技术领域
[0001] 本
发明与通信系统相关，并且尤其与通信系统的接收端的信道估计技术相关。
背景技术
[0002] 无线
信号在传递过程中难免会受到传输环境的影响及干扰。接收端必须评估出信道效应，例如因多重传播路径(multipath)产生的回波信号(echosignal)相对于主要信号的抵达时间，始能透过等化程序消除回波信号，进而正确解读接收到的数据。
[0003]
正交频分复用(orthogonal frequency-division multiplexing,OFDM)技术因具有
频谱利用率高、
硬件架构单纯等优点，近年来被广泛应用在无线通信系统中。图1呈现一OFDM接收端的局部
电路。模拟-数字转换器110负责将前端电路收到的
模拟信号转换为
数字信号。降取样电路120接着将该数字信号降取样为符合传送端所采用的符号率(symbol rate)。以下称降取样电路120的
输出信号为一接收信号。快速
傅立叶变换电路130负责产生该接收信号的频谱。如本发明技术领域中具有通常知识者所知，OFDM信号中的前导符号(pilot)会以特定
频率间隔被安插在部分副载波上，而接收端须将这些带有已知数据的前导符号撷取出来，做为评估信道效应的依据。为此，频谱撷取电路140会自接收信号的频谱中，撷取出载有前导符号的副载波的
能量，并将其他频率的能量设定为零。随后，快速傅立叶逆转换电路150负责对这个仅保留部分能量信息的频谱施以快速傅立叶逆转换，以产生一信道脉冲响应。信道估计电路160负责根据此信道脉冲响应产生回波信号信息，提供给均衡器170参考。接着，经均衡器170消除信道效应的等化后信号会被送往解映射电路180与解码电路190。
[0004] 由于频谱撷取电路140将未载有前导符号的副载波的能量设定为零，快速傅立叶逆转换电路150产生的信道脉冲响应中会出现镜像信号，且镜像信号的数量与前导符号出现的频率间隔相关。若每三个副载波中有一个副载波载有前导符号，除了一组真实信号，信道脉冲响应中还会出现两组镜像信号。假设实际的信道脉冲响应如图2A所示，包含三个在不同时间抵达接收端的真实信号，则快速傅立叶逆转换电路150输出的信道脉冲响应会如图2B所示，总共出现九个信号。图中的符号N代表快速傅立叶逆转换电路150采用的信号的时间长度。在与真实信号S1前后各自相距N/3的地方会分别出现一个镜像信号(S1’、S1”)。相似地，真实信号S2、S3的前后两侧也会各自有一个镜像信号(S2’、S2”、S3’、S3”)。也就是说，图2B中共有三个真实信号、六个镜像信号。另一方面，在三个真实信号中，有一个是透过主要路径传递来的主要信号，有两个是透过次要路径传递来的回波信号。主要信号与回波信号通常是用能量高低来区别。以图2B呈现的频谱来说，可定义信号S1为主要信号，而信号S2、S3为回波信号。
[0005] 实际上，在接收到如图2B所示的信道脉冲响应时，信道估计电路160没办法直接判断其中哪些是真实信号、哪些是镜像信号。因此，为便于说明，图2B被重绘为图3A并重新标示信号名称。因前导符号出现的频率间隔为已知数，真实信号与其镜像信号的间距是可预先得知的。假设已知该间距为N/3，信道估计电路160可初步判断，能量大小相似且间距为N/3的信号S1a、S1b、S1c中有一个是真实信号、另外两个是镜像信号。相似地，信号S2a、S2b、S2c中有一个真实信号，且信号S3a、S3b、S3c中有一个真实信号。
[0006] 均衡器170需要的信息主要是信号透过主要路径与次要路径抵达接收端的相对时间差异，而非绝对时间。因此，信道估计电路160可自三个能量最强的信号S1a、S1b、S1c中任选出一个信号，视为透过主要路径传递来的真实的主要信号，并自信号S2a、S2b、S2c中找出一个透过次要路径传递来的真实的回波信号、自信号S3a、S3b、S3c中找出另一个透过次要路径传递来的真实的回波信号。以信道估计电路160选出信号S1b做为真实的主要信号为例，图3B～图3J呈现出九种可能的回波信号组合；信道估计电路160必须判断哪一种回波信号组合才是正确的。
