞれθ^*基準で120[deg]、240[deg]シフトした波形がV相およびW相の算出信号となる。

また、下記表3は過変調PWM用変調波生成部60bが算出する算出信号を整理したものである。この表3において、αu_x1,αu_x2,αu_y1,αu_y2は、それぞれ、期間X1,X2,Y1,Y2のときに算出される信号である。

なお、上記表3ではU相の算出信号についてのみ示しているが、V相、W相用の変調波については、上記U相の変調波をそれぞれθ^*基準で120[deg]、240[deg]シフトした波形がV相およびW相の算出信号となる。

また、上記表3において、スイッチング休止期間Δxは変調率PMFの関数であり、理想的には、 PMF=PMF_1のときΔx=0[deg] PMF=1.0のときΔx=90[deg](180[deg]通電、1パルスモード) となる。

なお、Δxについては、関数に逐次変調率PMFを代入して逐次算出するか、予め関数をマップデータ化しておき、このマップデータを変調率PMFに応じて参照し、参照値を上記表2,3の各式に代入することで、搬送波および変調波を算出することができる。このようにして算出された搬送波および変調波を比較部7で比較した結果で得られるスイッチング指令が、図6−2(PMF=0.93)および図7−2(PMF=0.97)である。

以上の表2,3のように、搬送波、変調波を算出すると、上記(i)項でも説明した、通常の三角波比較方式の変調率上限値であるPMF_1を超えた変調率においても、滑らかな過変調を実施することができる。

<変調モード信号:3ダッシュパルスモードの場合> 最後に、変調率が高い領域、例えば変調率0.97以上の場合に選択する3ダッシュパルスモードについて説明する。

3ダッシュパルスモードは、上記(2)の過変調モードの説明において、各相の期間Y(Y1,Y2)中に、スイッチングが3回(ON→OFF→ONまたはOFF→ON→OFF)のみとなるパルスモードである。このスイッチングパターンの一例を図8に示す。領域(3)の3ダッシュパルスモードが変調モード選択部9によって選択された場合、3ダッシュパルス用搬送波生成部50c、3ダッシュパルス用変調波生成部60cがそれぞれ選択され、それらの出力が比較部7により比較されることで、図8に示すスイッチングパターンが得られる。なお、2レベルインバータにおける3ダッシュパルスモードの生成手法は、上記した特許文献2および特許文献3に示されるように公知の技術であり、ここでの更に詳細な説明は省略する。

実施の形態1において、この3ダッシュパルスモードを、変調率が1に近づく条件で選択するのは以下の理由による。

既に述べた通り、本願における領域(2)の過変調PWMモードでは、各相のスイッチング波形において、常時オンもしくは常時オフとしてスイッチングを休止する期間Xと、オンオフのスイッチング制御を行う期間Yとが存在し、変調率PMF(交流電圧出力振幅指令値|V|^*)が大きくなるほど、期間Yの比が小さくなる。

インバータ回路2においては、半導体素子部にて、スイッチングに応じてロスおよび、これに伴う発熱が生じる。そのため、出力電圧の制御に問題が無い範囲では、スイッチング回数が少ない方が、冷却設計上有利である。また、現実の半導体素子として、1回のスイッチングに必要な時間は物理的に0ではない(近年のIGBTの場合、数百nsec〜数μsec程度)ため、やみくもに時間の短いパルスを発生させることは困難である。よって、過変調モードにおいて、変調率を1に近づけ、極端に短い期間Yで多数のパルスを発生させることには、機器設計上の制約がある。

その一方で、過変調PWMモードにおいて、変調率PMF(交流電圧出力振幅指令値|V|^*)が大きくなり、期間Yの比が小さくなる場合、スイッチングによる実際の出力電圧PWM波形の波形(基本波、高調波)にとって、期間Yの内部のスイッチング動作の影響は小さくなり、3ダッシュパルスモードとの波形差異、含有高調波の分布特性の差異は小さくなる。したがって、期間Yが短い条件下で領域(2)の過変調モードから領域(3)の3ダッシュパルスモードに移行すれば、基本波、高調波とも変化を小さく抑えたモード切替が可能となる。また、3ダッシュパルスモードでは、変調率が100%に到達した、いわゆる期間Yが0となると、1パルス制御に滑らかに移行可能である。

