脉冲宽度调制模式发生器以及对应系统、方法和计算机程序
阅读：794发布：2020-05-11
专利汇可以提供脉冲宽度调制模式发生器以及对应系统、方法和计算机程序专利检索，专利查询，专利分析的服务。并且本公开的 实施例 提供了一种脉冲宽度调 制模 式发生器以及对应系统、方法和 计算机程序 ，用于控制三相功率逆变器。在至少一种操作模式下，三相功率逆变器以这种方式进行控制，使得功率逆变器的至少四个功率器件在控制周期中施加零矢量期间轮流承受全 电流 。，下面是脉冲宽度调制模式发生器以及对应系统、方法和计算机程序专利的具体信息内容。
1.一种脉冲宽度调制模式发生器(10)，被配置为控制三相功率逆变器(110)，其中所述三相功率逆变器(110)包括三个半桥，每个半桥包括作为功率器件的两个开关(12A-12C；14A-14C)以及作为功率器件的、与所述开关反向并联耦合的两个二极管(13A-
13C；15A-15C)，
其中所述脉冲宽度调制模式发生器被配置为经由空间矢量脉冲宽度调制使用磁场定向控制来控制所述三相功率逆变器，
其中在至少一种操作模式下，所述脉冲宽度调制模式发生器适于控制所述三相功率逆变器，使得在所述空间矢量脉冲宽度调制的每个控制周期中，所述三相功率逆变器的所述功率器件中的至少四个功率器件在施加零矢量期间轮流承受全电流，
零矢量是其中所有三个半桥以相同方式进行控制的矢量，以及
其中全电流是所述三相功率逆变器的三相电流中的最大相电流的绝对电流值。
2.根据权利要求1所述的脉冲宽度调制模式发生器(10)，
其中所述至少一种操作模式是：
由所述三相功率逆变器控制的电机处于锁定转子状态的操作模式，或
其中所述电机的转速低于预定义的阈值的操作模式。
3.根据权利要求1或2所述的脉冲宽度调制模式发生器(10)，
其中在所述至少一种操作模式下，在每个控制周期中，所述控制基于两个有效矢量以及两个不同的零矢量，所述两个有效矢量界定由反馈角度指示的扇区。
4.根据权利要求3所述的脉冲宽度调制模式发生器(10)，
其中所述脉冲宽度调制模式发生器(10)适于在每个控制周期中、在所述至少一种操作模式下采用：
所述两个有效矢量和所述两个零矢量的四个不同序列，
每个序列包括所述两个有效矢量中的一个有效矢量和所述两个零矢量中的一个零矢量。
5.根据权利要求4所述的脉冲宽度调制模式发生器(10)，
其中所述脉冲宽度调制模式发生器(10)适于根据控制方案
而在每个控制周期中控制所述三相功率逆变器，
其中 是所述两个有效矢量， 是第一零矢量，并且 是第二零矢量。
6.根据权利要求3所述的脉冲宽度调制模式发生器(10)，
其中所述脉冲宽度调制模式发生器(10)适于在每个控制周期中、在所述至少一种操作模式下采用：
第一序列，包括所述有效矢量中的一个有效矢量，所述有效矢量中的所述一个有效矢量跟随有两个不同的零矢量；以及
第二序列，包括所述两个有效矢量中的另一有效矢量，所述两个有效矢量中的所述另一有效矢量跟随有两个不同的零矢量。
7.根据权利要求6所述的脉冲宽度调制模式发生器(10)，
其中所述第一序列是 或 中的一个，所述第二序列是
或 中的一个，
其中 是所述两个有效矢量， 是第一零矢量，并且 是第二零矢量。
8.根据权利要求6或7所述的脉冲宽度调制模式发生器(10)，
其中所述脉冲宽度调制模式发生器(10)适于在所述第一序列与所述第二序列之间采用所述有效矢量中的一个有效矢量。
9.根据权利要求3所述的脉冲宽度调制模式发生器(10)，
其中所述脉冲宽度调制模式发生器(10)适于在每个控制周期中、在所述至少一种操作模式下采用：
两个矢量的两个不同序列，
所述两个不同序列中的每个序列包括所述两个有效矢量中的一个有效矢量、以及零矢量；以及
一个序列包括所述两个有效矢量中的一个有效矢量，所述两个有效矢量中的所述一个有效矢量跟随有两个不同的零矢量。
10.一种用于控制三相功率逆变器(110)的方法，
所述三相功率逆变器(110)包括三个半桥，每个半桥包括作为功率器件的两个开关(12A-12C；14A-14C)以及作为功率器件的、与所述开关反向并联耦合的两个二极管(13A-
13C；15A-15C)，
所述方法包括：
经由空间矢量脉冲宽度调制来使用磁场定向控制；以及
在至少一种操作模式下，控制所述三相功率逆变器，使得在所述空间矢量脉冲宽度调制的每个控制周期中，所述功率器件中的四个功率器件在施加零矢量期间轮流承受全电流，零矢量是其中所有三个半桥以相同方式进行控制的矢量，并且其中全电流是所述三相功率逆变器的三相电流中的最大相电流的绝对电流值。
11.根据权利要求10所述的方法，
其中所述至少一种操作模式是由所述三相功率逆变器控制的电机处于锁定转子状态的操作模式，或
其中所述电机的转速低于预定义的阈值的操作模式。
12.根据权利要求10或11所述的方法，
其中在每个控制周期中、在所述至少一种操作模式下，所述控制基于两个有效矢量以及两个不同的零矢量，所述两个有效矢量界定由反馈角度指示的扇区。
13.根据权利要求12所述的方法，
其中所述控制包括：在每个控制周期中、在所述至少一种操作模式下采用：
所述两个有效矢量和所述两个零矢量的四个不同序列，
每个序列包括所述两个有效矢量中的一个有效矢量和所述两个零矢量中的一个零矢量。
14.根据权利要求13所述的方法，
其中所述控制包括：根据控制方案 在每个控制周
期中控制所述三相功率逆变器，
其中 是所述两个有效矢量， 是第一零矢量，并且 是第二零矢量。
15.根据权利要求12所述的方法，其中所述控制包括：在每个控制周期中、在所述至少一种操作模式下采用：
第一序列，包括所述有效矢量中的一个有效矢量，所述有效矢量中的所述一个有效矢量跟随有两个不同的零矢量；以及
第二序列，包括所述两个有效矢量中的另一有效矢量，所述两个有效矢量中的所述另一有效矢量跟随有两个不同的零矢量。
16.根据权利要求15所述的方法，
其中所述第一序列是 或 中的一个，并且所述第二序列是
或 中的一个，
其中 是所述两个有效矢量， 是第一零矢量，并且 是第二零矢量。
17.根据权利要求15或16所述的方法，其中所述控制包括：在所述第一序列与所述第二序列之间采用所述有效矢量中的一个有效矢量。
18.根据权利要求12所述的方法，其中所述控制包括：在每个控制周期中、在所述至少一种操作模式下采用：
两个矢量的两个不同序列，
每个序列包括所述两个有效矢量中的一个有效矢量、以及两个零矢量中的一个零矢量；以及
一个序列包括所述两个有效矢量中的一个有效矢量，所述两个有效矢量中的所述一个有效矢量跟随有两个不同的零矢量。
19.一种包括程序代码的计算机程序，所述程序代码当在一个或多个处理器上执行时，使得执行根据权利要求10至18中的任一项所述的方法。
20.一种存储根据权利要求19所述的计算机程序的有形存储介质。
脉冲宽度调制模式发生器以及对应系统、方法和计算机程序
技术领域
[0001] 本申请涉及被配置为控制例如三相功率逆变器的脉冲宽度调制(PWM)模式发生器、包括这种模式发生器的系统、以及对应方法和计算机程序。
背景技术
[0002] 永磁同步电机(PMSM)用于包括汽车应用、工业应用和消费者应用的多种应用。对于混合动力电动车辆和电动车辆(如电动汽车)，使用PMSM例如作为电机发电机，从而既可以驱动车辆，又可以在例如减速阶段期间为车辆生成电流。当电机发电机用作电动机时，经由空间矢量脉冲宽度调制(SVPWM)进行的磁场定向控制(FOC)是用于经由三相功率逆变器驱动电动机的常用途径。例如，在US 9,614,473 B1中描述了磁场定向控制。此外，在其他应用中，可以使用FOC来驱动电机。在许多应用中，三相功率逆变器包括三个半桥，每个半桥包括两个开关，如绝缘栅双极晶体管(IGBT)或其他晶体管。这样的开关也称为功率开关。每个半桥还包括两个二极管，并且每个二极管与相关联的开关反并联耦合。反并联意指二极管的正向方向与相关联的开关的优选电流流动方向相反，例如，与用作开关的IGBT的正向方向相反。在某些开关实现方式中，这些二极管可能是开关设计中固有的，而在其他应用中，它们可以单独地提供。在一些上下文中，这种二极管也称为续流二极管。开关和二极管在本文中将共同地被称为功率器件。
[0003] 在操作中，当电机正在转动时，开关基于来自电机的反馈信号来控制，该反馈信号使用控制矢量、或换句话说是反馈角度来指示角度位置。在这种控制方案中，功率器件轮流传导流过电机的绕组的电流，以提供用于驱动电机的转矩。
[0004] 然而，当电机的转子被锁定，即没有移动时，这种途径可能导致问题。例如，这可能在电动车辆的某些驾驶情况下发生。在这种情况下，电流始终流经由转子被锁定的位置所确定的同一功率器件，这可能会导致这些功率器件过热，也称为热点。在其他情况下(例如，在转子的转速非常慢的情况下)，可能会发生类似的问题。