[0007] 现行的一种技术方案是令信道估计电路160将九种可能的回波信号组合逐一提供给后续电路，让均衡器170、解映射电路180与解码电路190针对每一种回波信号组合都产出一套解码结果，最后再根据这些解码结果的位错误率(bit error rate,BER)来判断哪一种回波信号组合最正确。这种做法的缺点在于必须逐一测试每一种回波信号组合，并且必须等到解码完成后才能判定回波信号组合的正确性，除了相当耗时，亦需投入大量运算资源。
发明内容
[0008] 为解决上述问题，本发明提出一种新的信道估计装置及信道估计方法。
[0009] 根据本发明的一具体
实施例为一种信道估计装置，其中包含一候选延迟量产生电路、一无限脉冲响应
滤波器、一权重产生电路、一评价产生电路，以及一选择电路。该候选延迟量产生电路是用以根据一接收信号的一信道脉冲响应找出对应于多个候选回波信号的多个候选延迟量，并且每次自该多个候选延迟量中选出一
选定候选延迟量。该
无限脉冲响应滤波器是用以提供邻近于该选定候选延迟量的M种延迟量，并根据该M种延迟量与M个权重对该接收信号施以一无限脉冲响应滤波程序，以产生一过滤后信号以及该过滤后信号对应于该M种延迟量的M个延迟后信号，其中M为大于一的正整数。该权重产生电路是用以针对每一个候选延迟量，根据该过滤后信号与该M个延迟后信号，
迭代产生新的M个权重，并
请求该无限脉冲响应滤波器根据该新的M个权重再次进行该无限脉冲响应滤波程序。该评价产生电路是用以针对每一个选定候选延迟量，于一迭代终止条件成立时，根据最新的M个权重计算一评价。该选择电路是用以根据该等评价，自该多个候选回波信号中选出一个或多个真实回波信号，并据此产生一回波信号信息。
[0010] 根据本发明的另一具体实施例为一种信道估计装置，其中包含一候选延迟量产生电路、一延迟电路、一权重产生电路、一评价产生电路，以及一选择电路。该候选延迟量产生电路是用以根据一接收信号的一信道脉冲响应找出对应于多个候选回波信号的多个候选延迟量，并且每次自该多个候选延迟量中选出一选定候选延迟量。该延迟电路是用以提供邻近于该选定候选延迟量的M种延迟量，为该接收信号产生相对应的M个延迟后信号，其中M为大于一的正整数。该权重产生电路是用以针对每一个选定候选延迟量，根据该接收信号与该M个延迟后信号，迭代产生新的M个权重。该评价产生电路是用以针对每一个选定候选延迟量，于一迭代终止条件成立时，根据该权重产生电路产生的最新的M个权重计算一评价。该选择电路是用以根据该等评价，自该多个候选回波信号中选出一个或多个真实回波信号，并据此产生一回波信号信息。
[0011] 根据本发明的另一具体实施例为一种信道估计方法。首先，根据一接收信号的一信道脉冲响应，对应于多个候选回波信号的多个候选延迟量被找出。每次该多个候选延迟量中的一候选延迟量被选出，做为一选定候选延迟量，并且进行下列步骤：(1)提供邻近于该选定候选延迟量的M种延迟量(M为大于一的正整数)；(2)根据该M种延迟量与M个权重对该接收信号施以一无限脉冲响应滤波程序，以产生一过滤后信号以及该过滤后信号对应于该M种延迟量的M个延迟后信号；(3)根据该过滤后信号与该M个延迟后信号，迭代产生新的M个权重，并令步骤(2)与步骤(3)根据该新的M个权重被重新执行；以及(4)于一迭代终止条件成立时，根据最新的M个权重计算一评价。随后，根据该等评价，一个或多个真实回波信号自该多个候选回波信号中被选出，且一回波信号信息据此被产生。
[0012] 根据本发明的另一具体实施例为一种信道估计方法。首先，根据一接收信号的一信道脉冲响应，对应于多个候选回波信号的多个候选延迟量被找出。每次该多个候选延迟量中的一候选延迟量被选出，做为一选定候选延迟量，并且进行下列步骤：(1)提供邻近于该选定候选延迟量的M种延迟量，并为该接收信号产生相对应的M个延迟后信号(M为大于一的正整数)；(2)根据该接收信号与该M个延迟后信号，迭代产生新的M个权重；以及(3)于一迭代终止条件成立时，根据最新的M个权重为该选定候选延迟量计算一评价。随后，根据该等评价，一个或多个真实回波信号自该多个候选回波信号中被选出，且一回波信号信息据此被产生。