上記の説明から理解できるように、変調率が1に近づいた条件、具体例としては変調率97%以上において、領域(2)の過変調モードから領域(3)の3ダッシュパルスモードに移行させるようにすれば、短いパルスを発生させないという機器制約を守りつつ、実際の出力電圧振幅を、変調率97%以下相当から変調率100%相当まで、滑らかに遷移させることが可能となる。

以上説明したように、実施の形態1の電力変換装置によれば、各相へのゲート信号として、交流電圧出力指令の1周期において、上側電位となる位相角θ1を中心とする期間X1では、インバータ回路2の直流入力正側端子電圧値を常時出力するようゲート信号を固定し、下側電位となる位相角θ2を中心とする期間X2では、インバータ回路2の直流入力負側端子電圧値を常時出力するようゲート信号を固定し、位相角θ1と位相角θ2との間の期間から期間X1,X2を除いた期間Y1と期間X1との比率(第1の比率)ならびに、位相角θ2と位相角θ1+360[deg]との間の期間から期間X1,X2を除いた期間Y2と期間X2との比率(第2の比率)を、変調率指令PMFもしくは交流電圧出力振幅指令値|V|*に基づいて設定したゲート信号を出力することとしたので、いわゆる過変調制御領域においても、交流電圧出力振幅指令の変化に対する追従性能を向上させることができる。

なお、期間X1においては、変調波の大きさを搬送波の上限値以上に固定し、期間X2においては、変調波の大きさを搬送波の下限値以下に固定するようにすれば、過変調制御領域において、交流電圧出力振幅指令変化への追従性能の更なる向上が可能になる。

また、期間X1,Y1,X2,Y2それぞれの境界位相角条件における搬送波の値を、上限値或いは下限値とし、不連続でない搬送波を出力するようにすれば、現実のインバータ回路では出力不可能な短い電圧パルスの出力を回避することを通じて、電圧の制御精度を向上させることができ、インバータ回路のスイッチング損失を抑制しつつ、制御性を維持することが可能となる。

また、交流電圧出力振幅指令或いは変調率指令に基づいて、過変調運転が不要となる運転条件下では従来技術である非同期PWMによる運転を選択し、過変調運転が適する運転条件下では過変調モードを選択して運転を行うようにすれば、各運転条件下にて、負荷の高調波損失を抑制しながらの運転が可能となる。

また、変調率が95〜97%以上を判定した後には、いわゆる3ダッシュパルスモードを選択して運転を行うようにすれば、パルス幅が極端に狭くなってインバータ回路の制御分解能を超える制御に陥ることを防ぐことができると共に、電圧歪率を極端に変化させることなくスイッチング損失を抑制可能な3ダッシュパルスモードに遷移させることが可能となる。

また、搬送波生成部に非同期PWMモード用搬送波生成部および過変調モード用搬送波生成部を設け、変調波生成部に非同期PWMモード用変調波生成部および過変調PWMモード用変調波生成部を設けると共に、それらの個別の構成部を変調モード信号に応じて適宜切り替えて用いるようにすれば、円滑なモード遷移が可能となる。

実施の形態2. 実施の形態1は、図2に示す各変調モードの選択範囲の関係において、領域(2)の過変調PWMモードが選択される変調率範囲の下限値PMF_1を0.9069に設定し、この値より低い変調率の範囲では、領域(1)の非同期PWMモードが選択される実施の形態であった。これに対し、実施の形態2は、図9に示す領域(2)aのように、変調率PMFがPMF_1以下の領域において、この変調率PMFがPMF_0