[0005] 为了进一步说明这点，存在三种用于三相逆变器操作的电动车辆的最坏情况，它们被称为峰值功率情况、峰值转矩情况和锁定转子转矩情况。峰值功率通常发生在加速阶段(即，当车辆被加速并且需要最大功率进行加速时)，使得电机可以汲取最大功率。峰值转矩情况发生在例如上坡行驶时。锁定转子转矩情况可能发生在开始上坡行驶或攀爬障碍物时，即，当基本上减小或完全停止电动车辆的电机的角度转动时。
[0006] 通常，电机的输出转矩与流过电机的相电流成比例。在许多设计中，锁定转子转矩情况下的转矩(即，在锁定转子情况下由电机产生的转矩)被设计为接近峰值转矩。由于在这样的设计中，锁定转子转矩时的功率损耗高于峰值转矩情况和峰值功率情况的功率损耗，因此这种设计中的锁定转子转矩情况可以被视为最坏情况。这意味着当设计三相功率逆变器时，锁定转子转矩情况下的功率损耗决定了功率开关的设计，因为功率开关必须能够承受锁定转子情况下的热点温度和功率损耗(例如，由于功率损耗而发热)。虽然可以设计功率开关以实现更高的功率损耗，但是通常会增加功率开关的面积要求和成本。发明内容
[0008] 根据实施例，提供了一种脉冲宽度调制模式发生器，其被配置为控制三相功率逆变器，
[0009] 其中三相功率逆变器包括三个半桥，每个半桥包括作为功率器件的两个开关和作为功率器件的、与这些开关反向并联耦合的两个二极管，
[0010] 其中脉冲宽度调制模式发生器被配置为经由空间矢量脉冲宽度调制使用磁场定向控制来控制三相功率逆变器，
[0011] 其中在至少一种操作模式下，脉冲宽度调制模式发生器适于控制三相功率逆变器，使得在空间矢量脉冲宽度调制的每个控制周期中，三相功率逆变器的功率器件中的至少四个功率器件在施加零矢量期间轮流承受全电流，
[0012] 零矢量是其中所有三个半桥以相同方式控制的矢量，并且
[0013] 其中全电流是三相功率逆变器的三相电流中的最大相电流的绝对电流值。
[0014] 根据另一实施例，提供了用于控制三相功率逆变器的方法，
[0015] 三相功率逆变器包括三个半桥，每个半桥包括作为功率器件的两个开关以及作为功率器件的、与这些开关反向并联耦合的两个二极管，该方法包括：
[0016] 经由空间矢量脉冲宽度调制使用磁场定向控制，以及
[0017] 在至少一种操作模式下，控制三相功率逆变器，使得在空间矢量脉冲宽度调制的每个控制周期中，功率器件中的四个功率器件在施加零矢量期间轮流承受全电流，零矢量是其中所有三个半桥以相同方式控制的矢量，并且其中全电流是三相功率逆变器的三相电流中的最大相电流的绝对电流值。
[0019] 图1是图示了根据实施例的系统的图。
[0020] 图2是图示了根据实施例的方法的流程图。
[0021] 图3是图示了使用空间矢量脉冲宽度调制的磁场定向控制的图。
[0022] 图4是图示了使用空间矢量脉冲宽度调制的磁场定向控制的另一个图。
[0023] 图5是图示了传统磁场定向控制的参考示例的图。
[0024] 图6是图示了另一转子位置处的传统磁场定向控制的另一参考示例的图。
[0025] 图7是图示了传统磁场定向控制的哪个扇区中哪些功率器件承载全电流的图。
[0026] 图8是图示了根据实施例的使用空间矢量脉冲宽度调制的磁场定向控制的图。
[0027] 图9是图示了根据另一实施例的使用空间矢量脉冲宽度调制的磁场定向控制的图。
[0028] 图10图示了作为示例应用场景的双三相电机系统。
[0029] 图11图示了可在图10的系统中使用的双三相电机。
具体实施方式
[0030] 在下文中，下文参考附图对各种实施例进行详细讨论。这些实施例仅作为示例给出，并且不应被解释为具有限制性。来自不同实施例的特征可以组合以形成其他实施例。关于实施例中的一个实施例所描述的变化、修改和细节也适用于其他实施例，因此不再进行重复描述。
[0031] 图1是图示了根据实施例的系统的图，该系统包括脉冲宽度调制(PWM)模式发生器10，该脉冲宽度调制(PWM)模式发生器10至少在一种操作模式下采用根据本文中所公开的并且将在下文进一步描述的实施例的技术。
[0032] 除了PWM模式发生器10之外，图1的系统还包括电源11(在车辆的情况下例如是车辆的电池)、通常标记为110的三相功率逆变器、以及电机17。电容器111可以与电源11并联耦合。
[0033] 三相功率逆变器110包括三个半桥。第一半桥包括第一高侧器件M1和第一低侧器件M2，第二半桥包括第二高侧器件M3和第二低侧器件M4，以及第三半桥包括第三高侧器件M5和第三低侧器件M6。每个半桥被耦合在电源11的第一端子与电源11的第二端子之间。高侧器件M1、M3、M5中的每个高侧器件包括相应的高侧开关12A、12B、12C以及与相应的高侧开关12A、12B、12C反并联耦合的相应的二极管13A、13B、13C。同样，低侧器件M2、M4和M6中的每个低侧器件包括相应的低侧开关14A、14B、14C以及与相应的低侧开关14A、14B、14C反并联耦合的相应的二极管15A、15B、15C。在一些实施例中，开关12A-12C和14A-14C可以被实现为晶体管，例如，绝缘栅双极型晶体管(IGBT)、双极型结型晶体管(BJT)或如金属氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET)的场效应晶体管。二极管13A-13C和15A-15C可以是单独提供的二极管，或者在一些情况下可以是相应开关的晶体管设计的二极管部分，例如，体二极管。开关12A-12C、14A-14C和二极管13A-13C、15A-15C在本文中统称为功率器件。因此，图1的实施例中的功率逆变器110包括12个这样的功率器件。
[0034] 功率逆变器110具有三个输出节点112A、112B、112C，每个输出节点位于相应的高侧设备和低侧设备对之间，如图1所示。半桥及其相应的输出节点在本文中还分别被称为相U、V和W，并且流经相应输出节点的电流还被称为相电流。电机17包括三个绕组18A、18B、18C。在一些实施例中，绕组18A-18C可以是定子绕组，而转子具有永磁体。在其他实施例中，绕组18A-18C可以是转子绕组。绕组18A的第一端被耦合到输出节点112A，绕组18B的第一端被耦合到输出节点112B，并且第三绕组18C的第一端被耦合到输出节点122C，即，在操作中，三相电流中的每个相电流都被提供给相关联的绕组18A-18C。绕组18A、18B和18C的第二端被耦合在一起。在操作中，高侧开关12A-12C和低侧开关14A-14C由PWM模式发生器10所输出的脉宽调制信号pwm来驱动，从而使电流流向电机17，进而使绕组18A-18C生成磁场，该磁场生成电机转矩。脉宽调制信号pwm使用空间矢量基于磁场定向控制方案来生成，如稍后将更详细说明的，基于经由反馈路径19接收到的、指示电机17的转子的角度位置(即，反馈角度)的反馈信号fb。这种角度位置可以通过传统传感器来测量。
[0035] 在至少一种操作模式下，PWM模式发生器10被配置为以这种方式生成信号pwm，即，在每个控制周期中，至少四个功率器件在应用零矢量期间轮流承受全电流，其中所有三个半桥在控制周期期间以相同方式进行控制，如稍后进一步说明的。这种操作模式可以例如是用于低转子速度的模式，特别是在转子被锁定的情况下，而且还可以用于其他情形。如稍后所更详细描述的，控制周期是在其期间应用某个矢量序列以确定信号pwm的周期。在控制周期之后，只要转子的角度位置在相同的扇区中，就会在下一控制周期中重复该矢量序列。全电流本质上是在给定时间流经功率逆变器的最大电流。更准确地，全电流是在电机绕组充电或电机绕组放电期间(即，在整个控制周期中)三相电流(通过图1中的节点112A-112C的电流)中最大相电流的绝对电流值，其中全电流可以是控制周期中的平均值，或可以是控制周期的任何时间的瞬态值。在许多控制方案中，在每个给定时间，功率器件中的一个功率器件承受流过另外两个功率器件的电流之和。例如，在如图1所示的情况下，其中开关12A-
12C断开(在它们相应的负载端子之间不导通)并且开关14A-14C闭合(在它们的端子之间导通，电流可以经由二极管15C流到电机17，该电流是从电机17流经开关14A、14B的电流之和，如图所示)。在控制周期的其他阶段中，可能会发生类似情况，其中经由功率器件中的一个功率器件的电流(全电流)是流经两个其他功率器件的电流之和。
12C断开(在它们相应的负载端子之间不导通)并且开关14A-14C闭合(在它们的端子之间导通，电流可以经由二极管15C流到电机17，该电流是从电机17流经开关14A、14B的电流之和，如图所示)。在控制周期的其他阶段中，可能会发生类似情况，其中经由功率器件中的一个功率器件的电流(全电流)是流经两个其他功率器件的电流之和。
[0036] 可以使用软件、硬件、固件或其组合来实现PWM模式发生器10。例如，PWM模式发生器10可以使用由对应程序代码编程的一个或多个处理器来实现，而且还可以使用如专用集成电路(ASIC)或现场可编程门阵列(FPGA)的硬件来实现。