[0013] 关于本发明的优点与精神可以藉由以下发明详述及所
附图式得到进一步的了解。
附图说明
[0014] 图1呈现一正交频分复用接收端的局部电路。
[0015] 图2A呈现一种仅显示真实信号的信道脉冲响应范例；图2B呈现包含真实信号与镜像信号的信道脉冲响应范例。
[0016] 图3A为一信道脉冲响应的示意图；图3B～图3J呈现对应于同一个信道脉冲响应的多种信号组合。
[0017] 图4呈现能应用于根据本发明的实施例中的无限脉冲响应滤波器的功能方
块图。
[0018] 图5为根据本发明的一实施例中的信道估计装置的功能方块图。
[0019] 图6为根据本发明的一实施例中的权重产生电路的范例。
[0020] 图7为根据本发明的一实施例中的评价产生电路的范例。
[0021] 图8为根据本发明的另一实施例中的权重产生电路的范例。
[0022] 图9为根据本发明的信道估计装置进一步包含一切换电路的示意图。
[0023] 图10为根据本发明的另一实施例中的信道估计装置的功能方块图。
[0024] 图11为根据本发明的一实施例中的信道估计方法的
流程图。
[0025] 图12为根据本发明的另一实施例中的信道估计方法的流程图。
[0026] 须说明的是，本发明的图式包含呈现多种彼此关联的功能性模块的功能方块图。该等图式并非细部电路图，且其中的
连接线仅用以表示信号流。功能性元件及/或程序间的多种互动关系不一定要透过直接的电性连结始能达成。此外，个别元件的功能不一定要如图式中绘示的方式分配，且分布式的区块不一定要以分布式的
电子元件实现。
[0027] 符号说明
[0028] 110：模拟-数字转换器 120：降取样电路
[0029] 130：
快速傅立叶变换电路 140：频谱撷取电路
[0030] 150：快速傅立叶逆转换电路 160：信道估计电路
[0031] 170：均衡器 180：解映射电路
[0032] 190：解码电路 S1、S2、S3：真实信号
[0033] S1’、S2’、S3’、S1”、S2”、S3”：镜像信号
[0034] S1a、S1b、S1c、S2a、S2b、S2c、S3a、S3b、S3c：信号
[0035] 400：无限脉冲响应滤波器 410：加法电路
[0036] 420：延迟电路 430：加权电路
[0037] 440：加总产生电路 L1、L2、…、LM：延迟元件
[0038] 500：信道估计装置 510：候选延迟量产生电路
[0039] 520：权重产生电路 530：评价产生电路
[0040] 540：选择电路 521：相关性计算电路
[0041] 522：乘法电路 523：加法电路
[0042] 531：计数电路 532：平方和计算电路
[0043] 524：第一运算电路 525：第二运算电路
[0044] 526：转置电路 527：向量乘法电路
[0045] 528：乘法电路 529：加法电路
[0046] 550：切换电路 1000：信道估计装置
[0047] 1010：候选延迟量产生电路 1020：权重产生电路
[0048] 1030：评价产生电路 1040：选择电路
[0049] S1101～S1111：流程步骤 S1201～S1210：流程步骤
具体实施方式
[0050] 根据本发明的一实施例为一种包含一无限脉冲响应(infinite impulse response,IIR)滤波器的信道估计装置，并且是根据该无限脉冲响应滤波器所采用的权重系数来判断回波信号的真伪。以下首先介绍该实施例中的无限脉冲响应滤波器如何运作。
[0051] 请参阅图4。无限脉冲响应滤波器400包含一加法电路410、一延迟电路420、一加权电路430，以及一加总电路440。以符号k代表一取样索引，无限脉冲响应滤波器400的