*に同期したゲート信号を生成する、いわゆる同期PWM方式に基づいている。

実施の形態2において、過変調PWM用搬送波生成部50bおよび過変調PWM用変調波生成部60bは、それぞれ以下の処理を実行する。なお、過変調PWM用搬送波生成部50bおよび過変調PWM用変調波生成部60bが過変調準備モード時にそれぞれ出力する搬送波および変調波の一例として、変調率0.8のときの搬送波および変調波の波形を図10−1に示し、変調率0.8のときのゲート信号の波形を図10−2に示す。

なお、領域(2)aの過変調準備モード時に生成される搬送波と、領域(2)の過変調PWMモード時に生成される搬送波とを区別する必要があるときは、便宜上前者を第1の搬送波、後者を第2の搬送波と称する。同様に、領域(2)aの過変調準備モード時に生成される変調波と、領域(2)の過変調PWMモード時に生成される変調波とを区別する必要があるときは、前者を第1の変調波、後者を第2の変調波と称する。

過変調PWM用搬送波生成部50bは、図10−1に示すような三角波の搬送波を演算出力する。なお、この波形は図5−1に示すものと同一である。すなわち、過変調PWM用搬送波生成部50bは、出力電圧位相角指令値θ^*に同期し、変調波の零クロス時点で同様に0となるような同期搬送波を算出して出力する。なお、このときの状態は、実施の形態1で説明したΔxを常時0とした状態と等価である。

また、過変調PWM用変調波生成部60bは、式(1.3)に基づき、領域(1)の非同期PWMモードのときと同様に、変調率PMFに応じた振幅操作を行った三相の変調波を演算して出力する。

すなわち、領域(2)aの過変調準備モードおよび、領域(2)の過変調モードの両者において、PMF=PMF_1のときに過変調PWM用搬送波生成部50bおよび過変調PWM用変調波生成部60bによって生成される搬送波、変調波は、共に図5−1の波形とすることができ、モード間の円滑な遷移が可能となる。

また、一般的に、出力電圧位相角指令θ^*に同期したスイッチングをする同期PWMモードに、領域(1)の非同期PWMモードから切替遷移させるためには、変調率条件のみではなく、θ^*の条件も加味し、不要なスイッチング動作を発生させない配慮が必要となる場合がある。すなわち、図9に示される真の切替点PMF_0は、ある範囲を持たせたほうが、安定なモード切替のためには好適である。

そこで、この実施の形態2では、領域(1)の非同期PWMモードから、同期PWMモードに遷移させる場合に、領域(2)の過変調PWMモードに遷移させる変調率条件PMF_1より低い領域で、ある幅を持たせた変調率条件(PMF_0近傍)において、θ^*の同期条件も加味した上で、一旦、領域(2)aの過変調準備モードに遷移させる制御を行うようにする。

このように、実施の形態2の電力変換装置では、非同期PWMモードから過変調PWMモードへの遷移(および、これらの逆の遷移)に際し、過変調準備モードを経由させることとしたので、意図しないゲート信号の発生、最終的なインバータ回路の出力電圧の波形歪などを抑制しながら、円滑な変調モードの遷移が可能となる。

実施の形態3. 実施の形態1,2では、変調波生成部6が算出する変調波として、式(1.3)に基づいた手法を示したが、式(1.2)に示した変調波に基づいた手法でも同様の構成が可能である。この場合には、通常の三角波キャリア比較で出力可能な変調率上限、すなわち領域(2)の過変調PWMモードが担うべき変調率範囲の下限値PMF_1が、実施の形態1,2より小さい値となる(下記表4を参照)ことに注意が必要である。

また、このときの過変調PWM用変調波生成部60bが算出する信号は、下記表5の通りである。

なお、上記表5ではU相の算出信号についてのみ示しているが、V相、W相用の変調波については、上記U相の変調波をそれぞれθ^*基準で120[deg]、240[deg]シフトした波形がV相およびW相の算出信号となる。

また、Δxについては、関数に逐次変調率PMFを代入して逐次算出するか、予め関数をマップデータ化しておき変調率PMFに応じて参照し、参照値を上記表5の各式および表2の搬送波の形態に代入することで、変調波および搬送波を算出することができる。