[0037] 图2是图示了根据实施例的方法的流程图。图2的方法可以在图1的PWM模式发生器10中实现，但是也可以相对于PWM模式发生器10而独立地实现。在一些实施例中，可以使用程序代码来实现图2的方法，该程序代码可以例如设置在有形存储介质上，并且当在处理器上运行时，使得执行图2的方法。还可以完全或部分在硬件中(例如，使用ASIC、FPGA或其他特定硬件)实现。
[0038] 在图2中的20处，该方法包括：检测低转子速度状态或锁定转子状态。例如，可以检测到电机的转子速度何时低于预定义的阈值，例如，指示锁定转子状态的零或其附近。
[0039] 在21处，当在20处检测到低转子速度状态或锁定转子状态时，控制三相功率逆变器的功率器件(例如，图1的功率逆变器110的功率器件)，使得如上文针对图1的系统简要说明的，在施加零矢量的同时，至少四个功率器件在每个控制周期中轮流承载全电流。应当指出，在其他实施例中，可以省略在20处检测到低转子速度状态，并且可以执行21处的控制，而与电机(具体地，电机的转子)的状态无关。
[0040] 接下来，对根据一些实施例的用于三相功率逆变器的功率器件的控制技术进行更详细的描述，这些控制技术可以用于控制功率器件，使得在施加零矢量的同时，至少四个功率器件在每个控制周期中轮流承载全电流。为了更好的理解，首先，参考图3至图7，对使用空间矢量脉冲宽度调制的磁场定向控制进行总体描述，并且对在锁定电机状态的情况下的热点的问题进行详细描述。之后，对各种非限制性实施例进行描述。
[0041] 图3示出了针对电周期的六个基本有效矢量 至 和六个扇区1-6。电周期对应于转子的360°的完整旋转。有效矢量 至 中的每个有效矢量与相应角度相关联。例如，的角度为0°， 的角度为60°， 的角度为120°， 的角度为180°， 的角度为240°，以及的角度为300°。另外，使用了两个所谓的零矢量 和 矢量的三位数字表示对三相功率逆变器的高侧开关(例如，图1中的高侧开关12A、12B、12C)的控制，“1”指示被闭合的开关，并且“0”指示被断开的开关。以与相应的高侧开关相反的方式控制对应的低侧开关，即，当半桥的高侧开关被闭合时，低侧开关被断开，反之亦然。因此，对于零矢量，所有三个半桥都以相同方式进行控制。
[0042] 在控制周期内的控制取决于转子的感测角度(也称为电角度)。例如，当感测角度为240°时，这对应于矢量 这意味着对于第一半桥(U相)，高侧功率开关(12A)断开，并且低侧开关(14A)闭合，对于第二半桥(V相)，高侧功率开关(图1中的12B)断开，并且低侧功率开关(图1中的14B)闭合，以及对于第三半桥(W相)，高侧功率开关(图1中的12C)闭合，并且低侧功率开关(图1中的14C)断开。
[0043] 当瞬态角不对应于基本有效矢量中的任何基本有效矢量时，例如，对应于图3的矢量 则这些矢量界定瞬态角被用于控制的扇区。例如， 在扇区1中，因此矢量 至与零矢量 和 一起被用于根据脉宽调制方案进行控制。例如，在给定扇区k(k＝1、3、5；即，奇数扇区号)中，控制方案可以根据 扇区1中矢量
的示例如图4所示。本文中，控制从 转换到 到 等。信号
“pwm相U”、“pwm相V”和“pwm相W”示出用于例如如图1所示的三相功率逆变器的三个相U、V、W的控制信号，其中高信号指示被闭合的高侧开关和被断开的低侧开关，而低信号指示被断开的高侧开关和被闭合的低侧开关，并且还对应于相应输出节点(例如，图1的输出节点
112A-112C)处的电压(高或低)。对于扇区k＝2、4、6(即，偶数扇区号)，在上述序列中交换和
的示例如图4所示。本文中，控制从 转换到 到 等。信号
“pwm相U”、“pwm相V”和“pwm相W”示出用于例如如图1所示的三相功率逆变器的三个相U、V、W的控制信号，其中高信号指示被闭合的高侧开关和被断开的低侧开关，而低信号指示被断开的高侧开关和被闭合的低侧开关，并且还对应于相应输出节点(例如，图1的输出节点
112A-112C)处的电压(高或低)。对于扇区k＝2、4、6(即，偶数扇区号)，在上述序列中交换和
[0044] 为了给出更多细节，图4示出了对控制周期Ts的控制。如本文中所使用的，Ts将被用于指代控制周期及其持续时间两者。时间T0、Tk和Tk+1指示施加相应矢量的持续时间，如图1所示。例如，在图4中，首先，在T0/2内施加零矢量 然后，在持续时间Tk内施加 然后，在持续时间Tk+1内施加 等。Tk和Tk+1根据矢量 (即，当前矢量)与(一般而言)之间的角度以及矢量 的目标电压幅度来计算。例如， 离 越近，Tk与Tk+1相比就越长。然后，T0等于Ts/2–Tk–Tk+1。
[0045] 当矢量 的角度对应于六个矢量 至 中的一个矢量时，使用如图4所示的类似控制方案，但时间Tk和Tk+1合并为其中施加对应的基本矢量的单个时间Tkk。
[0046] 对应的控制频率Fs＝1/Ts对于中电机速度和高电机速度可以是例如8kHz，对于低电机速度可以改变为4kHz，对于非常低的电机速度(包括具有高转矩输出的锁定转子情况)可以改变为2kHz。换句话说，可以根据预定义的阈值来改变Ts。应当指出，当未检测到锁定转子或非常低的转子速度时，例如，在较高转子速度下，图4所示的控制方案还可以在一些实施例中用于一些其他操作模式。
[0047] 接下来，对转子被锁定的情况进行更详细的说明。图5示出了参考示例，其中电机以与有效矢量 相对应的240°的角度锁定。为了便于说明，参照图1对图5进行描述。双箭头50表示控制周期Ts，其被划分为时隙I-V。曲线51示出了相U的控制信号，曲线52示出了相V的控制信号，曲线53示出了相W的控制信号。在时间Tkk期间，施加矢量 曲线54示出了相W的电流，其包括在时间周期Tkk期间施加控制矢量 引起的改变电流(曲线54的上升部分)，其中高侧开关12C被闭合以生成电流流动。数字55表示通过相W的高侧开关(图1的开关12C)的平均电流，数字56表示通过低侧开关14A的平均电流，数字57表示流过低侧开关14B的电流，数字58表示通过二极管13A的电流，数字59表示通过二极管13B的电流，并且数字510表示通过图1的二极管15C的电流。粗线条图示了上述全电流，而细线条图示了部分电流。在图5中的511处，针对阶段I至V中的每个阶段，示出了流过图1的设备系统的电流。例如，在阶段II期间，全电流流过闭合的高侧开关12C，其是流过低侧开关14A和低侧开关14B的电流之和。同样，例如，在阶段V期间，全电流流过二极管15C，其是通过低侧开关15A、15B的电流之和，如在511处从图中可以看到的。如所提及的，波形51、52和53还指示节点112A、112B和112C的输出电压，其当相应的高侧开关被闭合时，处于正电位(图5中的高信号)，并且当相应的低侧开关被闭合时，处于低电位，从而与半桥的功能相对应。还应当指出，以理想的方式示出了波形，而在实际实现方式中，例如，边缘可以具有与图中所示的竖直边缘不同的其他形式。
[0048] 在图5中，因为在角度为240°时，相U的脉宽调制信号的波形与相V的信号的波形完全相同，所以如上所述，Tk和Tk+1被组合作为一个时隙Tkk。换句话说，相U(图5中的51)的脉宽调制信号的上升沿和下降沿处于与相V(图5的信号52)的上升沿和下降沿相同的时间点处。相U、V和W的三个脉宽调制信号中的两个脉宽调制信号相同的这种现象适用于其中电机的瞬态角度位置与矢量 至 中的一个矢量一致(即，与基本有效矢量中的一个基本有效矢量一致)的所有情况。
[0049] 通常，当转子被锁定时，(锁定转子转矩情况)大电流流过电机绕组以用于提供锁定转子转矩，并且因为由于转子没有旋转而在绕组上没有电磁力电压，所以电机绕组在时间周期Tkk中的充电时间非常短。例如，长度为Tkk的两个周期的持续时间可以是如图5所示的控制周期Ts的约10％或更短。Tkk的确切长度根据不同的输入参数(如电池电压、电机定子的电阻和电感、提供锁定转子转矩所需的电流)而改变。
[0050] 对图5的情形的以下更详细分析开始于具有时隙II的时间t1。在本文中，施加矢量如所提及的并且如在55处所示出的，连接到相W的电机绕组从逆变器接收所有电流。在t1处，电流源(例如，图1的电流源11)经由闭合的高侧开关12C输出能量以对电机绕组充电，从而经由闭合的低侧开关14A和14B流回。因此，高侧开关12C承载全电流，而低侧开关14A、14B各自承载约一半的全电流。
[0051] 在时隙III的t3与t5之间，在持续时间T0内施加零矢量 在本文中，低侧开关14A、14B被断开，并且高侧开关12A、12B被闭合。高侧开关12C保持闭合，并且低侧开关14C保持断开。如针对时隙III在511处所图示的，由于在电机绕组中存储的能量而产生的续流电流流动，在该时隙III中，高侧开关12C承载全电流，并且二极管13A、13B则承载约一半的电流。
