技术领域
[0001] 本
发明涉及大功率AC/DC变换领域，特别涉及一种基于电流源变流器的大功率电动汽车充电装置及控制方法。
背景技术
[0002] 随着
能源、环境问题的日益突出和技术的不端发展，具有高效、节能、环保等优点的电动汽车引起了人们的广泛关注。而电动汽充电装置作为电动汽车最为重要的配套设施，成为国内外的研究热点。
[0003] 目前广泛应用的大功率电动汽车充电装置通常采用双级式结构，前级为三相
二极管不控整流
电路，后级为输入
串联、输出并联隔离型DC/DC变换电路。上述充电装置结构及控制简单，但功率因数不可控，且会产生大量谐波，对
电网的安全稳定运行造成影响。为此，目前的多数研究方案使用
电压源型PWM整流电路，如级联H桥、MMC等作为电动汽车充电装置的前级。以电压源型
整流器为前级的大功率电动汽车充电装置结构及控制可靠，运行方式灵活，相关研究与应用已经较为成熟。然而，这种充电装置也存在诸多缺点，前级后级的结构均需要大量
电解电容，体积大、重量大、成本高；级联H桥、MMC结构复杂，电压、电流保护十分繁琐，且需要均压控制，一定程度上降低了装置的可靠性。
[0004] 而另一方面，电流源型变流器因具有控制简单、天然抗
短路以及四象限运行等优势而被广泛应用于中压大功率场合。为降低
开关损耗，保证系统效率，大功率电流源变流器的开关
频率一般设置在几百赫兹，在极低开关频率下，特定谐波消除(SHE)调制方法因其优良的谐波特性而被广泛应用。然而，传统的SHE调制方法开关
角度及固定，可用于控制的
自由度较少，这制约了电流源变流器在大功率场合的进一步应用。
发明内容
[0005] 本发明的目的是为了克服
现有技术中的不足，提供一种基于电流源的新型大功率电动汽车充电装置及控制方法，该电动汽车充电装置采用前级电流源型整流器，后级输入串联输出并联谐振式双有源桥的拓扑结构；前级利用电流源型整流器可变调制比的特定谐波消除调制法直接控制后级的输出直流电压，后级对谐振式双有源桥进行载波移相控制。相比较于现有形式的电动汽车充电装置，拓扑结构及控制均大大简化，体积、重量和成本大幅降低，系统可靠性进一步增强。
[0006] 本发明的目的是通过以下技术方案实现的：
[0007] 一种基于电流源的大功率电动汽车充电装置，其拓扑结构具体分为前后两级，前级为电流源型整流器(CSR)，后级为输入串联输出并联的谐振式双有源桥(ISOP-DAB)，所述CSR由六个
门极换流晶闸管组成三相全桥，三相全桥的交流侧经过CL
滤波器接至公共连接点PCC后与三相电网交换功率，直流侧串联直流平波电感后与ISOP-DAB的高压侧相连；所述ISOP-DAB由三个谐振式双有源桥在一端串联作为后级高压
输入侧，另一端并联作为后级低压
输出侧，后级高压输入侧与前级CSR的直流侧相连，后级低压输出侧并联后经过直流滤波电容与负载相连；所述谐振式双有源桥由两个H桥与高频隔离
变压器组成，H桥是由四个绝缘栅双极型晶体管(IGBT)组成的单相全桥结构，其中，后级高压输入侧的H桥在直流侧接有直流滤波电容，交流侧经过第一谐振电容与高频隔离变压器的原边相连，与高频隔离变压器的漏感形成谐振回路；高频隔离变压器的副边经过第二谐振电容与后级低压输出侧H桥的交流侧相连，同样形成谐振回路；后级低压输出侧H桥的直流侧直接与其他谐振式双有源桥的低压输出侧的H桥直流侧并联。
[0008] 一种大功率电动汽车充电装置控制方法，CSR直接控制后级ISOP-DAB低压侧输出侧直流电压，ISOP-DAB用基于载波移相的方波控制减小
输出电压的纹波，具体步骤如下：
[0009] (1)在每个
采样周期开始时，利用采样电路采集电网的
三相电压VPCC以及ISOP-DAB低压侧输出直流电压Vdc；三相电网电压VPCC经过
锁相环PLL产生电网电
压实时
相位θg；
[0010] (2)所采直流电压Vdc与直流电压参考Vdc_ref相减后作为反馈量，经过比例积分(PI)
控制器得到CSR所需的调制比ma；
[0011] (3)利用所得调制比ma得到调制比可变特定谐波消除调制所需开关角度θ1～θ10；