以上の説明のように、実施の形態3の電力変換装置によれば、表5のように、表2の式より簡易な変調波演算にて制御器への論理実装が可能になるという効果が得られる。

実施の形態4. 三相交流負荷に対するPWM技術として、インバータ回路の損失低減を主目的としたいわゆる二相変調と呼ばれる技術がある。これは、式(1.3)で述べた三次調波重畳と同様に、三相共通の電圧信号が各相電圧に重畳されても、線間電圧は不変となる三相交流電圧の特性を利用し、各相が交互にスイッチングを休止する期間を設ける技術である。

つぎに実施の形態4に係る制御手法として、実施の形態2における過変調PWMモードおよび過変調準備モードを、二相変調に基づいて構成した形態を一例として以下に説明する。

まず、領域(2)aの過変調準備モードが選択された場合、過変調PWM用変調波生成部60bは、変調波αu,αv,αwを次式を用いて演算する。

なお、上式におけるαu_n,αv_n,αw_nは次式を用いて演算され、α2phは下記表6に従って算出式が選択される。

この実施の形態4に係る制御手法を用いた変調波の波形を図11−1に示す。なお、図11−1では、出力電圧位相角指令値θ^*に同期した搬送波の波形も同様に示している。表6のように、三相共通信号α2phを選択することにより、図11−1に示すように、各相で変調波が常時「1」となる区間、常時「−1」となる区間を設けられるため、搬送波との比較部7による比較結果として、図11−2に示すように、スイッチングを休止する区間となる。

二相変調は、式(1.3)に示した三次調波重畳と同じく、式(1.2)に示す一般的な変調波による変調よりも変調率上限を向上できる手法であり、過変調PWMモードへの遷移点は、実施の形態1と同様に、PMF_1=π/(2√3)となる。ここで、領域(2)の過変調PWMモードが変調率条件に基づいて選択された場合の、過変調PWM用変調波生成部60bでの出力信号生成手法を下記表7に示す。また、出力信号の一例を図12−1〜図12−3に示す。

なお、上記表7ではU相の算出信号についてのみ示しているが、V相、W相用の搬送波については、上記U相の搬送波をそれぞれθ^*基準で120[deg]、240[deg]シフトした波形がV相およびW相の算出信号となる。

また、Δxについては、関数に逐次変調率PMFを代入して逐次算出するか、予め関数をマップデータ化しておき、このマップデータを変調率PMFに応じて参照し、参照値を上記表7の各式に代入することで、搬送波および変調波を算出することができる。

このように、実施の形態4の電力変換装置では、元来スイッチング休止期間を有する二相変調に基づいて、スイッチング休止期間を本願における期間X1,X2のように定義し、変調率PMFに応じた操作をすることとしたので、インバータ回路2のスイッチング損失を低減しつつ、元来の二相変調が可能とする変調率上限値「π/(2√3)」を超えた過変調が可能になると共に、変調率1までの円滑な移行も可能となる。

実施の形態5. 実施の形態1〜4では、何れのPWMモードにおいても、搬送波生成部5および変調波生成部6を設け、搬送波と変調波とを比較することによりゲート信号を得る形態であったが、搬送波と変調波との比較によらないPWM変調方法も広く知られている。特に、本願における領域(2)aの過変調準備モード、領域(2)の過変調PWMモードおよび、領域(3)の3ダッシュパルスモードは、出力電圧位相角指令値θ^*に同期したゲート信号を生成する、いわゆる同期PWM方式に基づいており、各相がスイッチングすべき位相角と出力電圧位相角指令値θ^*との関係は、変調率PMFによって一意に決定でき、あらかじめマップ化が可能である。

より具体的なマップ化の例としては、実施の形態1〜4における、過変調PWM用搬送波生成部50bと過変調PWM用変調波生成部60b、比較部7に対し、あらかじめ、変調率PMFを0から1まで変化させた場合のスイッチング発生位相角をシミュレーション作業で記録しマップ化しておけば、変調率PMFを引数として用いることで、スイッチング発生位相角を求めることができる。