[0052] 在时隙IV期间的t5与t7之间，电机绕组再次从电流源充电，如上文针对时隙II所描述的。
[0053] 当在时隙V中时，在T0/2内施加零矢量 然后在下一控制周期的下一时隙I中在T0/2内再次施加零矢量，即，在持续时间T0内一起施加零矢量。所有低侧开关14A、14B、14C被闭合，并且高侧开关12A、12B、12C被断开。如针对时隙V、I在511处所示并且还如图1所示，由于电机绕组中存储的能量而产生的续流电流流经低侧开关14A、14B和二极管
14C。在这种情况下，二极管15C承载全电流，并且低侧开关14A、14B各自承载约一半的电流。
应当指出，在使用IGBT作为开关的实现方式中，开关15C被反向偏置，因此基本上所有电流都流经二极管。在如MOSFET的其他开关实现方式中，原则上电流还可以流经被闭合的开关
15C，但是在通常实现方式中，二极管15C由于电阻较低而至少承载大部分电流。在下一控制周期中，重复相同动作。当电机处于转子锁定状态或处于转速非常低的状态时，电机角度也不会前进或不会快速前进到磁场定向控制方案的下一扇区(见图6)，使得可以多次重复关于图5所图示的控制周期。
14C。在这种情况下，二极管15C承载全电流，并且低侧开关14A、14B各自承载约一半的电流。
应当指出，在使用IGBT作为开关的实现方式中，开关15C被反向偏置，因此基本上所有电流都流经二极管。在如MOSFET的其他开关实现方式中，原则上电流还可以流经被闭合的开关
15C，但是在通常实现方式中，二极管15C由于电阻较低而至少承载大部分电流。在下一控制周期中，重复相同动作。当电机处于转子锁定状态或处于转速非常低的状态时，电机角度也不会前进或不会快速前进到磁场定向控制方案的下一扇区(见图6)，使得可以多次重复关于图5所图示的控制周期。
[0054] 如图5所看到的，在锁定转子转矩情况下，并非所有十二个功率器件都有效(承载电流)，而是仅涉及六个功率器件。而且，在所涉及的六个功率器件中，导通时的平均电流不同。在图5的示例中，开关12C和二极管15C承载全电流，而所涉及的其他功率器件仅承载该全电流的大约一半。而且，对于所涉及的功率器件，它们导通电流的时间不同。例如，如图5所看到的，高侧开关12C在T0+2*Tkk内承载电流，而二极管15C在持续时间T0内承载全电流。这意味着假设2*Tkk约为Ts的10％并且二极管15C的占空比约为45％，则开关12C的占空比可以约为55％。
[0055] 如果假设在承载全电流时开关12C两端的电压与二极管15C两端的压降大致相同，则由于占空比不同而导致的二极管15C的传导功率损耗约为高侧开关12C中的功率损耗的82％(45/55)。因此，高侧开关12C可能变得最热(最热热点)，并且二极管15C是第二最热热点。由于所涉及的其他功率器件仅承载大约一半的全电流，所以它们不太关键。
[0056] 在减少热点问题的一些传统实现方式中，执行两个最热器件(图5的示例中的高侧开关12C和二极管15C)之间的功率损耗的平衡。例如，在图5中，为了实现这点，降低施加矢量 的时隙III的持续时间T0，并且相应增加施加矢量 的两个时隙I、V的持续时间T0/2。然而，由于这些器件的占空比差异不是很高，所以效果受到限制。具体地，在上文所给出的数值示例中，在这种情况下，高侧开关12C的占空比可以从55％减少到50％，这是相对较低的功率损耗的降低。更进一步地，仅当转子的瞬态角度位置对应于基本有效矢量 至 中的一个基本有效矢量时，该途径才可行。
[0057] 在转向根据各种实施例的用于减少热点的技术之前，参考图6，将参考图6对其中转子的瞬态角在图3的扇区1-6中的任一扇区中而没有与矢量 至 中的一个矢量一致的更一般的情况进行讨论。
[0058] 图6示出了其中角度在图3的扇区4中的示例，其中矢量 且矢量在图6中，数字50再次表示控制周期，曲线61示出了对相U的控制(类似于
图5的曲线51)，曲线62示出了对相V的控制(类似于图5的曲线52)，并且曲线63示出了对相W的控制(类似于图5的曲线53)。曲线64示出了相W和/或相U的电流，其对应于流过图1的112C和/或112B的电流。与图5的主要区别在于，其中施加矢量 的持续时间为Tkk的时隙中的每个时隙由其中施加矢量 和 的持续时间为Tk+1和Tk的两个时隙(图6的时隙II、III和V、VI)代替。数字62表示通过高侧开关12C的平均电流(类似于图5的55)，数字66表示通过低侧开关14A的平均电流(类似于图5的56)，数字67表示通过低侧开关14B的平均电流(类似于图
5的57)，数字68表示通过二极管13A的平均电流(类似于图5的58)，并且数字610表示通过二极管15C的平均电流(类似于图5的510)。在时隙II、VI中施加矢量 并且在时隙III、V中施加矢量
图5的曲线51)，曲线62示出了对相V的控制(类似于图5的曲线52)，并且曲线63示出了对相W的控制(类似于图5的曲线53)。曲线64示出了相W和/或相U的电流，其对应于流过图1的112C和/或112B的电流。与图5的主要区别在于，其中施加矢量 的持续时间为Tkk的时隙中的每个时隙由其中施加矢量 和 的持续时间为Tk+1和Tk的两个时隙(图6的时隙II、III和V、VI)代替。数字62表示通过高侧开关12C的平均电流(类似于图5的55)，数字66表示通过低侧开关14A的平均电流(类似于图5的56)，数字67表示通过低侧开关14B的平均电流(类似于图
5的57)，数字68表示通过二极管13A的平均电流(类似于图5的58)，并且数字610表示通过二极管15C的平均电流(类似于图5的510)。在时隙II、VI中施加矢量 并且在时隙III、V中施加矢量
[0059] 与图5相似，此外，在图6的情形下，充电时间(时隙II、III、V、VI)为控制周期的相对较小的部分，在图6所示的示例中约为Ts的10％，如图5中一样。更进一步地，对于图6的示例，假定Tk＝Tk+1。例如，如果矢量 恰好在 与 之间，则恰好是这种情况。对于其他位置，这种关系可能会有所不同。更进一步地，控制周期Ts中的总充电时间(2Tk+2Tk+1)的比例取决于输入参数，如供电电压、电机定子(例如，图1的绕组18A-18C)的电阻和电感、或通过提供锁定转子转矩所需的电流。
[0060] 图6的控制方案的说明开始于时隙II，其中在时间Tk+1内施加矢量 再次，为了方便起见，参考图1的系统，以便于说明。在阶段II中，电流源11经由被闭合的高侧开关12C和低侧开关14A、14B输出能量以对电机绕组充电，其中高侧开关12C承载全电流(图6中的65)，而低侧开关14A、14B各自承载大约一半的电流。
[0061] 在时隙III期间，电流源11继续输出能量以在这种情况下经由被闭合的高侧开关12B、12C和被闭合的低侧开关14A对电机绕组充电。在这种情况下(图6中的66)，低侧开关
14A承载全电流，并且高侧开关12B、12C(图6中的65、67)各自承载约一半的全电流。
14A承载全电流，并且高侧开关12B、12C(图6中的65、67)各自承载约一半的全电流。
[0062] 在时隙IV期间，施加零矢量 高侧开关12A-12C被闭合，并且低侧开关14A-14C被断开。在这种情况下，如针对时隙IV在图4的611处所示，由于电机绕组中存储的能量而产生的续流电流流动。二极管13A承载全电流(图6中的69)，而高侧开关12B、12C各自承载约一半的全电流(图6中的65、68)。
[0063] 在时隙V中，情形基本上与在时隙III中的情形相同，其中也施加矢量 如同在时隙III中一样，低侧开关14A承载全电流，而高侧开关12B、12C各自承载约一半的电流。
[0064] 在时隙VI中，充电继续进行，其中情形与时隙II中的情形基本上相对应，其中也施加矢量 如同在时隙II中一样，高侧开关12C承载全电流，并且低侧开关14A、14B各自承载约一半的全电流。
[0065] 在时隙VII和下一时隙I中，在时间T0(时隙VII中的T0/2和时隙I中的T0/2)内施加零矢量 如针对时隙VII、I在611处所示，来自电机绕组的续流电流流经低侧开关14A、14B和二极管15C。二极管15C承载全电流，并且低侧开关14A、14B各自承载约一半的全电流。
[0066] 在下一控制周期Ts中，只要转子被锁定，就重复相同动作。以下特征和特性可以从图6的示例中得出。
[0067] 首先，类似于图5，在锁定转子情况下，功率逆变器的并非所有十二个功率器件都承载电流，而是仅涉及六个功率器件。而且，在这六个功率器件中，每个功率器件导通的平均电流都不相同。在图6的示例中，仅高侧开关12C、低侧开关14A、二极管13A和二极管15C承载全电流，而其他功率器件仅承载约一半的全电流。
[0068] 然而，在承载全电流的这四个功率器件中，它们承载全电流的时间差异很大。高侧开关12C和低侧开关14A在控制周期Ts期间承载全电流的时间非常短(分别为2Tk+1和2Tk)，其与约5％的占空比相对应。二极管13A和二极管15C承载全电流的时间明显更长，周期为T0的每段时间与45％的占空比相对应。
