技术领域
[0001] 本
发明属于水声测量技术领域，具体涉及一种基于粉红噪声的水听器灵敏度自由场宽带校准方法。
背景技术
[0002] 随着水声技术的发展，水声计量对保障水声设备的性能指标以及正常使用都具有重要作用。自由场是最接近换能器、水听器等水声设备实际工作环境的声场，因此自由场校准的研究对保障水
声换能器和水听器的研制和实际应用具有重要作用。
[0003] 长期以来，脉冲声技术一直是水下电声参数测量中最为常用的技术手段，该方法通过发射有限周期的单频脉冲
信号，可以在时间上将直达信号和反射信号进行分离，以降低水池边界反射对测量产生的影响；但是这种方法仍然存在一定的局限：(1)脉冲声技术主要通过发射一定周期的填充波短脉冲信号，利用直达声和反射声的时间延迟在时域上将直达波和反射波进行分离，但是随着测量
频率的降低，
声波的
波长变长，使得一定周期的脉冲波在时域上的持续时间较长，反射声会
叠加到直达声上，导致无法在时域上对直达波和反射波进行分离；(2)随着测量频率的降低，消声水池吸声尖劈对声波的吸声效果变差，消声水池反射波对测量产生的影响较大；(3)脉冲声技术通常只能完成单频测量，而换能器和水听器等水声设备在实际测量中，通常工作在噪声信号或连续信号中，并且需要得知其宽带频率响应，因此，目前脉冲声技术无法满足换能器和水听器的宽带测量。
[0004] 为了弥补当前换能器和水听器测量方法的不足，人们研究了很多
信号处理技术，包括：声脉冲瞬态抑制技术、宽带测量技术、声脉冲瞬态抑制技术、Prony谱分析技术、多路径信号建模技术、空间域多次平均技术和混现场测试技术，这些方法利用系统重构、建立水池空间模型、信号处理等方式，对原来的声脉冲技术进行了改进，在一定长度上降低了有限水域的测量下限，提升了水声测量的效率。
[0005] 目前，随着自由场水声换能器和水听器的测量逐渐向着低频、大功率和宽带测量方向发展，有限水域自由场换能器和水听器低频宽带测量成为水声测量的重要发展方向。同时伴随着水下环境噪声测量、水下移动目标噪声测量、海上打桩噪声测量等噪声测试技术的不断发展，换能器和水听器在噪声环境下的宽带频率响应也成为水声计量测试的重要研究领域。
发明内容
[0006] 鉴于上述，本发明提供了一种基于粉红噪声的水听器灵敏度自由场宽带校准方法，该装置在噪声条件下能够实现水听器自由场的低频宽带测量，弥补当前普遍使用的单频脉冲测量方法的不足。
[0007] 一种基于粉红噪声的水听器灵敏度自由场宽带校准方法，包括如下步骤：
[0008] (1)根据测量
频率范围，产生具有一定带宽的粉红噪声信号并对其进行功率放大；
[0009] (2)功率放大后的信号激励发射换能器在水下产生声信号，利用两个水听器分别接收该声信号，其中一个为标准水听器，其灵敏度M0为已知，另一个为被测水听器，该水听器的灵敏度Mx为待测；两个水听器各自将接收到的声信号转换为相应的
电压信号，并将对电压信号通过前置
放大器进行阻抗匹配和前置放大，将放大后的信号通过
滤波器进行抗
混叠滤波处理，得到对应标准水听器的开路电压信号U0以及对应被测水听器的开路电压信号Ux；
[0010] (3)同时，对功率放大后的粉红噪声信号进行
电流取样，按比例为1:1生成相应的电压信号UI，并输入至前置放大器进行阻抗匹配和前置放大，并通过滤波器进行抗混叠滤波；
[0011] (4)使电压信号U0和Ux与电流取样后得到的电压信号UI存储在计算机中；