输入信号与输出信号分别是接收信号y[k]与加法电路410产生的过滤后信号z[k]。
[0052] 延迟电路420包含M个延迟元件L1、L2、…、LM(M为大于一的整数)。根据延迟电路420接收到的概略延迟量D，延迟元件L1、L2、…、LM于各自的输出端提供的延迟量分别是(D+d1)、(D+d2)、…、(D+dM)，其中的符号d1、d2、…dM代表M个接近或等于零的不同数值。因此，延迟元件L1、L2、…、LM会为过滤后信号z[k]产生M个延迟量相近但各不相同的延迟后信号：z[k-(D+d1)]、z[k-(D+d2)]、…、z[k-(D+dM)]。为便于说明，图4与后续实施例主要以M为等于八的情况为例，且假设数值d1、d2、…d8为由小到大的连续八个整数：-3、-2、…、4。该等延迟后信号被统一表示为z[k-(D+m)]，其中的符号m代表数值d1、d2、…、dM中的一数值，在这个范例中也就是一个范围在-3到4之间的整数索引。本领域的技术人员可理解，本发明的范畴不以此假设为限。
[0053] 加权电路430对延迟后信号z[k-(D+m)]施以权重wm，并总共产生八个加权后信号。随后，该等加权后信号被提供至加总电路440加总，再传递给加法电路410做为其输入信号之一。加法电路410自接收信号y[k]减去该加总结果，以产生过滤后信号z[k]。综上所述，接收信号y[k]与过滤后信号z[k]的关系可被归纳为：
[0054]
[0055] 由式一可看出，无限脉冲响应滤波器400的作用为自接收信号y[k]中滤除该八个加权后信号的总和。此外，藉由选定适当的概略延迟量D与权重wm，便能控制要滤除何种信号。由于延迟元件L1～L8所提供的延迟量都接近或等于概略延迟量D，将该八个加权后信号相加可以被视为内插产生一个相对于过滤后信号z[k]大致具有概略延迟量D的待滤除信号。
[0056] 以下说明如何将无限脉冲响应滤波器400应用在本发明的信道估计装置中。
[0057] 图5为根据本发明的一实施例中的信道估计装置的功能方块图。信道估计装置500是用以根据一接收信号及其信道脉冲响应来产生回波信号信息，供频域均衡器或时域均衡器使用。实务上，信道估计装置500可配合各种需要侦测回波信号真伪的系统，例如但不限于因对接收信号的频谱进行补零而产生镜像信号的OFDM接收端。如图5所示，除了无限脉冲响应滤波器400，信道估计装置500还包含一候选延迟量产生电路510、一权重产生电路520、一评价产生电路530，以及一选择电路540。
[0058] 首先，候选延迟量产生电路510会根据接收信号y[k]的信道脉冲响应(例如由图1中的快速傅立叶逆转换电路150所产生者)找出对应于多个候选回波信号的多个候选延迟量。以图3(A)所示的信道脉冲响应为例，候选延迟量产生电路510可选择信号S1b做为主要信号，并选择信号S2a、S2b、S2c、S3a、S3b、S3c做为候选回波信号。这六个候选回波信号各自在时间轴上与信号S1b的距离(亦即与主要信号S1b抵达接收端的相对时间差异)便是六个候选延迟量D2a、D2b、D2c、D3a、D3b、D3c。候选延迟量产生电路510会将这六个候选延迟量转换为以取样索引k为单位，每次提供一个候选延迟量给无限脉冲响应滤波器400，做为其概略延迟量D。
[0059] 如图5所示，无限脉冲响应滤波器400所采用的权重wm是由权重产生电路520提供。针对每一个候选延迟量，评价产生电路530会根据权重产生电路520提供给无限脉冲响应滤波器400的权重wm产生一个评价E。更具体地说，在无限脉冲响应滤波器400采用候选延迟量D2a做为其概略延迟量D的情况下，权重产生电路520会迭代产生一组相对应的权重wm，而评价产生电路530会根据该组权重wm产生一个评价E2a。依此类推，候选延迟量D2a、D2b、D2c、D3a、D3b、D3c会各自有一个评价E2a、E2b、E2c、E3a、E3b、E3c(以下通称为评价E)。随后，选择电路540会根据评价E2a、E2b、E2c、E3a、E3b、E3c来判断这六个候选回波信号中哪两个是真实信号、哪四个是镜像信号，以下分述各电路的详细运作方式。