[0069] 如果与图5的示例相似，假定所有十二个功率器件的电压降都大致相同，则每个功率器件的传导功率损耗与占空比和当前周期(cycle)期间承载的电流成比例。因此，在图6的示例中，二极管13A和15C具有目前最高的传导功率损耗，而所涉及的其他四个功率器件的功率损耗要低得多。因此，这些功率器件产生最多的热量并且形成热点。而且，如针对图5中的情形的传统方法所解释的，由于它们的占空比至少近似相同，所以这两个功率器件之间的占空比之间的平衡几乎是不可能的。
[0070] 对于其他五个扇区(图6示出了如所提及的扇区4的示例)，可以执行类似分析，并且在每种情况下，二极管中的两个二极管的功率损耗最高。在图7中给出了概述，图7实质上重现了图3，并且针对每个扇区附加地陈述了哪些二极管的功率损耗最高，每个二极管经由周期T0传导全电流。
[0071] 对于上述说明，还可以推断出，与在相同转矩下的低转子速度的情况相比，在锁定转子转矩的情况下的传导功率损耗为什么更高。为了说明这点，以二极管15C为例。二极管15C是扇区4和5中的热点设备中的一个热点设备，但在其他扇区中的任一扇区中不是热点设备。如果电机正在转动(即使速度很慢)，则目标矢量位置(图3的 )也会在矢量图中移动通过扇区1-6。因此，在这种情况下，二极管15C仅是六个扇区中的两个扇区中的热点设备，该热点设备在电周期(1/3*0.45)TE(即，电机的一次旋转)中给出总占空比约为0.15，其远低于锁定转子转矩情况下的45％的占空比。然而，下文所讨论的技术可以例如也适用于转子低速旋转的情况或其他情形。
[0072] 在实施例中，为了减少至少一个操作模式下的功率损耗，例如，在如关于图1和图2已经简要提及的锁定转子情况下，在实施例中，三相功率逆变器由如图1的PWM模式发生器10的PWM模式发生器来控制，使得施加零矢量(在上文的示例中， 或 )的
同时，三相功率逆变器的至少四个功率器件轮流传导全电流。换句话说，在控制周期的相对较大部分时间期间，例如在控制周期的至少60％或更长时间期间(如控制周期Ts的至少
80％或至少90％时间期间)，三相功率逆变器的至少四个功率器件轮流传导全电流。这样，在一些实施例中，可以减少各个功率器件中的传导功率损耗。
同时，三相功率逆变器的至少四个功率器件轮流传导全电流。换句话说，在控制周期的相对较大部分时间期间，例如在控制周期的至少60％或更长时间期间(如控制周期Ts的至少
80％或至少90％时间期间)，三相功率逆变器的至少四个功率器件轮流传导全电流。这样，在一些实施例中，可以减少各个功率器件中的传导功率损耗。
[0073] 根据以下讨论的实施例的控制方案基于两个零矢量 和 以及基于两个基本有效矢量，这两个基本有效矢量界定与瞬态转子位置相对应的角度所在的扇区(例如，当矢量在扇区1中时的 和 等等)。下文对实现这种控制方案的各种途径进行讨论：
[0074] 途径1：对于根据一些实施例的控制方案的第一途径，定义两个矢量的四种不同组合，其中在每个组合中，界定相应扇区的基本有效矢量中的一个基本有效矢量跟随有零矢量中的一个零矢量。如前所述，界定扇区的两个基本有效矢量被命名为 和 并且零矢量为 和 然后，这四个矢量组合为 (即，从 到 的过渡)、以及 没有矢量被插入在组合的矢量之间。在第一途径中，在每个控制周期Ts中，至少施加两个矢量的这四个组合中的所有四个组合一次。
[0075] 具体地，在一些实施例中，可以在没有附加控制矢量的情况下依序施加四个组合，其中可以变化施加四个矢量组合的次序。
[0076] 稍后，参考图9，对该途径1的示例进行讨论。
[0077] 途径2：同样，在途径2中，两个基本有效矢量 和 与两个零矢量 和 一起使用。对于控制序列，定义三个矢量的两种组合，其中组合中的一种组合包括有效矢量中的一个有效矢量(例如， )，这个有效矢量跟随有两个零矢量( 和 按任何次序)，并且三个矢量的另一组合则包括相应的其他基本有效矢量(例如， )，该其他基本有效矢量跟随有按任一次序的两个不同的零矢量。例如，组合可以是 和 代替次序 还可以在两个序列中的一个或两个序列中使用次序 然后，两种三个
矢量的组合都按控制序列施加。在一些实施例中，不用其他矢量。在其他实施例中，可以将附加矢量插入两个序列之间，而非插入序列之内。
矢量的组合都按控制序列施加。在一些实施例中，不用其他矢量。在其他实施例中，可以将附加矢量插入两个序列之间，而非插入序列之内。
[0078] 应当指出，该途径2与途径1相关，因为每个矢量组合在某种意义上对途径1的两个矢量的组合中的两种组合进行了“组合”。例如， 可以看作是 和 的组合。稍后，参考图8，对该途径2的具体示例进行说明。
[0079] 途径3：途径3是途径1和2的混合。在本文中，在每个控制周期中，将途径2的三个矢量的组合中的一种组合与途径1的两个矢量的组合中的两种组合一起使用。在一些实施例中，所使用的两个矢量的两种组合是未在三个矢量的组合中使用的有效矢量的那些组合。例如，因为可以使用三个矢量的组合 另外，可以使用两个矢量的两种组合
和
和
[0080] 在对不同途径的这些解释之后，参考图8和图9，对这些途径的具体示例进行讨论。为了便于比较和更好地理解，图8和图9的图中表示的方式对应于在图5和图6中讨论参考示例的方式。
[0081] 图8图示了基于上述途径2的控制方案，其使用三个矢量的两种组合，在这种情况下，在组合之间插入了附加矢量。数字50再次表示控制周期Ts。在这种情况下，每个控制周期可以被划分为标记为I-VIII的八个时隙，其中相继施加不同的控制矢量。曲线81、82和83示出了与图5的曲线51-53和图6的曲线61-63类似的相U、V、W的控制，并且因此还可以分别图示图1的节点112A、112B和112C处的电压。更进一步地，类似于曲线54和64，曲线84示出了相W和/或相U的电流，例如，流经图1的输出节点112C的电流。
[0082] 图8和图9各自图示了其中转子的角度位置在扇区4中(即， 在扇区4中)使得和 是界定该扇区的基本有效矢量的情况。数字85表示通过高侧开关12C的平均电流，数字86表示通过低侧开关14A的平均电流，数字87表示通过低侧开关14B的平均电流，数字88表示通过高侧开关12B的平均电流，数字89表示通过二极管13A的平均电流，数字810表示通过二极管15C的平均电流，数字811表示通过二极管15B的平均电流，并且数字812表示通过二极管13B的平均电流。如前所述，粗线条表示全电流，而细线条表示全电流的大约一半。
[0083] 在813处，实质上再现了图1的功率转换器和电机，示出了每个相中的电流流动。
[0084] 在图8中，类似于图5和图6，假定能量从电池电流源11流向电机的总充电时间约为控制周期Ts的10％，与图8中的时隙II、III、VI和VII相对应。更进一步地，对于图6，针对随后的分析，假定Tk+1和Tk相等。如图6所说明的，实际值可以取决于参数，如瞬态角、电池电压、电机定子的电阻和电感、以及提供锁定转子转矩所需的电流。
[0085] 以下分析开始于时隙2。在本文中，施加矢量 电流源11输出功率以经由高侧开关12C、低侧开关14A和低侧开关14B对电机17的绕组18A、18C充电，其中高侧开关12C承载全电流，并且低侧开关14A、14B各自承载约一半的电流。
[0086] 在时隙III中，施加矢量 继续充电。在本文中，电流源11继续输出能量以经由高侧开关12B、12C和低侧开关14A对电机绕组充电。低侧开关14A承载全电流，并且高侧开关12B、12C承载约一半的全电流。
[0087] 在时隙IV中，在T0/2内施加零矢量 与时隙III相比，低侧开关14A被断开，并且高侧开关12A被闭合，从而所有高侧开关被闭合。如针对阶段IV在813处所示，续流电流流经二极管13A和高侧开关12B、12C。二极管13A承载全电流，而高侧开关12B、12C各自承载约一半的电流。
[0088] 在时隙V期间，施加零矢量 从而断开所有高侧开关12A至12C，并且闭合所有低侧开关14A-14C。如针对阶段V在813处所示，续流电流流动。低侧开关14A承载全电流，而二极管15B和15C各自承载约一半的全电流。
[0089] 此后，在时隙VI和VII中，通过施加矢量 然后施加矢量 再次为电机充电。在时隙VI中，类似于时隙III，低侧开关14A承载全电流，而高侧开关12B、12C各自承载约一半的全电流。在时隙VII期间，类似于时隙II，高侧开关12C承载全电流，而低侧开关14A、14B各自承载约一半的电流。
[0090] 在时隙VIII中，再次施加零矢量 在这种情况下，续流电流流经低侧开关14A和14B以及二极管15C。二极管15C承载全电流，而低侧开关14A、14B各自承载约一半的全电流。此后，在下一控制周期Ts的时隙I中，施加零矢量 从而闭合所有高侧开关并且断开所有低侧开关。在本文中，高侧开关12C大致承载了全电流，而二极管13A、13B各自承载约一半的全电流。