より具体的な実施の形態として、搬送波と変調波の比較に拠らない構成を図13に示す。図13の構成を、図1の実施の形態1の構成と比較すると、スイッチング信号生成部4bの構成が異なっているが、最終的に発生するスイッチング指令SW_uvwは、これまで挙げた実施の形態と同様である。

スイッチング信号生成部4bは、非同期PWMスイッチング信号生成部41と、同期PWMスイッチング信号生成部42と、それらが出力するゲート信号を変調モードに応じて選択するスイッチング信号選択部43とを有する。非同期PWMスイッチング信号生成部41は、上記非特許文献1の47頁に示された「瞬時空間磁束鎖交数ベクトル円軌跡PWM」のような手法を利用してもよいし、あるいは、他の実施の形態と同様、非同期PWM用の搬送波、変調波で比較する手法でもよい。

一方、同期PWMスイッチング信号生成部42は、例えば図14のように構成することができる。図14に示すように、同期PWMスイッチング信号生成部42は、上記で例示した、あらかじめ求めることが可能な変調率とスイッチング発生位相角との関係をマップ化したスイッチング特性マップ45と、スイッチング特性マップ45が出力するU,V,W各相のスイッチング位相角と出力電圧位相角指令値θ^*とを比較することで同期PWMスイッチング信号を出力するスイッチング出力判定部46を有して構成される。

上記の構成により、変調波および搬送波を常時演算することなく、変調率PMFからスイッチング特性マップを引用することで、過変調準備モード、過変調PWMモードおよび3ダッシュパルスモードそれぞれのゲート信号を出力することが可能となり、制御装置内部の演算量を減じ、高価な高速演算処理演算器を用いることなくPWM演算が可能になるという効果が得られる。

実施の形態6. 実施の形態5の電力変換装置では、スイッチング特性マップを用いてゲート信号を生成させるため、いわゆる同期PWMであれば、あらゆる変調手法が選択可能であった。例えば、領域(2)aの過変調準備モード用のスイッチング特性マップとして、インバータ回路2のPWM出力電圧から特定の次数の高調波を抑制または削除する制御を行う、いわゆる低次高調波削除PWM(詳細な内容は、上記特許文献5を参照)を用いることが可能であり、この形態を実施の形態6として説明する。

低次高調波削除PWMを用いると、インバータ回路2から電力供給される交流電動機1に印加される電圧から、特定の次数の高調波電圧を削除できるため、一部の高調波電流、高調波損失が抑制される他、特定次数のトルクリプルや騒音を削減できるという効果が得られる。ただし、パルス発生タイミングの操作の工夫でその効果を得るため、効果を維持できる変調率の上限は決まっている。

低次高調波削除PWMにおける変調率上限値をPWM_xとし、そのときのスイッチング発生位相角の列をθx=(θx1,θx2,θx3,……θxn)とする。このときのスイッチング波形は、例えば図15に示されるものとなる。

これら情報に基づけば、過変調PWM用のスイッチング特性マップを、以下のように作成可能である。

具体的には、上記θxを用い、PMF>PMF_x以上でのスイッチング特性マップ図である、図6−2、図7−2と同様の期間X1、Y1、X2、Y2を、電圧位相角指令値θ^*が0,90,180,270[deg]を基準に定義する(U相の場合)。

つぎに、期間X1、X2を生じさせるΔxとして、 ・PMF=PMF_xでは、Δx=0 ・PMF=1(1パルスモード)では、Δx=90deg と定義する。

そして、PMF_x

そして、スイッチング発生位相角列θxとΔxとから、図16のように、過変調PWMモードでのスイッチング特性θ(Δx)=(θ1,θ2,θ3,……θn)を求める。期間Y2,Y1においては、θx=(θx1,θx2,θx3,……θxn)を、0[deg]中心、および180[deg]を中心として、(90−Δx)/90だけ横軸方向を縮小したものを、θ(Δx)=(θ1,θ2,θ3,……θn)とする。

