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DC/DC转换器及其控制方法、电源适配器及电子设备

阅读:2发布:2020-09-13

专利汇可以提供DC/DC转换器及其控制方法、电源适配器及电子设备专利检索,专利查询,专利分析的服务。并且本 发明 提高DC/DC转换器的可靠性。次级侧 控制器 (400)驱动光电 耦合器 (204)的发光元件,使得与输出电容器(C1)所产生的 输出 电压 (VOUT)相应的检测电压(VOUTS)趋近于基准电压(VREF)。初级侧控制器(202)根据反馈 信号 (VFB)来控制 开关 晶体管(M1)。保护 电路 (420)若检测到异常状态则会激活,并驱动光电耦合器(204)的发光元件。辅助电源电路(210)包含与输出电容器(C1)另行设置的电源电容器(C2),并将 电源电压 (VCC)供给到保护电路(420)及光电耦合器(204)的发光元件的 阳极 。,下面是DC/DC转换器及其控制方法、电源适配器及电子设备专利的具体信息内容。

1.一种绝缘同步整流型的DC/DC转换器,其特征在于,包括:
变压器,其具有初级绕组以及次级绕组,
开关晶体管,其与上述变压器的初级绕组连接,
输出电容器,其由流入上述变压器的次级绕组的电流进行充电,
光电耦合器,其包含发光元件以及受光元件,
反馈电路,其驱动上述光电耦合器的上述发光元件,使得与上述输出电容器所产生的输出电压相应的检测电压趋近于基准电压,
初级侧控制器,其与上述光电耦合器的上述受光元件连接,并根据基于上述受光元件的状态的反馈信号来控制上述开关晶体管,
保护电路,其在检测到异常状态时激活,并驱动上述发光元件,以及
辅助电源电路,其包含与上述输出电容器另行设置的电源电容器,并将上述电源电容器所产生的电源电压供给到上述保护电路及上述光电耦合器的上述发光元件的阳极
2.如权利要求1所述的DC/DC转换器,其特征在于,上述保护电路包含:
异常检测电路,其检测到异常状态时,维持异常检测信号的有效状态直到被复位为止,以及
晶体管,其在上述异常检测信号的有效状态下成为导通状态;
上述保护电路对上述异常检测电路供给上述电源电压。
3.如权利要求2所述的DC/DC转换器,其特征在于,当上述电源电压低于解除阈值时,上述异常检测信号被置于无效。
4.如权利要求2所述的DC/DC转换器,其特征在于,上述异常检测信号在其被置于有效后,经过预定时间后被置于无效。
5.如权利要求1~4的任何一项所述的DC/DC转换器,其特征在于,上述保护电路为过电压保护电路。
6.如权利要求1~4的任何一项所述的DC/DC转换器,其特征在于,上述辅助电源电路进一步包含从上述输出电容器向上述电源电容器的充电路径。
7.如权利要求6所述的DC/DC转换器,其特征在于,上述充电路径包含整流元件,该整流元件容许从上述DC/DC转换器的输出线向上述电源电容器的电流,并阻止反向的电流。
8.如权利要求6所述的DC/DC转换器,其特征在于,上述充电路径包含二极管,该二极管被设置为:阳极朝向上述DC/DC转换器的输出线侧,阴极朝向上述电源电容器侧。
9.如权利要求1~4的任何一项所述的DC/DC转换器,其特征在于,
上述反馈电路被内置在次级侧控制器中;
上述次级侧控制器除了上述反馈电路之外,还包括:
控制输出引脚,其与上述光电耦合器的上述发光元件连接,
电源引脚,其用于接受电源电压,
控制输入引脚,其用于接受与上述DC/DC转换器的输出电压相应的检测电压,以及供电路径,其用于从上述控制输出引脚向上述电源引脚供电;
上述反馈电路对上述检测电压与基准电压的误差进行放大,并将与上述误差相应的电流供给到上述光电耦合器的上述发光元件。
10.如权利要求9所述的DC/DC转换器,其特征在于,上述供电路径包含整流元件。
11.如权利要求9所述的DC/DC转换器,其特征在于,上述供电路径包含二极管,该二极管被设置为:阳极朝向上述控制输出引脚侧,阴极朝向上述电源引脚侧。
12.如权利要求9所述的DC/DC转换器,其特征在于,进一步包括保护电路,该保护电路在检测到异常状态时激活,并驱动上述发光元件;
上述电源引脚的上述电源电压被供给到上述保护电路的至少一部分。
13.如权利要求12所述的DC/DC转换器,其特征在于,上述保护电路被构成为:当检测到过电压状态时,维持驱动上述发光元件的状态直到被复位;