[0012] (5)根据步骤(1)～(4)重复执行n次后，得到n组标准水听器开路电压信号U01,U02,...,U0n、n组被测水听器开路电压信号Ux1,Ux2,...,Uxn和n组电流变换后的电压信号UI1,UI2,...,UIn；分别对这些信号在计算机中进行时间延时处理后，对应得到如下电压信号：U0′1,U0′2,...,U0′n、Ux′1,Ux′2,...,Ux′n和UI′1,UI′2,...,UI′n；进而再对这些信号进行FFT(快速
傅立叶变换)计算得到对应的复数
频谱F01,F02,...,F0n、Fx1,Fx2,...,Fxn和FI1,FI2,...,FIn；n为大于1的自然数；
[0013] (6)对上述复数频谱在频域范围内按式(1)分别进行平均计算，得到对应复数频谱平均后的信号F0、Fx和FI；进而通过电压信号复数频谱得到发射换能器与标准水听器及发射换能器与被测水听器之间转移阻抗关于频率f的复数响应函数，该复数响应函数包含随机噪声和反射声，如式(2)所示：
[0014]
[0015]
[0016] 其中：Zx(f)为发射换能器与被测水听器之间的转移阻抗关于频率f的复数响应函数，Z0(f)为发射换能器与标准水听器之间的转移阻抗关于频率f的复数响应函数；
[0017] (7)在频域内利用矩形窗对所述复数响应函数进行复数移动平均处理，得到发射换能器与水听器之间在自由场条件下的复数转移阻抗；
[0018] 本步骤的具体技术实现可参见公开号为CN 104199013A的中国
专利。
[0019] (8)在已知标准水听器灵敏度的前提下，根据两个水听器与发射换能器在自由场条件下的转移阻抗，计算得到被测水听器的宽带灵敏度，如式(3)所示：
[0020]
[0021] 其中：Mx(f)为频率f下被测水听器的宽带灵敏度，M0(f)为频率f下标准水听器的宽带灵敏度，dx为发射换能器与被测水听器的距离，d0为发射换能器与标准水听器的距离。
[0022] 进一步地，所述步骤(1)的具体实施过程为：首先由PXI
控制器或计算机生成粉红噪声数据；然后由信号源根据粉红噪声数据产生粉红噪声信号；最后利用
功率放大器对粉红噪声信号进行功率放大，并激励发射换能器在水下产生声信号。
[0023] 进一步地，所述步骤(7)中的矩形窗宽度取决于有限水域自由场的空间大小以及反射波与直达波的时延，通过发射高频脉冲信号测量反射波和直达波的时间延迟td，进而得到移动平均矩形窗的宽度Δfw，其满足以下条件：
[0024] (0.8/td)*Δf≤Δfw≤(1/td)*Δf (4)
[0025] 其中：Δf为相应电压信号在FFT变换后频率的
分辨率，Δf＝fs/N，fs为
采样率，N为噪声信号采样点数，td为反射波与直达波的时延。
[0026] 进一步地，所述粉红噪声信号的功率随频率f服从低频向高频不断衰减即信号的
功率谱密度＝1/f；所述粉红噪声信号为宽带信号，其频带宽度大于测量频带宽度，且带宽的上限和下限满足如下关系：
[0027]
[0028] 其中：fl为粉红噪声信号的下限频率，fl0为测量频带的最低频率，fh为粉红噪声信号的上限频率，fh0为测量频带的最大频率，Δfw为频域内移动平均矩形窗的宽度。
[0029] 进一步地，所述步骤(5)中的时间延时处理过程为：首先通过高频脉冲信号测量发射换能器所发出声信号的时间延迟、触发延迟以及发射换能器与被测水听器声程差导致的时间延迟，通过对应采样点数对声信号进行截取与补零处理，保证发射信号与接收信号具有相同的信号长度并且在时间上一一对应。
[0030] 本发明方法中所使用的噪声信号为粉红噪声信号，该信号的是一个
能量随频率衰减的信号，并且满足1/f的关系，而发射换能器在远离谐振点的频率响应曲线是一个随频率递增的曲线，这样实际得到的转移阻抗会是一个较为平坦的频率响应曲线，能够提升移动平均处理的
精度。
[0031] 本发明方法整个测量过程在水域中进行，不限于消声水池、混响水池以及湖、海等水域，水域形状不限于矩形、罐体。