こうすることで、低次高調波削除の機能は失われるが、変調率1(1パルスモード)近傍までの連続的な変調が可能となる。また、変調率0.97以上などでは、3ダッシュパルスモード(同様にスイッチング位相角をマップ化しておくことは可能)に切り替えると、実施の形態1と同様、変調率1への切り替えをより円滑に行うことが可能となる。

実施の形態7. 実施の形態1〜6では、インバータ回路2が2レベルである場合について説明したが、インバータ回路2が、いわゆるマルチレベルである場合にも、同様の機能を構成することは可能である。

例えば、実施の形態2において、インバータ回路2が3レベルである場合には、搬送波生成部が3レベル用となり、搬送波生成部5からは、上側素子用搬送波と下側素子用搬送波の2種の搬送波が出力され、変調波との比較によってゲート信号が求められることになる。なお、このときのゲート信号は、直流入力電圧に対し、上位電位「+1」、中位電位「0」および下位電位「−1」による3つのレベルのうちの何れかのレベルをとる。

このような3レベルインバータを有する実施の形態7の電力変換装置の場合、図9にて定義した4つの領域に対応する4つのモード、具体的には、3レベル非同期PWMモード(領域(1))、3レベル過変調準備モード(領域(2)a)、3レベル過変調PWMモード(領域(2))および1ダッシュパルスモード(領域(3))を有して動作する。

<3レベル非同期PWMモード> 搬送波生成部5における非同期PWM用搬送波生成部50aは、電圧位相角指令値θ^*とは非同期である上側素子用搬送波および下側素子用搬送波を出力する。

<3レベル過変調準備モード> 搬送波生成部5における過変調PWM用搬送波生成部50bは、電圧位相角指令値θ^*と同期した上側素子用搬送波および下側素子用搬送波を出力する。

<3レベル過変調PWMモード> 過変調PWM用搬送波生成部50bは、図16に示すように、0,90,180,270[deg]をそれぞれ中心とする期間Y2,X1,Y2,X1を定義(U相の場合)すると共に、変調率に応じたΔxを操作した上側素子用搬送波および下側素子用搬送波を出力する。

なお、以上の3つのモードにおいて、非同期PWM用変調波生成部60aおよび過変調PWM用変調波生成部60bの挙動は、実施の形態2と同様である。

<1ダッシュパルスモード> 実施の形態1で説明した3ダッシュパルスモードと同様、やみくもに期間の短いスイッチングパルスを出力することはインバータ回路2の制約で不可能であるため、変調率が1近傍の領域(例えば0.95〜0.97を超えた領域)では、期間Y1,Y2のスイッチング回数を最小限にするモードとする。3レベルインバータの場合、例えば上記特許文献6に開示された技術を用いれば、パルス幅可変の1パルスを出力することが可能であり、これを2レベルインバータの場合の3ダッシュパルスモードの代わりに使用すれば、領域(2)における3レベル過変調モードからの円滑な遷移が可能となる。

以上の説明のように、実施の形態7の電力変換装置によれば、マルチレベルインバータにおける過変調制御においても、交流電圧出力振幅指令の変化に対する追従性能を向上させることが可能となる。

以上、実施の形態1〜7に係る電力変換装置の構成および動作について説明してきたが、これらの実施の形態の概念により、以下に示す内容を要旨とする電力変換装置を構成することができる。