[0091] 然后，重复上述序列。如已经提及的，图8示出了上文所提及的途径2的示例。在时隙III、IV和V中施加三个矢量的第一组合作为 并且在时隙VII、VIII和下一个时隙I中施加三个矢量的另一组合作为 在它们之间，在时隙II和VI中，施加界定瞬态扇区的相应的其他有效矢量。
[0092] 在下文的示例中，在锁定转子转矩情况下，仍然并非所有十二个功率器件都承载电流，而是涉及八个功率器件。在这八个功率器件中，有承载全电流的四个功率器件，即，高侧开关12C、低侧开关14A、二极管14A、以及二极管15C。与例如图6相反，这些功率器件中的每个功率器件在施加零矢量的同时承载全电流，从而使得这四个功率器件之间的占空比更均匀地分布。使用上文所给出的数值示例，用于承载全电流的高侧开关12C和低侧开关14A的占空比各自为27.5％，并且用于承载全电流的二极管13A和15C的占空比各自为控制周期的22.5％。因此，这四个功率器件轮流承受全电流，并且例如与图6相比，器件承受全电流的最大占空比被降低。应当考虑到这四个功率器件中的每个功率器件在一段时间内也承受全电流中的约一半全电流，其也造成了一些功率损耗。
[0093] 为了更精确地分析并且考虑到这些设备在某些时隙期间也承受全电流中的约一半全电流，当U是每个功率器件两端的电压降时，I是全电流的平均值，并且假设所有12个功率器件两端的电压降相同，上述器件的功率损耗P可以计算如下：
[0094] P(高侧开关12C)＝(U*I*22.5％*Ts+U*I*2.5％*Ts+U*I*2.5％*Ts+U*0.5*I*22.5％*Ts+U*0.5*I*2.5％*Ts+U*0.5*I*2.5％*Ts)/Ts＝41.25％*U*I
[0095] 低侧开关14A的功率损耗P(低侧开关14A)与P(高侧开关12C)相同，因此也为41.25％*U*I。
[0096] 二极管13A和二极管15C的功率损耗各自为：
[0097] P(二极管13A)＝P(二极管15C)＝(U*I*22.5％*Ts+U*0.5*I*22.5％*Ts)/Ts＝33.75％*U*I
[0098] 上述计算是针对10％的充电时间比例，即，(2*Tk+2*Tkk)＝0.1*Ts。
[0099] 功率损耗的值随参数而改变。作为示例，下文针对总充电时间和全电流的5％纹波计算功率损耗，该总充电时间由控制周期Ts的5％(2*Tk+2*Tkk＝0.05*Ts)构成。对于许多应用而言，这是现实场景，因为对于在锁定转子转矩情况下的许多应用而言，充电时间小于10％，并且可能约为控制周期的5％。例如，三个电机绕组18A至18C中的每个电机绕组的电感可以约为500μH。在这种情况下，控制频率1/Ts可以是2kHz。这意味着控制周期Ts约为500μs。在这种情形下，从平均全电流的95％到105％的充电时间可能约为15μs，这是Ts的3％。
另外，用于经由开关承载全电流的平均值比Ts中的全电流的平均值低2.5％。用于经由二极管中的一个二极管承载全电流的平均值比Ts中的全电流的平均值高2.5％。例如，在时隙IV期间，经由二极管13A的全电流可以比Ts期间的平均全电流高2.5％，并且在时隙V期间，针对经由低侧开关14A的全电流的平均值可以比整个控制周期Ts内的平均全电流低2.5％。这样，全电流的总变化为5％，即，上文所提及的纹波。这导致了以下功率损耗结果：
另外，用于经由开关承载全电流的平均值比Ts中的全电流的平均值低2.5％。用于经由二极管中的一个二极管承载全电流的平均值比Ts中的全电流的平均值高2.5％。例如，在时隙IV期间，经由二极管13A的全电流可以比Ts期间的平均全电流高2.5％，并且在时隙V期间，针对经由低侧开关14A的全电流的平均值可以比整个控制周期Ts内的平均全电流低2.5％。这样，全电流的总变化为5％，即，上文所提及的纹波。这导致了以下功率损耗结果：
[0100] P(高侧开关12C)＝P(低侧开关14A)＝(U*0.975*I*23.75％*Ts+U*0.975*I*1.25％*Ts+U*0.975*I*1.25％*Ts+U*0.5*I*23.75％*Ts+U*0.5*I*1.25％*Ts+U*0.5*I*
1.25％*Ts)/Ts＝38.72％*U*I
1.25％*Ts)/Ts＝38.72％*U*I
[0101] P(二极管13A)＝P(二极管15C)＝(U*1.025*I*23.75％*Ts+U*0.5*I*23.75％*Ts)/Ts＝36.22％*U*I
[0102] 因此，在这种可能更现实场景中，与上述10％的情况相比，四个功率器件的功率损耗彼此更相似。由于与大约10％相比，现实情形下的充电时间更可能是大约5％，所以这意味着与10％Ts的充电时间相比，通常可以在功率器件之间获得更大的平衡。更进一步地，通过尤其是在施加零矢量的时间期间(与在施加有效矢量的时间(充电时间)相比，这个时间在Ts中占有更高的比例)在四个功率器件上分配全电流和相关联的功率损耗，与图5和图6的参考示例相比，可以减少各个器件中的功率损耗，从而减少了热点的形成。在一些实施例中，这可以放宽设计功率器件的要求，其在一些情况下可以帮助节省成本。
[0103] 图9图示了上文所提及的途径1的示例，并且给出了与图5、图6和图8的图相似的图。数字50再次表示控制周期，在这种情况下，控制周期的持续时间Ts可以是图8中的持续时间Ts的两倍，因为如下文所说明的，在这种情况下，较低控制频率Fs就足够了。每个控制周期Ts可以被划分为八个时隙I至VIII。
[0104] 具体地，当与图8相比，图9中的控制周期的长度加倍时，时间T0也加倍，使得图9和图8中的放电周期的长度相同。在每种情况下，更多依据实现方式而降低控制频率可能导致转矩形状和转矩中断，因为电流纹波可能随着较短的放电周期而增加。
[0105] 在图9中，曲线91至93示出了用于相U、V和W的控制信号，这些控制信号对应于输出节点112A至112C处的电压，如针对图5的相应曲线51至53、图6的曲线61至63以及图8的曲线81至83所解释的。曲线94示出了相W的瞬态电流和平均电流，并且在适用时还针对相U。数字
95表示通过高侧开关12C的平均电流，数字96表示通过低侧开关14A的平均电流，数字97表示通过低侧开关14B的平均电流，数字98表示通过高侧开关12B的平均电流，数字99表示通过二极管13A的平均电流，数字910表示通过二极管15C的平均电流，数字911表示通过二极管15B的平均电流，并且数字912表示通过二极管13B的平均电流。粗线条表示流过的全电流，并且细线条表示流过的全电流的一半。在913处，示出了变化阶段的电流流动。
95表示通过高侧开关12C的平均电流，数字96表示通过低侧开关14A的平均电流，数字97表示通过低侧开关14B的平均电流，数字98表示通过高侧开关12B的平均电流，数字99表示通过二极管13A的平均电流，数字910表示通过二极管15C的平均电流，数字911表示通过二极管15B的平均电流，并且数字912表示通过二极管13B的平均电流。粗线条表示流过的全电流，并且细线条表示流过的全电流的一半。在913处，示出了变化阶段的电流流动。
[0106] 时隙I至VIII包含依序针对途径1所提及的两个矢量的四种组合。具体地，在时隙I和II中，施加 在时隙III和IV中，施加 在时隙V和VI中，施加 在阶段VII和VIII中，施加
[0107] 从曲线94可以看出，与例如图8相比，在每个控制周期Ts中，有四个充电时间(在施加有效矢量期间)和四个放电时间(在施加随后的零矢量的同时)。因此，与图8相比，在一些实施例中，针对图9的控制方案的应用，控制周期Ts的长度可以是图8的控制周期的两倍，其对应于控制频率Fs的一半。例如，当控制频率Fs＝1/Ts在图8中为2kHz时，其在图9中可以为1kHz。
[0108] 更进一步地，从图9中的粗线条可以看出，在承载电流的全部八个功率器件中，再次有四个功率器件承载全电流，其与图8中的功率器件相同，即，高侧开关12C、低侧开关14A、二极管13A、以及二极管15C。
[0109] 假设充电时间比例为5％，控制周期Ts是图9的长度的两倍，则以与上述相同的方式计算图9的情况下的传导损耗：
[0110] P(高侧开关12C)＝P(低侧开关14A)＝38.4375％*U*I
[0111] P(二极管13A)＝P(二极管15C)＝36.5625％*U*I
[0112] 下表总结了上文所计算的传导功率损耗，并且将它们与图6的传统情况进行了比较：
[0113] 表1
[0114]