[0060] 根据最小均方(least mean square,LMS)
算法运作的权重产生电路520可预先设定一个目标，并透过迭代程序多次调整权重wm来达成该目标。举例而言，为了分辨哪一个候选回波信号才是真的回波信号，于一实施例中，权重产生电路520将迭代调整权重wm的目标设定为「最小化过滤后信号z[k]的能量」(原因容后详述)，并据此定义一成本函数如下：
[0061]
[0062] 其中的符号n表示一迭代次数索引，符号wn,m代表对应于第n次迭代的权重wm。以符号m代表一个范围在-3到4之间的整数索引来说，权重产生电路520会进行八组迭代程序、产生八个权重。
[0063] 根据最小均方算法的概念，分别以各个权重wn,m做为偏导数对成本函数 施以偏微分，可推导出一表达式(式四)，用来迭代产生令成本函数 最小化的权重wn,m：
[0064]
[0065]
[0066] 其中符号μ表示最小均方算法中的一个可调参数，可由电路设计者根据经验选定。
[0067] 图6呈现一个根据式四实现的权重产生电路520的功能方块图，其中包含一相关性计算电路521、一乘法电路522、一加法电路523，以及一缓存器(未绘示)。在第n次迭代运算中，相关性计算电路521负责分别计算过滤后信号z[k]与各个延迟后信号z[k-(D+m)]的相关性，以产生八个相关性计算结果rn,-3、rn,-2、…、rn,4。乘法电路541负责将相关性计算结果rn,m与参数2μ相乘。接着，加法电路542负责将各个相乘结果与相对应的先前权重wn,m(被储存在缓存器中)相加，以产生新的权重wn+1,m。新的权重wn+1,m也可以被存入上述缓存器，做为下一次迭代运算中的先前权重使用。
[0068] 实务上，因权重产生电路520会迭代式地持续调整权重wn,m，权重wn,m的初始值(n＝0)不需以特定数值为限。此外，新权重wn+1,m可被提供至图5中的无限脉冲响应滤波器400，再次对同一段接收信号y[k]施加滤波程序，以产生新的过滤后信号z[k]，做为权重产生电路
520下一次计算新权重wn+2,m的依据。
[0069] 图7呈现评价产生电路530的一个内部功能方块图范例，其中包含一计数电路531与一平方和计算电路532。计数电路531负责计算权重产生电路520已进行的迭代次数，并于一迭代终止条件(例如迭代次数索引n达到一预设值N)成立时，请求平方和计算电路532计算最新的八个权重(wN,-3、wN,-2、…、wN,4)的平方和，做为目前这个候选延迟量的评价E。
[0070] 如先前所述，权重产生电路520是以「最小化过滤后信号z[k]的能量」为目标来决定迭代产生权重wn,m的表达式。如果无限脉冲响应滤波器400目前采用的概略延迟量D是对应于一个真实的回波信号，理论上，权重产生电路520经过一段时间的迭代运算便能找出适当的八个权重wn,m，供无限脉冲响应滤波器400将该真实回波信号自接收信号y[k]中滤除。相对地，如果无限脉冲响应滤波器400目前采用的概略延迟量D是对应于一个镜像回波信号，由于该候选延迟量D指出的时间点实际上并不存在真实信号，权重产生电路520经过迭代运算找出的权重wn,m并不能达到自接收信号y[k]中滤除回波信号的效果。
[0071] 相较于利用镜像信号贡献的候选延迟量做为概略延迟量D算出的权重wn,m，利用真实回波信号贡献的候选延迟量做为概略延迟量D算出的权重wn,m会具有较大的绝对值。因此，评价E愈高的候选回波信号愈可能是真实回波信号，而评价E愈低的候选回波信号愈可能是镜像信号。
[0072] 于另一实施例中，图7中的平方和计算电路532可被替换为一绝对值总和计算电路，计算八个权重的绝对值总和做为评价E。
[0073] 选择电路540中可设置一