[0032] 本发明方法采用矩形窗进行移动平均时，需要根据测量水域的边界反射情况选择移动平均矩形窗来抑制反射波对转移函数产生的
波动影响，处理次数需根据水域的混响情况而定，边界反射较强，处理次数较多，反之较少；移动平均窗的大小取决于反射波的延迟时间。
[0033] 本发明方法通过
控制信号源发射宽带粉红噪声信号，并对发射电流信号与接收电压信号进行截取、补零和FFT变换得到其在频域内的传递函数，通过对水池反射波的分析，采用矩形窗对转移函数进行移动平均，消除水池反射波混响作用的影响，实现水听器灵敏度的宽带测量；这种方法可以在消声水池、混响水池和外场湖、海中对水听器进行宽带校准。
附图说明
[0034] 图1为直达声作用和直达声与反射波共同作用下声波的归一化曲线图。
[0035] 图2为粉红噪声信号所对应的转移函数宽带信号经过矩形窗移动平均之后的传递函数频率响应曲线图。
[0036] 图3为本发明基于粉红噪声的水听器灵敏度自由场宽带校准装置结构示意图。
具体实施方式
[0037] 为了更为具体地描述本发明，下面结合附图及具体实施方式对本发明的技术方案进行详细说明。
[0038] 本发明基于粉红噪声的水听器灵敏度自由场宽带校准方法，其测量装置构成及要求如下：(1)可以发射宽带噪声信号的信号源，该信号源能够发射任意可编程信号，并且在测量频带内具有平坦的频率响应；(2)线性功率放大器，该功率放大器在宽带信号频率范围内具有线性特性；(3)发射换能器，该发射换能器在测量频带内是线性的，并且具有较宽的带宽；(4)前置放大器，该前置放大器具有较高的阻抗和较低的噪声，并且在测量频率范围内具有
相位一致性；(5)滤波器，该滤波器的滤波频率范围
覆盖测量频率范围；(6)
数据采集系统，该数据采集系统具有双通道，并且采样率大于10倍被测宽带信号的最高频率，双通道的一致性不低于1％；(7)PXI控制器(或计算机)用于产生粉红噪声信号数据并开展后续的信号处理和分析。
[0039] 本发明基于粉红噪声的水听器灵敏度自由场宽带校准方法，包括以下步骤：
[0040] (1)发射换能器发射的电流噪声信号UI与水听器接收电压噪声信号U0和Ux需要在时域满足一一对应的关系。然而在实际测量过程中，由于发射换能器与水听器之间存在声程差，这导致了两组信号在时域上也存在时间延迟，因此，在进行FFT分析前需要将两组信号进行截取处理。因此为了保证两组被测量信号的对应关系，首先需要PXI控制器(或计算机)控制信号源发射
电信号，该电信号通过功率放大器激励发射换能器产生高频脉冲信号，通过高频脉冲信号来测量发射电流信号延时t0、采集系统触发延时t1以及发射换能器与被测水听器之间声程差产生的延时t2。
[0041] (2)通过发射高频单频脉冲信号，测量直达波与回波的延迟时间Δtd，根据不确定原理，延时时间域对应移动平均的窗宽度应满足Δfw×Δtd≤1。对于不同的水池，直达波和回波的延迟时间不同，需要对应不同的矩形窗。理论上讲，矩形窗带宽Δf越小，矩形窗移动平均的分辨
力越高，移动平均后越接近系统转移函数的实际转移阻抗，但是由于带宽Δf变小，窗内部的平均点数变少，移动平均效果变差，这就会导致系统的偏差变大，因此经过试验验证通常取0.8≤Δf×Δt≤1，此时的平均效果最好。
[0042] (3)计算机控制信号源发射测量所需的粉红噪声信号，粉红噪声的特点是其功率(能量)低频向高频不断衰减，曲线为1/f，通常表现为能量每倍频程下降3dB。而对于压电发射换能器而言，在远离发射器谐振频率段，其等效阻抗几乎为纯容型的，系统的转移函数是随频率变化的曲线，即与频率变