被供给到上述电源引脚的上述电源电压在上述DC/DC转换器的停止状态下比上述输出电压更慢地降低。
14.如权利要求13所述的DC/DC转换器,其特征在于,上述保护电路包含:
过电压检测比较器,其在检测到上述过电压状态时,将异常检测信号置于有效,存电路,其对上述异常检测信号进行锁存,以及
保护晶体管,其与上述发光元件连接,并根据上述锁存电路的输出而成为导通状态。
15.如权利要求13所述的DC/DC转换器,其特征在于,上述保护电路包含:
迟滞比较器,在监视对象的电压超过上侧的阈值时,将异常检测信号置于有效,在上述监视对象的电压低于下侧的阈值时,将异常检测信号置于无效,以及
保护晶体管,其与上述发光元件连接,并根据上述异常检测信号而成为导通状态。
16.如权利要求9所述的DC/DC转换器,其特征在于,上述反馈电路包含:
误差放大器,其对上述检测电压与上述基准电压的误差进行放大,以及通道晶体管,其与上述控制输出引脚连接,并根据上述误差放大器的输出信号而被驱动。
17.如权利要求9所述的DC/DC转换器,其特征在于,驱动上述DC/DC转换器的次级侧的同步整流晶体管的同步整流控制器被容纳在与上述次级侧控制器同一封装中。
18.如权利要求1~4的任何一项所述的DC/DC转换器,其特征在于,进一步包括整流元件,该整流元件被设置于上述光电耦合器的上述发光元件的阴极与上述保护电路的电源线之间。
19.如权利要求18所述的DC/DC转换器,其特征在于,上述电源电压在上述DC/DC转换器的停止状态下,比上述输出电压更慢地降低。
20.如权利要求19所述的DC/DC转换器,其特征在于,对于上述光电耦合器的上述发光元件的阳极,供给来自上述辅助电源电路的上述电源电压。
21.如权利要求18所述的DC/DC转换器,其特征在于,上述整流元件为二极管。
22.如权利要求18所述的DC/DC转换器,其特征在于,
上述保护电路包含:
异常检测电路,在检测到异常状态时,维持异常检测信号的有效状态直到被复位为止,以及
晶体管,其在上述异常检测信号的有效状态下成为导通状态;
对上述异常检测电路供给上述电源电压。
23.如权利要求22所述的DC/DC转换器,其特征在于,在上述电源电压低于解除阈值时,上述异常检测信号被置于无效。
24.如权利要求22所述的DC/DC转换器,其特征在于,上述异常检测信号在其被置于有效后,经过预定时间后被置于无效。
25.如权利要求18所述的DC/DC转换器,其特征在于,上述保护电路为过电压保护电路。
26.如权利要求18所述的DC/DC转换器,其特征在于,上述辅助电源电路进一步包含从上述输出电容器向上述电源电容器的充电路径。
27.如权利要求26所述的DC/DC转换器,其特征在于,上述充电路径包含整流元件,该整流元件容许从上述DC/DC转换器的输出线向上述电源电容器的电流,并阻止反向的电流。
28.如权利要求26所述的DC/DC转换器,其特征在于,上述充电路径包含二极管,该二极管被设置为:阳极朝向上述DC/DC转换器的输出线侧,阴极朝向上述电源电容器侧。
29.一种电子设备,其特征在于,包括:
负载,
二极管整流电路,其对商用交流电压进行全波整流,
平滑电容器,其将上述二极管整流电路的输出电压平滑化,生成直流输入电压,以及使上述直流输入电压降压并将其供给到负载的如权利要求1~4的任何一项所述的DC/DC转换器。
30.一种电源适配器,其特征在于,包括:
二极管整流电路,其对商用交流电压进行全波整流,
平滑电容器,其将上述二极管整流电路的输出电压平滑化,生成直流输入电压,以及使上述直流输入电压降压并将其供给到负载的如权利要求1~4的任何一项所述的DC/DC转换器。
31.一种绝缘同步整流型的DC/DC转换器的控制方法,其特征在于,包括:
控制与变压器的初级绕组连接的开关晶体管的步骤,
对流入变压器的次级绕组的电流进行整流来对输出电容器进行充电,生成输出电压的步骤,
利用与上述输出电容器另行设置的电源电容器来生成电源电压的步骤,将上述电源电压供给到驱动光电耦合器的发光元件的次级侧控制器及上述发光元件的阳极的步骤,以及
在检测到异常状态时,维持驱动上述发光元件的状态的步骤。
32.如权利要求31所述的方法,其特征在于,进一步包括在向上述次级侧控制器的上述电源电压的供电被切断时,从上述光电耦合器的上述发光元件的阴极,对上述次级侧控制器供电的步骤。