[0012] (4)将所得电网电压实时相位θg以及开关角度θ1～θ10输入CSR的PWM调制，产生相应的门极控制
信号G1～G6，用于控制前级CSR门极换流晶闸管的开通与关断；
[0013] (5)后级ISOP-DAB采用基于载波移相的方波电压控制。
[0014] 进一步的，步骤(3)中的调制比可变特定谐波消除调制开关角度的产生包括以下步骤：
[0015] (301)采用9脉波调制比可变特定谐波消除调制，θ1～θ4为自由角度，θ6～θ10由θ1～θ4以及旁路脉冲宽度θ0可通过自由角度θ1～θ4通过下式得到：
[0016]
[0017] (302)将步骤(2)所得调制比ma以及式(1-1)代入下式，利用
迭代求解即可得到开关角度θ1～θ10：
[0018]
[0019] 其中，θk即代表θ1～θ10中的第k个开关角度，k＝1～10。
[0020] 进一步的，步骤(5)中的基于载波移相的方波电压控制包括以下步骤：
[0021] (501)依据所用第一谐振电容以及高频隔离变压器的漏感确定方波
控制信号的频率fsw:
[0022]
[0023] 其中第一谐振电容的电容值为Cr1，高频隔离变压器的漏感为Lr1；
[0024] (502)ISOP-DAB每个谐振式双有源桥输入端和输出端的H桥使用完全相同的占空比为0.5的方波控制信号；
[0025] (503)每个H桥上桥臂两个IGBT的方波控制信号相同，下桥臂两个IGBT的方波控制信号相同，但上桥臂与下桥臂的方波控制信号在相位上相差180°，且存在死区；
[0026] (504)三个谐振式双有源桥之间的方波控制信号在相位上相差120°。
[0027] 与现有技术相比，本发明的技术方案所带来的有益效果是：
[0028] 1.本发明中的电动汽车充电装置前级采用大功率电流源型整流器，相比较于目前广泛应用的级联H桥或MMC整流器，节省了大量大容量电解电容，这意味着装置体积、重量和成本的大大下降。
[0029] 2.本发明所提出的电动汽车充电装置控制十分简单，其后级采用输入串联输出并联的谐振式双有源桥，可自动均压，无需控制，因此，整个电动汽车充电装置仅用一个直流电压控制即可，大大简化了控制结构，有益于提高装置的可靠性。
[0030] 3.本发明所提出的电动汽车充电装置前级采用了大功率电流源型变流器，具有天然的抗短路能
力，使得系统的抗故障能力大大增强。且前级采用大功率电流源型整流器，也避免了级联H桥或MMC复杂的启动问题，整个系统无需启动控制，可直接启动。
[0031] 4.前级大功率电流源型变流器采用了调制比可调的特定谐波消除调制方法，大幅降低了开关频率，减小了开关器件的
开关损耗，使系统的效率大大提高。
[0032] 5.后级输入串联输出并联的谐振式双有源桥工作在
零电流开关的状态，开关损耗大幅降低，使得系统效率大大提高。
[0033] 6.后级输入串联输出并联谐振式双有源桥采用载波移相，使得电动汽车充电装置输出直流电压的纹波大幅减小，即可以减小直流滤波电解电容的容值，从而进一步减小装置的体积和成本。
附图说明
[0034] 图1为本发明电动汽车充电装置的拓扑结构及控制示意图。
[0035] 图2为本发明电动汽车充电装置后级ISOP-DAB载波移相前后的实验
波形对比图。
[0036] 图3为本发明电动汽车充电装置在负载突变时的实验波形图。
具体实施方式
[0037] 以下结合附图和具体
实施例对本发明作进一步详细说明。应当理解，此处所描述的具体实施例仅仅用以解释本发明，并不用于限定本发明。