化成正比。由于粉红噪声与频率变化成反比，因此粉红噪声通过发射换能器发射后，其转移函数的宽带响应近似为一条相对平坦的曲线，这样，能够提高移动平均的测试精度。
[0043] 该粉红噪声信号为一个宽带信号，噪声信号的频带宽度应大于测量频带宽度，噪声信号带宽的上限和下限满足如下关系：
[0044]
[0045] (4)功率放大器通过电流电压取样器后输出发射电流噪声信号，水听器接收来自水下的噪声信号，电流噪声信号与电压噪声信号都经过前置放大器的前置放大和阻抗匹配后，输入到滤波器中进行低通滤波，低通滤波的意义在于可以消除高频噪声信号以及数据离散化后的混叠对测量产生的影响。
[0046] (5)数据采集器同步采集发射电流噪声信号UI与水听器接收到的开路电压噪声信号U0和Ux；由于宽带噪声信号具有随机性，为避免噪声信号随机性对测量带来的影响，需要多次采集发射电流噪声信号与水听器接收到的开路电压噪声信号，共采集n(n≥100)次。
[0047] (6)根据步骤(1)中测量得到的电流延迟时间t0、数据采集系统触发延迟时间t1、测量发射信号与水听器采集信号的延迟时间t2，对这n组信号进行截取，得到U0′1,U0′2,...,U0′n、Ux′1,Ux′2,...,Ux′n和UI′1,UI′2,...,UI′n，保证信号具有一一对应的关系。
[0048] (7)对接收到的信号进行FFT变换，并且对FFT变换后的n组信号在频域内进行平均，以消除频率分布不均匀对噪声信号产生的影响。
[0049] (8)经过处理之后的宽带噪声信号为随频率变化的发射电流与发射电压响应，但是由于发射噪声信号的时间较长，发射电流信号和发射电压信号中会夹杂着有限水域边界的反射信号，因此需要通过移动平均的方法将反射波消除。这里首先得到自由场噪声信号条件下系统转移阻抗的频率响应函数：
[0050]
[0051] 式中：Z(f)为噪声条件下系统的转移阻抗随频率变化的函数，FU(f)为截取后的接收噪声信号的FFT变换后的函数，FI(f)为截取后的发射电流噪声信号FFT变换后的函数，SI(f)为发射电流相应随频率变化的函数，M(f)为接收水听器的灵敏度随频率变化的函数，H(f)为系统传递函数，r0为发射换能器与接收水听器的距离。
[0052] (9)在理想自由场条件下，水听器接收到的信号没有水池边界反射的影响，此时传递函数的频率响应通常为1。但是在水池中进行测量时，由于受到水池边界反射的影响，此时转移函数的频率响通常不为1，是一个随频率和反射波而变化的函数。图1所示了只有直达声作用和在直达声与反射波共同作用下声波的归一化曲线，从曲线中可以看出，在直达声作用下，声波幅值的归一化曲线是一条随时间不变的直线，但是当叠加了反射波后，其是一条呈周期变化的曲线。对声场中的声波进行分析，换能器发射声波可以表示为：
[0053]
[0054] 式中：p(f,t)为声波声压的时间和频率函数，p0为水下距离发射换能器1m处的声压，r为水下与发射换能器声中心的距离。
[0055] 直达声和反射声可以表示为：
[0056]
[0057] 式中：pr为第i个反射波的声压，ri为第i个反射波的声程。
[0058] 考虑到有限空间中水听器接收来自直达声和反射声的信号，因此此时传递函数可以表示为：
[0059]
[0060] 式中：c为声波在水下的声速。
[0061] 对于在有限水域的转移阻抗频率响应函数Z(f)，由于存在混响作用，其反射波会导致叠加反射波后的转移阻抗围绕着自由场转移阻抗做周期性波动。此时若采用矩形窗对其进行移动平均处理，就可以得到消除反射波后的转移阻抗，如式(10)所示：
[0062]
[0063] 式中：Δfwi为第i个反射波所对应的矩形窗，Δtdi为第i个反射波所对应的反射波与直达波的时间延迟。