まず、各相へのゲート信号として、各相の交流電圧出力指令の1周期のうち、上側電位となる第1の位相角(θ1)を中心とする第1の期間(X1)では、インバータ回路2の直流入力正側端子電圧値を常時出力するようゲート信号を固定し、下側電位となる第2の位相角(θ2:θ2>θ1)を中心とする第2の期間(X2)では、インバータ回路2の直流入力負側端子電圧値を常時出力するようゲート信号を固定し、第1の位相角(θ1)と第2の位相角(θ2)との間の期間から第1および第2の期間(X1,X2)を除いた第3の期間(Y1)と第1の期間(X1)とによる第1の比率ならびに、第2の位相角(θ2)と第1の位相角(θ1)を正方向に360度シフトした位相角(θ1+360)との間の期間から第1および第2の期間(X1,X2)を除いた第4の期間(Y2)と第2の期間X2とによる第2の比率を、変調率指令もしくは交流電圧出力振幅指令値に基づいて設定したゲート信号を生成すると共に、第3および第4の期間(Y1,Y2)におけるゲート信号の位相角指令条件として、第3の期間(Y1)においては、ゲート信号をオン/オフさせる位相角と、第1および第2の位相角(θ1,θ2)の平均値((θ1+θ2)/2)との比率を維持し、第4の期間(Y2)においては、ゲート信号をオン/オフさせる位相角と、平均値の位相角を180度シフトした位相角((θ1+θ2)/2+180)との比を維持するように動作する電力変換装置を構成することができる。このように構成された電力変換装置によれば、インバータ回路の出力交流電圧振幅の、直流入力電圧に対する比である変調度を向上させるいわゆる過変調制御において、交流電圧出力振幅指令の変化に対する追従性能を向上させる効果を得ることができる。

なお、交流電圧出力振幅指令値を入力直流電圧で除して変調率指令を算出出力する変調率演算部を備え、スイッチング信号生成部は、交流電圧出力指令の1周期に占める期間X1,X2、期間Y1,Y2の比率を、変調率指令に基づいて設定したゲート信号を出力するようにしてもよい。

また、本実施の形態に係る電力変換装置によれば、第1の期間(X1)においては、変調波生成部から出力される変調波の大きさを搬送波生成部から出力される搬送波の上限値以上に固定し、第2の期間(X2)においては、変調波生成部から出力される変調波の大きさを搬送波生成部から出力される搬送波の下限値以下に固定し、第3および第4の期間(Y1,Y2)においては、搬送波生成部から出力される搬送波および、上限値以上変調波生成部から出力される変調波および変調波生成部から出力される変調波を交流電圧出力振幅指令または変調率指令に基づいて位相角方向にそれぞれ同じ比率で縮小もしくは拡大操作することにより設定したゲート信号を出力するように動作する電力変換装置を構成することができる。このように構成された電力変換装置によれば、交流電圧出力振幅指令の変化に対する追従性能の更なる向上が可能となる。

なお、本実施の形態に係る電力変換装置では、第3および第4の期間(Y1,Y2)の変調波として正弦波を出力してもよいし、この正弦波に加えて三相共通の信号を重畳してもよい。このように構成された電力変換装置によれば、過変調制御の利用運転範囲の設定自由度を向上させることが可能となる。

また、本実施の形態に係る電力変換装置では、搬送波生成部が出力する搬送波として、第1乃至第4の期間(X1,X2,Y1,Y2)それぞれの境界位相角条件における搬送波の値を、上限値または下限値とし、不連続でない搬送波を生成して出力するようにしてもよい。このように構成された電力変換装置によれば、現実のインバータ回路が出力不可能な短い電圧パルスの出力を回避することを通じて、電圧の制御精度を向上させることができ、インバータ回路のスイッチング損失を抑制しつつ、制御性を維持することが可能となる。

また、本実施の形態に係る電力変換装置によれば、予め設定された電圧振幅設定範囲の範囲内に交流電圧出力振幅指令が存在する運転条件時、予め設定された変調率設定範囲の範囲内に変調率指令が存在する運転条件時、または、予め設定された交流電圧出力基本波周波数設定範囲の範囲内に交流電圧出力基本波周波数が存在する運転条件時の何れかにおいては過変調モードを選択し、この過変調モードが選択された場合には、第1乃至第4の期間(X1,X2,Y1,Y2)を、交流電圧出力振幅指令、変調率指令、交流電圧出力基本波周波数に基づいて設定することで得られるゲートパルス信号を出力するように動作する電力変換装置を構成することができる。このように構成された電力変換装置によれば、過変調運転が不要となる運転条件下では従来技術による運転を行い、過変調運転が適する運転条件下では過変調モードを選択して運転を行うことで、各運転条件下にて、負荷の高調波損失を抑制しながら運転することが可能となる。