存储器(未绘示)，暂存各个候选延迟量的评价E。选择电路540会根据该等评价E自多个候选回波信号中选出一个或多个真实回波信号，并据此产生一回波信号信息。以图3(A)所示的信道脉冲响应为例，假设已选择信号S1b做为主要信号，选择电路540可选出评价E2a、E2b、E2c中最高的一个评价所对应的候选回波信号，视为真实回波信号，并将另外两个信号视为镜像信号。相似地，选择电路540可选出评价E2a、E2b、E2c中最高的一个评价所对应的候选回波信号，视为真实回波信号，并将另外两个信号视为镜像信号。
[0074] 实务上，上述权重产生电路520、评价产生电路530与选择电路540可被实现为固定式及/或可程序化数字
逻辑电路，包含可程序化
逻辑门阵列、特定应用集成电路、微
控制器、
微处理器、数字
信号处理器。此外，选择电路540产生的回波信号信息可包含但不限于信道长度，以及各个真实回波信号与主要信号的抵达时间差异。
[0075] 由以上说明可看出，不同于先前技术，信道估计装置500不需要动用均衡器、解映射电路与解码电路等后续电路便可判断出回波信号的真伪。此外，信道估计装置500须进行的测试数量为可能的回波信号数量，少于先前技术须进行的测试数量(为可能的信号组合数量)。以图3(A)所示的信道脉冲响应为例，先前技术须进行的测试数量为九，而信道估计装置500须进行的测试数量为六。显然，信道估计装置500能有效达成节省运算时间与运算资源的效果。
[0076] 须说明的是，权重产生电路520用来迭代产生权重wn,m的表达式有其他可能性，不以式四为限。于另一实施例中，权重产生电路520将迭代产生权重wn,m的目标设定为「最小化回波信号间的相关性的能量总和」，并据此定义一成本函数如下：
[0077]
[0078] 其中的符号j代表一个范围在-3到4之间的整数索引，而符号en,j的定义为：
[0079]
[0080] 其中的符号x[k]代表传送端发出的原始信号x的第k个取样，符号a、θk、Δ分别代表一回波信号相对于原始信号x的振幅放大倍率、
相位偏移量和抵达时间偏移量。
[0081] 相似地，根据最小均方算法的概念，分别以各个权重wn,m做为偏导数对成本函数施以偏微分，可得到：
[0082]
[0083] 式七可被简化表示为：
[0084]
[0085] 其中的向量 (符号en,j的详细定义可参照式六)，而向量 为[∑k(z[k-(D+m)]*z*[k-(D-3)])…∑k(z[k-(D+m)]*z*[k-(D+4)])]。
[0086] 根据上述推导结果，利用下列表达式迭代更新权重wn,m，便可逐步令式五及式六定义的成本函数 被最小化：
[0087]
[0088] 假设原始信号x中的前后段信号在时间上不具相关性且平均值为零。此外，亦假设噪声信号的平均值亦为零。经过一段时间的累积之后，向量 中的某几个项次的累加值会趋近于零，向量 可被进一步简化为：
[0089] [∑kz[k]*z*[k-(D-3)]…∑kz[k]*z*[k-(D+4)]]。(式十)
[0090] 图8呈现一个根据式九与式十实现的权重产生电路520的功能方块图，其中包含一第一运算电路524、八个第二运算电路525、一转置电路526、一向量乘法电路527、一乘法电路528、一加法电路529，以及一缓存器(未绘示)。在第n次迭代运算中，第一运算电路524是用以实现对应于式十的计算程序，亦即产生向量 提供给向量乘法电路527。八个第二运算电路525分别负责产生向量 为避免图面过于复杂，图8仅呈现负责产生 的第二运算电路525的细部结构。转置电路526负责将向量
分别转置，以产生八个转置向量 向量乘法电路527是用以将向量
各自与转置向量 相乘。乘法电路528负责将向量乘法电路527
的输出信号各自乘以一特定参数2μ(符号μ表示最小均方算法中的一个可调参数，可由电路设计者根据经验选定)。加法电路529负责将各个相乘结果与相对应的先前权重wn,m(被储存在缓存器中)相加，以产生新的权重wn+1,m。如图5所示，权重产生电路520运算时需要的过滤后信号z[k]与延迟后信号z[k-(D+m)]是由无限脉冲响应滤波器400提供。