[0064] 这里令0.8≤(Δfi×Δti)≤1，经过本次移动平均之后，此时可以消除延迟时间为Δtdi的反射波对转移阻抗测量产生的影响，若经过多次移动平均后，也同样可以消除其他反射波对测量产生的影响，最终得到自由场条件下的转移阻抗的频率响应。
[0065] 图2为粉红噪声信号所对应的转移函数宽带信号经过矩形窗移动平均之后的传递函数频率响应曲线，从曲线中可以看出，在有限水域的边界反射的干扰下，传递函数不是自由场条件下的传递函数，但是经过移动平均处理后，系统的传递函数稳定在1附近(0dB)，其起伏不超过±0.3dB，说明能够很好地满足测量的要求。
[0066] (10)得到发射换能器与被测水听器的转移阻抗后，即可利用该转移阻抗采用自由场比较法完成水听器在噪声条件下灵敏度的宽带测量。
[0067] 本发明基于粉红噪声的水听器灵敏度自由场宽带校准装置由图3所示的仪器仪表构成，该系统包括：PXI控制器(上位机系统)、信号源、线性功率放大器、标准水听器、被测水听器、前置放大器、
数字滤波器、双通道PXI采集器等设备构成。
[0068] 整个测量有限水域中进行，要求线性功率放大器在测量频率范围内具有较为平坦的线性响应，前置放大器在整个频率范围内具有较好的相位一致性。
[0069] 整个校准系统由PXI控制器统一控制信号源的信号发射和数据采集系统的数据采集。通过高频脉冲信号来测量发射电流信号延时t0、采集系统触发延时t1以及发射换能器与被测水听器之间声程差产生的延时t2，反射波相对于直达声的延迟时间为Δtdi…Δtdn。但是根据实际情况，由于消声水池的吸声效果较好，反射不明显，水池的混响效应较小，因此这里取反射延迟时间为Δt1、Δt2，其他的反射基本可以忽略不计。
[0070] 由于测量频率带宽有限，因此在计算机中编制宽带粉红噪声，该噪声信号由计算机随机生成高斯白噪声，该高斯随机白噪声通过倍频程衰减滤波器(1/f)，产生粉红噪声，并由PXI控制器控制信号源发射相应的噪声信号，并通过功率放大器对信号进行线性放大，由发射换能器在有限水域中产生测量所需要的声信号。
[0071] 接收信号同步采集水听器的开路电压信号和经过电流取样器后的发射电流信号，为了消除噪声信号在频带内分布不均匀对系统宽带频率响应产生的影响，这里一共采集了100组宽带噪声信号。根据噪声信号的时间延迟对开路电压信号和发射电流信号进行截取，保证发射电流噪声信号与接收电压噪声信号为一一对应的关系。对两组截取后的信号做FFT变换得到响应的频谱，对100组信号在频域内进行相干平均。根据Δtdi…Δtdn计算得到相应的移动平均矩形矩形窗Δfwi...Δfwn，并利用矩形窗对平均后的信号在频域内进行移动平均处理，消除水池混响对宽带测量产生的影响，得到自由场条件下转移阻抗的宽带频率响应。
[0072] 利用相同的方法分别得到标准水听器和被测水听器的转移阻抗频率响应Zx(f)和Z0(f)，最终由式(11)得到被测水听器自由场的灵敏度，完成灵敏度的宽带测量。
[0073]
[0074] 整套装置除可应用于水听器校准外，还可用于其他换能器水声参数的测量，同时，该方法和装置不仅仅局限于消声水池，还可应用于混响水池、外场试验等场所测量换能器的宽带性能，具有较广泛的应用。
[0075] 上述对
实施例的描述是为便于本技术领域的普通技术人员能理解和应用本发明。熟悉本领域技术的人员显然可以容易地对上述实施例做出各种
修改，并把在此说明的一般原理应用到其他实施例中而不必经过创造性的劳动。因此，本发明不限于上述实施例，本领域技术人员根据本发明的揭示，对于本发明做出的改进和修改都应该在本发明的保护范围之内。