[0115] 在上表中，对于图6，不能应用如图9的1kHz的控制频率，因此，本文中为了完善计算，已在图6中使用2kHz作为控制频率。可以看出，与图6的传统情况相比，在实施例中，热点器件中的传导功率损耗分别减少了8.3％、18.5％和19.1％。在图9的情况下，与传统情况相比，所需的最小控制频率可以为最小控制频率的一半。还应当指出，当减少充电时间时，改善效果变得更好(与10％的充电时间相比，5％的充电时间的改善效果更好)。
[0116] 传导功率损耗在整个功率损耗中占主导地位。但是，开关功率损耗也可能会产生一些影响。
[0117] 在图8的示例(途径2)中，随着更多的开关事件发生，开关功率损耗可能会比图6的传统情况高一些。具体地，在这种情况下，在一些实现方式中，功率器件的开关频率可以是传统情况下的两倍至三倍。然而，由于与开关功率损耗相比，传导功率损耗占主导地位，所以仍然可以节省功率。对于图9的情况(途径1)，由于控制频率可以减半，所以开关功率损耗大致相同，或者甚至比传统情况稍微低一些。在这方面，应当指出，图9的示例中的相邻矢量之间的过渡与图6的传统序列中的过渡一样平滑。
[0118] 应当指出，图5、图6、图8和图9示出了扇区4的示例，即，偶数扇区。对于奇数扇区，和 的位置可以被颠倒。当也没有暗示特定次序时，界定扇区的两个有效矢量也可以称为 和
[0119] 总之，通过本文公开的各种途径和技术，可以减少在驱动三相功率逆变器以控制电机时的功率损耗。
[0120] 在上文所描述的实施例中，三相逆变器用于控制三相电机。然而，这不应被解释为具有限制性。例如，如上文所讨论的FOC控制还可以应用于由两个三相逆变器控制的双三相电机。参考图10至图11对此进行简要解释。
[0121] 图10示出了包括由第一三相逆变器1001A和第二三相逆变器1001B控制的双三相电机1000的系统。三相逆变器1001A、1001B中的每个三相逆变器都可以根据上文所讨论的技术进行控制，即，使得至少在如针对每个三相逆变器1001A、1001B的锁定转子状态的操作模式下，四个功率器件在施加零矢量期间轮流承受全电流。在图10的示例系统中，三相逆变器1001A、1001B经由滤波电容器1002由供电电压Udc供电。
[0122] 双三相电机是包括两组三个绕组的电机。在一些实现方式中，两组彼此电隔离。在其他实现方式中，两组可以具有共同的电节点。第一情况的示例如图11所示。
[0123] 图11示意性地示出了包括第一组绕组1101A、1101B和1101C以及第二组绕组1102A、1102B和1102C的电机。第一组绕组与第二组绕组偏移一角度，该角度在图11的示例中为30°。绕组1101A、1101B和1101C可以分别由来自图10的第一三相逆变器1001A的相uI、vI和wI供电，并且绕组1102A、1102B和1102C分别由来自图10的第一三相逆变器1001A的相uII、vII和wII供电。在图11中，绕组1101A、1101B和1101C在节点1103A处彼此电耦合，并且绕组
1102A、1102B、1102C在节点1103B处彼此电耦合。然而，第一组绕组和第二组绕组没有电连接。
1102A、1102B、1102C在节点1103B处彼此电耦合。然而，第一组绕组和第二组绕组没有电连接。
[0124] 在其他实施例中，可以以与参照图10和图11说明的双三相电机类似的方式来驱动6相电机，其中逆变器布置与图10所示的逆变器布置类似，其用作六相逆变器。在本文中，使用单个6相控制方案，该方案可以是如上文针对两组的三个绕组所讨论的两种控制方案的组合。在这种六相电机中，电机的绕组在公共节点处电连接。
[0125] 以下示例限定了一些实施例：
[0126] 示例1.一种脉冲宽度调制模式发生器，被配置为控制三相功率逆变器，[0127] 其中三相功率逆变器包括三个半桥，每个半桥包括作为功率器件的两个开关以及作为功率器件的、与这些开关反向并联耦合的两个二极管，
[0128] 其中脉冲宽度调制模式发生器被配置为经由空间矢量脉冲宽度调制使用磁场定向控制来控制三相功率逆变器，
[0129] 其中在至少一种操作模式下，脉冲宽度调制模式发生器适于控制三相功率逆变器，使得在空间矢量脉冲宽度调制的每个控制周期中，三相功率逆变器的功率器件中的至少四个功率器件在施加零矢量期间轮流承受全电流，
[0130] 零矢量是其中所有三个半桥以相同方式进行控制的矢量，以及
[0131] 其中全电流是三相功率逆变器的三相电流中的最大相电流的绝对电流值。
[0132] 示例2.示例1的脉冲宽度调制模式发生器，
[0133] 其中脉冲宽度调制模式发生器被配置为基于反馈角度以及控制矢量经由空间矢量脉冲宽度调制使用磁场定向控制来控制三相功率逆变器，该控制矢量基于反馈角度而选择。
[0134] 示例3.示例1或2的脉冲宽度调制模式发生器，
[0135] 其中至少一种操作模式是：
[0136] 由三相功率逆变器控制的电机处于锁定转子状态的操作模式，或
[0137] 电机的转速低于预定义的阈值的操作模式。
[0138] 示例4.示例1至3中任一项的脉冲宽度调制模式发生器，
[0139] 其中在至少一种操作模式下，在每个控制周期中，该控制基于两个有效矢量以及两个不同的零矢量，这两个有效矢量界定由反馈角度指示的扇区。
[0140] 示例5.示例4的脉冲宽度调制模式发生器，
[0141] 其中脉冲宽度调制模式发生器适于在每个控制周期中、在至少一种操作模式中采用：
[0142] 两个有效矢量和两个零矢量的四个不同序列，每个序列包括两个有效矢量中的一个有效矢量和两个零矢量中的一个零矢量。
[0143] 示例6.示例5的脉冲宽度调制模式发生器，
[0144] 其中脉冲宽度调制模式发生器适于根据控制方案在每个控制周期中控制三相功率逆变器，
[0145] 其中 是两个有效矢量， 是第一零矢量，并且 是第二零矢量。
[0146] 示例7.示例4的脉冲宽度调制模式发生器，
[0147] 其中脉冲宽度调制模式发生器适于在每个控制周期中、在至少一种操作模式下采用：
[0148] 第一序列，包括有效矢量中的一个有效矢量，这个有效矢量跟随有两个不同的零矢量；以及
[0149] 第二序列，包括两个有效矢量中的另一有效矢量，该另一有效矢量跟随有两个不同的零矢量。
[0150] 示例8.示例7的脉冲宽度调制模式发生器，
[0151] 其中第一序列是 或 中的一个，以及
[0152] 第二序列是 或 中的一个，
[0153] 其中 是两个有效矢量， 是第一零矢量，并且 是第二零矢量。
[0154] 示例9.示例7或8的脉冲宽度调制模式发生器，
[0155] 其中脉冲宽度调制模式发生器适于在第一序列与第二序列之间采用有效矢量中的一个有效矢量。
[0156] 示例10.示例4的脉冲宽度调制模式发生器，
[0157] 其中脉冲宽度调制模式发生器适于在每个控制周期中、在至少一种操作模式下采用：
[0158] 两个矢量的两个不同序列，
[0159] 两个不同序列的每个序列包括两个有效矢量中的一个有效矢量、以及零矢量；以及
[0160] 一个序列包括两个有效矢量中的一个有效矢量，这个有效矢量跟随有两个不同的零矢量。
[0161] 示例11.根据示例10的脉冲宽度调制模式发生器，
[0162] 其中两个不同序列中的每个序列包括两个有效矢量中的一个有效矢量，这个有效矢量跟随有零矢量。
[0163] 示例12.一种系统，包括：
[0164] 示例1至11中任一项的脉冲宽度调制模式发生器、以及耦合到该脉冲宽度调制模式发生器的三相功率逆变器。
[0165] 示例13.示例12的系统，还包括电机，该电机耦合到三相功率逆变器。
[0166] 示例14.示例13的系统，其中电机是双三相电机，该系统还包括另一三相功率逆变器，该另一三相功率逆变器耦合到电机和脉宽调制模式发生器。
[0167] 示例15.一种系统，包括：
[0168] 六相功率逆变器，其中该六相功率逆变器包括六个半桥，每个半桥包括作为功率器件的两个开关以及作为功率器件的、与这些开关反向并联耦合的两个二极管，[0169] 脉冲宽度调制模式发生器，被配置为控制六相功率逆变器，
[0170] 其中脉冲宽度调制模式发生器被配置为经由空间矢量脉冲宽度调制使用磁场定向控制来控制六相功率逆变器，
[0171] 其中在至少一种操作模式下，脉冲宽度调制模式发生器适于控制六相功率逆变器，使得在空间矢量脉冲宽度调制的每个控制周期中，对于六个半桥的两组三个半桥中的每组半桥，三相功率逆变器的功率器件中的至少四个功率器件在施加零矢量期间轮流承受全电流，
[0172] 零矢量是其中所有三个半桥以相同方式控制的矢量，以及
[0173] 其中全电流是三相功率逆变器的三相电流中的最大相电流的绝对电流值。
[0174] 示例16.一种用于控制三相功率逆变器的方法，
[0175] 三相功率逆变器包括三个半桥，每个半桥包括作为功率器件的两个开关和作为功率器件的、与这些开关反向并联耦合的两个二极管，
[0176] 该方法包括：
[0177] 经由空间矢量脉冲宽度调制使用磁场定向控制；以及