[0038] 本发明提出的新型电动汽车充电装置拓扑如图1上半部分所示，其结构具体如下：充电装置分为前后两级，前级为电流源型整流器(CSR)，后级为输入串联输出并联的谐振式双有源桥(ISOP-DAB)，所述CSR由六个门极换流晶闸管组成三相全桥，三相全桥的交流侧经过CL滤波器接至公共连接点PCC后与三相电网交换功率，直流侧串联直流平波电感后与ISOP-DAB的高压侧相连；所述ISOP-DAB由三个谐振式双有源桥在一端串联作为后级高压输入侧，另一端并联作为后级低压输出侧，后级高压输入侧与前级CSR的直流侧相连，后级低压输出侧并联后经过直流滤波电容与负载相连；所述谐振式双有源桥由两个H桥与高频隔离变压器组成，H桥是由四个绝缘栅双极型晶体管(IGBT)组成的单相全桥结构，其中，后级高压输入侧的H桥在直流侧接有直流滤波电容，交流侧经过第一谐振电容与高频隔离变压器的原边相连，与高频隔离变压器的漏感形成谐振回路；高频隔离变压器的副边经过第二谐振电容与后级低压输出侧H桥的交流侧相连，同样形成谐振回路；低压输出侧H桥的直流侧直接与其他谐振式双有源桥的低压输出侧的H桥直流侧并联。
[0039] 本发明所提新型电动汽车充电装置的控制方法如图1下半部分所示，具体方法如下：
[0040] (1)在每个采样周期开始时，利用采样电路采集电网的三相电压VPCC以及ISOP-DAB低压侧输出直流电压Vdc；三相电网电压VPCC经过
锁相环PLL产生电网电压实时相位θg；
[0041] (2)所采直流电压Vdc与直流电压参考Vdc_ref相减后作为反馈量，经过比例积分(PI)控制器得到CSR所需的调制比ma；
[0042] (3)利用所得调制比ma得到调制比可变特定谐波消除调制所需开关角度θ1～θ20；
[0043] (4)将所得电网电压实时相位θg以及开关角度θ1～θ20输入CSR的PWM调制，产生相应的门极控制信号G1～G6，用于控制前级CSR门极换流晶闸管的开通与关断；
[0044] (5)后级ISOP-DAB采用基于载波移相的方波电压控制。
[0045] 具体的：
[0046] 步骤(3)中所述的调制比可变特定谐波消除调制开关角度的产生包括以下步骤：
[0047] (301)将所得ma代入下式，得到开关角度θ1～θ4以及旁路脉冲宽度：
[0048] (302)将所得ma代入下式，得到开关角度θ1～θ4以及旁路脉冲宽度：
[0049]
[0050] 其中，θk即代表θ1～θ10中的第k个开关角度。
[0051] (303)将步骤(2)所得ma以及式(1-1)代入下式，利用迭代求解即可得到开关角度θ1～θ10：
[0052]
[0053] 步骤(5)中所述的基于载波移相的方波电压控制包括以下步骤：
[0054] (501)依据所用谐振电容Cr1以及高频隔离变压器的漏感Lr1确定方波控制信号的频率fsw:
[0055]
[0056] (502)ISOP-DAB每个谐振式双有源桥输入端和输出端的H桥使用完全相同的占空比为0.5的方波控制信号；
[0057] (503)每个H桥上桥臂两个IGBT的方波控制信号相同，下桥臂两个IGBT的方波控制信号相同，但上桥臂与下桥臂的方波控制信号在相位上相差180°，且存在死区；
[0058] (504)三个谐振式双有源桥之间的方波控制信号在相位上相差120°。
[0059] 图2为本发明所提新型电动汽车充电装置后级ISOP-DAB载波移相前后的实验波形对比图，由图可以看出，在载波移相前后，三个谐振式双有源桥均工作在零电流开关模式，线电流波形THD在3％以内，网侧波形
质量较高；进行载波移相后，直流电压纹波的幅值大幅降低，由12.5V减小为2.5V。
[0060] 图3为本发明所提新型电动汽车充电装置在负载突变时的实验波形图，由图可以看出，在系统经历负载突变时，系统的响应速度十分迅速，仅需一个周波即可完成调节，且输出直流电压的纹波幅值仅为5V。
[0061] 综上：本发明所提出的基于电流源的新型电动汽车充电装置具备电气隔离与输出电压控制的功能，且拓扑结及控制十分简单，可靠性良好，且相比较现有电动汽车充电装置体积、重量和成本均大大减小，是一种值得推广的电动汽车充电装置。
[0062] 本发明并不限于上文描述的实施方式。以上对具体实施方式的描述旨在描述和说明本发明的技术方案，上述的具体实施方式仅仅是示意性的，并不是限制性的。在不脱离本发明宗旨和
权利要求所保护的范围情况下，本领域的普通技术人员在本发明的启示下还可做出很多形式的具体变换，这些均属于本发明的保护范围之内。