また、本実施の形態に係る電力変換装置によれば、インバータ回路が2レベルインバータである場合に、変調率が95%以上を判定した後には第3および第4の期間(Y1,Y2)中のスイッチング回数が3回のみとなる3ダッシュパルスモードを選択し、この3ダッシュパルスモードが選択された場合、交流電圧出力指令の1周期あたり、第1および第3の期間(X1,Y1)の境界、第3および第2の期間(Y2,X2)の境界、第2および第4の期間(X2,Y2)の境界、第4および第1の期間(Y2,X1)の境界、第2の期間(Y1)の中心ならびに、第4の期間(Y2)の中心における合計6回のスイッチング制御を行うゲート信号を出力するように動作する電力変換装置を構成することができる。このように構成された電力変換装置によれば、過変調モードにおけるパルス幅が極端に狭くなり、インバータ部の制御分解能を超える制御に陥ることを防ぐと共に、電圧の歪率を極端に変化させることなくスイッチング損失を抑制できる3ダッシュパルスモードに遷移させることが可能となる。

また、本実施の形態に係る電力変換装置が過変調モードの他に同期PWMモードを選択可能に構成されている場合、予め設定された電圧振幅設定閾値を下回る範囲に交流電圧出力振幅指令が存在する運転条件時、予め設定された変調率設定閾値を下回る範囲に変調率指令が存在する運転条件時、または、予め設定された交流電圧出力基本波周波数設定閾値を下回る範囲に交流電圧出力基本波周波数が存在する運転条件時の何れかにおいて同期PWMモードを選択し、この同期PWMモードが選択された場合に、交流電圧出力位相角指令に同期し、交流電圧出力指令の1周期中のスイッチング回数が一定となるゲート信号を出力するように動作する電力変換装置を構成することができる。このように構成された電力変換装置によれば、過変調が不要の運転領域では、従来技術の同期PWMを行うことにより、実用上必要な広い運転条件に対応可能になるという効果が得られる。

また、本実施の形態に係る電力変換装置が過変調モードの他に非同期PWMモードを選択可能に構成されている場合、予め設定された電圧振幅設定閾値を下回る範囲に交流電圧出力振幅指令が存在する運転条件時、予め設定された変調率設定閾値を下回る範囲に変調率指令が存在する運転条件時、または、予め設定された交流電圧出力基本波周波数設定閾値を下回る範囲に交流電圧出力基本波周波数が存在する運転条件時の何れかにおいて非同期PWMモードを選択し、この非同期PWMモードが選択された場合に、単位時間内のスイッチング回数が予め定められた値となるゲート信号を出力するように動作する電力変換装置を構成することができる。このように構成された電力変換装置によれば、過変調が不要の運転領域では、従来技術の非同期PWMを行うことにより、実用上必要な広い運転条件、特に基本波周波数0を含む低周波数域を含めて運転対応可能になるという効果が得られる。

なお、以上の実施の形態1〜7に示した構成は、本発明の構成の一例であり、上記先行技術文献以外の公知技術と組み合わせることも可能であるし、本発明の要旨を逸脱しない範囲で、一部を省略する等、変更して構成することも可能であることは言うまでもない。

以上のように、本発明は、インバータ出力電流の急変および脈動を抑制しながら、広い電圧操作範囲で安定した負荷の運転を可能とする電力変換装置として有用である。

1 交流電動機、2 インバータ回路、3 直流電圧源部、4,4b スイッチング信号生成部、5 搬送波生成部、6 変調波生成部、7 比較部、8 変調率演算部、9 変調モード選択部、10 電圧検出部、11 交流電圧指令生成部、41 非同期PWMスイッチング信号生成部、42 同期PWMスイッチング信号生成部、43 スイッチング信号選択部、45 スイッチング特性マップ、46 スイッチング出力判定部、50a 非同期PWM用搬送波生成部、50b 過変調PWM用搬送波生成部、50c 3ダッシュパルス用搬送波生成部、51 搬送波選択部、60a 非同期PWM用変調波生成部、60b 過変調PWM用変調波生成部、60c 3ダッシュパルス用変調波生成部、61 変調波選択部。