[0091] 相较于图6呈现的权重产生电路520，图8呈现的权重产生电路520是采用较复杂的计算程序。相同的是，两种权重产生电路520产生的权重皆可做为评价产生电路530为各候选延迟量产生评价E的依据。
[0092] 于一实施例中，信道估计装置500如图9所示，进一步包含一切换电路550，用以在不同模式间切换无限脉冲响应滤波器400的功能。在需要进行信道估计时，切换电路550会将候选延迟量产生电路510提供给无限脉冲响应滤波器400，做为其概略延迟量D。如同先前所介绍的，无限脉冲响应滤波器400可被用以协助产生回波信号信息。在信道估计装置500已完成信道估计后，若需要对接收信号施以时域等化程序，切换电路550便可改将选择电路540已确认为正确的回波信号延迟量提供给无限脉冲响应滤波器400，做为其概略延迟量D。
在这个情况下，无限脉冲响应滤波器可做为一时域均衡器，对接收信号y[k]施以时域等化程序，过滤后信号z[k]即为可供后续电路使用的等化后信号。易言之，无限脉冲响应滤波器
400可与时域均衡器共享电路，藉此降低硬件成本。
[0093] 须说明的是，利用无限脉冲响应滤波器进行时域等化程序的技术细节为本领域的技术人员所知，于此不赘述。此外，除了无限脉冲响应滤波器400，该时域均衡器可被设计为进一步包含其他电路，例如但不限于一有限脉冲响应(finite impulse response,FIR)滤波器。
[0094] 根据本发明的另一具体实施例为一种信道估计装置，其功能方块图如图10所示，其中包含一候选延迟量产生电路1010、一权重产生电路1020、一评价产生电路1030、一选择电路1040，以及一延迟电路1050。候选延迟量产生电路1010的功能与图5中的候选延迟量产生电路510相同，亦即负责根据信道脉冲响应找出对应于多个候选回波信号的多个候选延迟量(例如选择信号S1b做为主要信号，找出六个候选延迟量D2a、D2b、D2c、D3a、D3b、D3c)。以下分述其他电路的运作方式。
[0095] 延迟电路1050与图5中的延迟电路420大致相同，主要差异在于送入延迟电路1050的信号为接收信号y[k]。根据接收到的概略延迟量D，延迟电路1050会为接收信号y[k]产生八个延迟量相近但各不相同的延迟后信号：y[k-(D-3)]、y[k-(D-2)]、…、y[k-(D+4)]。
[0096] 权重产生电路1020与图5中的权重产生电路520大致相同，主要差异在于送入权重产生电路1020的信号为接收信号y[k]与其延迟后信号：y[k-(D-3)]、y[k-(D-2)]、…、y[k-(D+4)]。更具体地说，只要将图6或图8中的过滤后信号z[k]替换为接收信号y[k]，并将各延迟后信号z[k-(D+m)]替换为延迟后信号y[k-(D+m)]，即可实现权重产生电路1020。针对每一个候选延迟量，权重产生电路1020会迭代计算出一组权重wn,m，其计算方式可被归纳为一个类似式四的表达式：
[0097]
[0098] 实务上，为令比较
基础一致，各个候选延迟量的权重wn,m的初始值(n＝0)可被设定为相同，但不需以特定数值为限。须说明的是，不同于图5中会将新权重wn+1,m反馈至无限脉冲响应滤波器400的权重产生电路520，权重产生电路1020产生的新权重wn+1,m并不会被反馈给其他电路使用。每一次进行新的迭代计算时，权重产生电路1020可以取用对应于不同取样索引k的接收信号y[k]及其延迟后信号y[k-(D+m)]来产生新的权重wn+1,m。
[0099] 于一迭代终止条件(例如迭代次数索引n达到一预设值N)成立时，评价产生电路1030便会根据最新的权重wn,m为延迟电路1050目前采用的候选延迟量计算出一个评价E。相似地，评价产生电路1030的内部电路可与图7呈现的评价产生电路530相同，亦即计算该组权重wn,m的平方和或绝对值总和。