[0178] 在至少一种操作模式下，控制三相功率逆变器，使得在空间矢量脉冲宽度调制的每个控制周期中，功率器件中的四个功率器件轮流在施加零矢量期间承受全电流，零矢量是其中所有三个半桥以相同方式控制的矢量，并且其中全电流是三相功率逆变器的三相电流中的最大相电流的绝对电流值。
[0179] 示例17.示例16的方法，其中该使用基于反馈角度和控制矢量，该控制矢量基于反馈角度而选择。
[0180] 示例18.示例16或17的方法，其中至少一种操作模式是：
[0181] 由三相功率逆变器控制的电机处于锁定转子状态的操作模式，或
[0182] 电机的转速低于预定义的阈值的操作模式。
[0183] 示例19.示例16至18中的一项的方法，其中在每个控制周期中的至少一种操作模式下，该控制基于两个有效矢量以及两个不同的零矢量，这两个有效矢量界定由反馈角度指示的扇区。
[0184] 示例20.示例19的方法，
[0185] 其中所述控制包括：在每个控制周期中、在至少一种操作模式下采用：
[0186] 两个有效矢量和两个零矢量的四个不同序列，
[0187] 每个序列包括两个有效矢量中的一个有效矢量和两个零矢量中的一个零矢量。
[0188] 示例21.示例20的方法，
[0189] 其中每个序列包括两个有效矢量中的一个有效矢量，这个有效矢量跟随有两个零矢量中的一个零矢量。
[0190] 示例22.示例20或21的方法，
[0191] 其中所述控制包括：根据控制方案 在每个控制周期中控制三相功率逆变器，其中 是两个有效矢量， 是第一零矢量，并且 是第二零矢量。
[0192] 示例23.示例19的方法，
[0193] 其中所述控制包括：在每个控制周期中、在至少一种操作模式下采用：
[0194] 第一序列，包括有效矢量中的一个有效矢量，这个有效矢量跟随有两个不同的零矢量；以及
[0195] 第二序列，包括两个有效矢量中的另一有效矢量，该另一有效矢量跟随有两个不同的零矢量。
[0196] 示例24.示例23的方法，
[0197] 其中第一序列是 或 中的一个，以及
[0198] 第二序列是 或 中的一个，其中 是两个有效矢量，是第一零矢量，并且 是第二零矢量。
[0199] 示例25.根据示例23或24的方法，其中所述控制包括：在第一序列与第二序列之间采用有效矢量中的一个有效矢量。
[0200] 示例26.根据示例19的方法，其中所述控制包括：在每个控制周期中、在至少一种操作模式下采用：
[0201] 两个矢量的两个不同序列，
[0202] 两个不同序列中的每个序列包括两个有效矢量中的一个有效矢量和两个零矢量中的一个零矢量；以及
[0203] 一个序列包括两个有效矢量中的一个有效矢量，这个有效矢量跟随有两个不同的零矢量。
[0204] 示例27.一种计算机程序，包括程序代码，该程序代码当在一个或多个处理器上执行时，使得执行示例16至26中的任一项的方法。使得执行具体意指一个或多个处理器充当控制方法的执行的控制器。
[0205] 示例28.一种计算机程序，包括用于控制三相功率逆变器的程序代码，该三相功率逆变器包括三个半桥，每个半桥包括作为功率器件的两个开关以及作为功率器件的、与这些开关反向并联耦合的两个二极管，该程序代码当在一个或多个处理器上执行时，使得：
[0206] 经由空间矢量脉冲宽度调制使用磁场定向控制；以及
[0207] 在至少一种操作模式下，控制三相功率逆变器，使得在空间矢量脉冲宽度调制的每个控制周期中，功率器件中的四个功率器件在施加零矢量期间轮流承受全电流，[0208] 零矢量是其中所有三个半桥以相同方式控制的矢量，并且其中全电流是三相功率逆变器的三相电流中的最大相电流的绝对电流值。
[0209] 示例29.一种存储示例27或28的计算机程序的有形存储介质。
[0210] 示例30.一种用于控制三相功率逆变器的设备，
[0211] 其中三相功率逆变器包括三个半桥，每个半桥包括作为功率器件的两个开关以及作为功率器件的、与这些开关反向并联耦合的两个二极管，
[0212] 该设备包括：
[0213] 用于经由空间矢量脉冲宽度调制使用磁场定向控制的装置；
[0214] 用于在至少一种操作模式下控制三相功率逆变器的装置，使得在空间矢量脉冲宽度调制的每个控制周期中，功率器件中的四个功率器件在施加零矢量期间轮流承受全电流，
[0215] 零矢量是其中所有三个半桥以相同方式控制的矢量，以及其中全电流是三相功率逆变器的三相电流中的最大相电流的绝对电流值。
[0216] 示例31.示例30的设备，
[0217] 其中至少一种操作模式是：
[0218] 由三相功率逆变器控制的电机处于锁定转子条件的操作模式，或
[0219] 电机的转速低于预定义的阈值的操作模式。
[0220] 示例32.示例30或31的设备，
[0221] 其中在至少一种操作模式下，在每个控制周期中，该控制基于两个有效矢量以及两个不同的零矢量，两个有效矢量界定由反馈角度指示的扇区。
[0222] 示例33.示例32的设备，
[0223] 其中用于控制的所述装置包括用于在每个控制周期中、在至少一种操作模式下采用以下各项的装置：
[0224] 两个有效矢量和两个零矢量的四个不同序列，
[0225] 每个序列包括两个有效矢量中的一个有效矢量和两个零矢量中的一个零矢量。
[0226] 示例34.示例33的设备，
[0227] 其中用于控制的所述装置包括用于根据控制方案在每个控制周期中控制三相功率逆变器的装置，其中
是两个有效矢量， 是第一零矢量，并且 是第二零矢量。
是两个有效矢量， 是第一零矢量，并且 是第二零矢量。
[0228] 示例35.示例32的设备，
[0229] 其中用于控制的所述装置包括用于在每个控制周期中、在至少一种操作模式下采用以下各项的装置：
[0230] 第一序列，包括有效矢量中的一个有效矢量，这个有效矢量跟随有两个不同的零矢量；以及
[0231] 第二序列，包括两个有效矢量中的另一有效矢量，该另一有效矢量跟随有两个不同的零矢量。
[0232] 示例36.示例35的设备，
[0233] 其中第一序列是 或 中的一个，第二序列是或 中的一个，其中 是两个有效矢量， 是第一零矢量，并且 是第二零
矢量。
矢量。
[0234] 示例37.根据示例35或36的设备，
[0235] 其中用于控制的所述装置包括用于在第一序列与第二序列之间采用有效矢量中的一个有效矢量的装置。
[0236] 示例38.根据示例32的方法，
[0237] 其中用于控制的所述装置包括用于在每个控制周期中、在至少一种操作模式下采用以下各项的装置：
[0238] 两个矢量的两个不同序列，
[0239] 两个不同序列中的每个序列包括两个有效矢量中的一个有效矢量和两个零矢量中的一个零矢量；以及
[0240] 一个序列包括两个有效矢量中的一个有效矢量，这个有效矢量跟随有两个不同的零矢量。
[0241] 尽管本文中已经示出和描述了特定实施例，但是本领域的普通技术人员应当领会，在不脱离本发明的范围的情况下，各种备选实现方式和/或等同实现方式可以代替所示出和描述的特定实施例。本申请旨在覆盖本文中所讨论的特定实施例的任何改编或变型。因此，旨在本发明仅由权利要求及其等同物限制。
| 标题 | 发布/更新时间 | 阅读量 |
|---|---|---|
| 电动助力转向装置 | 2020-05-08 | 942 |
| 使用形状记忆材料的电流中断设备 | 2020-05-08 | 937 |
| 一种照明灯电路过流保护装置 | 2020-05-08 | 743 |
| 一种智能LED灯调光系统 | 2020-05-08 | 889 |
| 视锥视杆复用式仿生视觉传感器 | 2020-05-11 | 346 |
| 具有集成温度控制的电子灶台式加热器单元 | 2020-05-08 | 269 |
| 可充电电池短路预测装置和可充电电池短路预测方法 | 2020-05-08 | 757 |
| 用于在水溶液中电化学沉积富金属层的方法和组合物 | 2020-05-08 | 815 |
| 混合充电系统 | 2020-05-08 | 629 |
| 电路布置的测试和校准 | 2020-05-08 | 65 |
高效检索全球专利专利汇是专利免费检索,专利查询,专利分析-国家发明专利查询检索分析平台，是提供专利分析，专利查询，专利检索等数据服务功能的知识产权数据服务商。
我们的产品包含105个国家的1.26亿组数据，免费查、免费专利分析。
分析报告
专利汇分析报告产品可以对行业情报数据进行梳理分析，涉及维度包括行业专利基本状况分析、地域分析、技术分析、发明人分析、申请人分析、专利权人分析、失效分析、核心专利分析、法律分析、研发重点分析、企业专利处境分析、技术处境分析、专利寿命分析、企业定位分析、引证分析等超过60个分析角度，系统通过AI智能系统对图表进行解读，只需1分钟，一键生成行业专利分析报告。
QQ群二维码
意见反馈
意见反馈