[0100] 相似地，评价产生电路1030计算出的评价E愈高，代表一个候选回波信号愈可能是真实的回波信号。选择电路1040中可设置一存储器(未绘示)，暂存各个候选延迟量的评价，并根据该等评价，自多个候选回波信号中选出一个或多个真实回波信号，据此产生一回波信号信息。
[0101] 如同信道估计装置400，信道估计装置1000亦不需要动用均衡器、解映射电路与解码电路等后续电路便可判断出回波信号的真伪，能有效达成节省运算时间与运算资源的效果。
[0102] 相似地，如有需要，信道估计装置1000中的延迟电路1050也可以被时域均衡器共享，以达成节省硬件成本的好处。
[0103] 根据本发明的另一具体实施例为一种信道估计方法，其流程图是绘示于图11。首先，步骤S1101为根据一接收信号的一信道脉冲响应找出对应于P个候选回波信号的P个候选延迟量(P为大于一的整数)。步骤S1102为将一整数索引i设定为等于1。步骤S1103为将第i候选延迟量设定一概略延迟量。其次，步骤S1104为提供邻近于该概略延迟量的M种延迟量(M为大于一的正整数)。步骤S1105为根据该M种延迟量与M个权重对该接收信号施以一无限脉冲响应滤波程序，以产生一过滤后信号以及该过滤后信号对应于该M种延迟量的M个延迟后信号。步骤S1106则是根据该过滤后信号与该M个延迟后信号，产生新的M个权重。步骤S1107为判断更新该M个权重的迭代次数是否已达到一预设值。若步骤S1107的判断结果为否，则步骤S1105～S1107被再次执行。若步骤S1107的判断结果为是，则步骤S1108被执行，亦即根据目前最新的M个权重计算一第i评价。接着，步骤S1109为判断整数索引i是否已增加至等于数值P。若步骤S1109的判断结果为否，则步骤S1110被执行，亦即将整数索引i提高，并令步骤S1103～S1109被再次执行。若步骤S1109的判断结果为是，则步骤S1111被执行，亦即根据先前产生的P个评价，自该P个候选回波信号中选出一个或多个真实回波信号，并据此产生一回波信号信息。
[0104] 本领域的技术人员可理解，先前在介绍信道估计装置500时描述的各种操作变化亦可应用至图11中的信道估计方法，其细节不再赘述。
[0105] 根据本发明的另一具体实施例为一种信道估计方法，其流程图是绘示于图12。首先，步骤S1201为根据一接收信号的一信道脉冲响应找出对应于P个候选回波信号的P个候选延迟量(P为大于一的整数)。步骤S1202为将整数索引i设定为等于1。步骤S1203为将第i候选延迟量设定一概略延迟量。其次，步骤S1204为提供邻近于概略延迟量的M种延迟量，为接收信号产生相对应的M个延迟后信号(M为大于一的正整数)。随后，步骤S1205为根据该接收信号与该M个延迟后信号，产生新的M个权重。步骤S1206为判断更新该M个权重的迭代次数是否已达到一预设值。若步骤S1206的判断结果为否，则步骤S1205～S1206被再次执行。若步骤S1206的判断结果为是，则步骤S1207被执行，亦即根据目前最新的M个权重计算一第i评价。步骤S1208为判断整数索引i是否已增加至等于数值P。若步骤S1208的判断结果为否，则步骤S1209被执行，亦即将整数索引i提高，并令步骤S1203～S1208被再次执行。若步骤S1208的判断结果为是，则步骤S1210被执行，亦即根据先前产生的P个评价，自该P个候选回波信号中选出一个或多个真实回波信号，并据此产生一回波信号信息。
[0106] 本领域的技术人员可理解，先前在介绍信道估计装置1000时描述的各种操作变化亦可应用至图12中的信道估计方法，其细节不再赘述。
[0107] 藉由以上较佳具体实施例的详述，是希望能更加清楚描述本发明的特征与精神，而并非以上述所揭露的较佳具体实施例来对本发明的范畴加以限制。相反地，其目的是希望能涵盖各种改变及具相等性的安排于本发明所欲
申请的
权利要求书的范畴内。此外，本揭露书中的数学表示式是用以说明与本发明的实施例相关的原理和逻辑，除非有特别指明的情况，否则不对本发明的范畴构成限制。本领域的技术人员可理解，有多种技术、多种电路组态和元件可实现该等数学式所对应的物理表现形式。