说明书全文

DC/DC转换器及其控制方法、电源适配器及电子设备

技术领域

[0001] 本发明涉及绝缘同步整流型DC/DC转换器。

背景技术

[0002] 反激式的DC/DC转换器被利用于以AC/DC转换器为主的各种电源电路中。图1的(a)是二极管整流型的反激转换器200R的电路图,图1的(b)是同步整流型的反激转换器200S的电路图。
[0003] 图1的(a)的反激转换器200R在其输入端子P1上接受输入电压VIN,生成被稳定于预定的目标电压的直流的输出电压VOUT,并将其供给到被连接于输出端子P2与接地端子P3之间的负载(未图示)。在变压器T1的初级绕组W1上,连接有开关晶体管M1,在次级绕组W2上,连接有二极管D1。输出电容器C1被连接在输出端子P2上。
[0004] 反馈电路(也称为并联稳压器电路)206以和输出电压VOUT与其目标电压VOUT(REF)的误差相应的电流IERR来驱动光电耦合器204的发光元件。在光电耦合器204的受光元件中,流过与误差相应的反馈电流IFB。在初级侧控制器(Primary Controller)202的反馈(FB)引脚上,产生与反馈电流IFB相应的反馈信号VFB。初级侧控制器202产生具有与反馈信号VFB相应的占空比(或者频率)的脉冲信号,驱动开关晶体管M1。
[0005] 在图1的(a)的二极管整流型的反激转换器中,二极管D1内产生Vf×IOUT的功率损耗。Vf为正向电压,IOUT为负载电流。若Vf=0.5V,IOUT=10A,则功率损耗为5W。因此,在许多用途中,需要用于冷却二极管D1的散热板或散热片
[0006] 图1的(b)的反激转换器200S中取代图1的(a)的二极管D1而包括同步整流晶体管M2以及同步整流控制器(也称为同步整流IC)300S。同步整流控制器300S与开关初级侧的开关晶体管M1同步地开关同步整流晶体管M2。
[0007] 在同步整流型的反激转换器中,同步整流晶体管M2的损耗为RON×IOUT2。RON为同步整流晶体管M2的导通电阻,若RON=5mΩ,IOUT=10A,则损耗为0.5W,与二极管整流型相比大幅降低。因此,在理论上,在同步整流型中能够无需或简化散热板或散热片。
[0008] [现有技术文献]
[0009] [专利文献]
[0010] 专利文献1:日本特开2009-159721号公报

发明内容

[0011] [发明要解决的课题]
[0012] 本发明人们针对图1的(b)的同步整流型转换器进行研究后,认识到以下的问题。
[0013] 在反激转换器200S中,为了提高可靠性,设置有过电压保护(OVP:Over Voltage Protection)电路390等保护电路。例如OVP电路390被内置在反馈电路206中,在过电压状态下,将电流IOVP供给到光电耦合器204的发光元件。
[0014] 图2为图1的(b)的反激转换器200S的动作波形图。比时刻t0靠前的是正常状态,输出电压VOUT被稳定为其目标值VOUT(REF)。在时刻t0,发生某些异常,输出电压VOUT从目标值VOUT(REF)脱离,并开始上升。
[0015] 在时刻t1,若输出电压VOUT超过过电压阈值VOVP,则成为OVP电路390将电流IOVP供给到光电耦合器204的发光元件的状态,且在该状态下被固定(存)。结果,反馈电流IFB増加,反馈信号VFB降低,开关晶体管M1的开关停止。
[0016] 因为若开关晶体管M1的开关停止,则输出电容器C1的充电会停止,所以输出电压VOUT随时间降低。反馈电路206将输出电压VOUT作为电源电压VCC来接受。因此,若输出电压VOUT降低,则OVP电路390变为不能动作,且变为不能维持电流IOVP。例如在反馈电路206中,内置有未图示的UVLO(Under Voltage Lock Out:欠压锁定)电路,被构成使得若VCC<VUVLO,则将反馈电路206的OVP状态复位。
[0017] 由于输出电压VOUT即电源电压VCC的降低,当在时刻t2电流IOVP(及电流IERR)成为零时,则反馈电流IFB也成为零,反馈信号VFB上升,开关晶体管M1的开关恢复。通过开关的恢复,输出电压VOUT再次开始上升。
[0018] 若仍有过电压的因素,则输出电压VOUT再次到达过电压阈值VOVP。反激转换器200S将时分地交替反复进行动作和停止(称为间歇模式)。
[0019] 构成反激转换器200S的电路元件,具体而言,同步整流晶体管M2或开关晶体管M1的发热有时会成为问题。在图2的间歇模式下,在动作期间发热、温度上升,在停止期间温度被缓和。因此,若停止期间较短,则电路元件的温度会逐渐上升。
[0020] 另外,虽然在此说明了过电压保护,但是针对其它的保护电路也可能产生同样的问题。
[0021] 本发明鉴于以上的问题而完成,其一个方案的示例性的目的之一在于提供一种抑制发热的DC/DC转换器。
[0022] [用于解决技术课题的技术方案]
[0023] 1.本发明的一个方案涉及绝缘同步整流型的DC/DC转换器。DC/DC转换器包括:变压器,其具有初级绕组以及次级绕组;开关晶体管,其与变压器的初级绕组连接;输出电容器,其由流入变压器的次级绕组的电流进行充电;光电耦合器,其包含发光元件以及受光元件;反馈电路,其驱动光电耦合器的发光元件,使得与输出电容器所生成的输出电压相应的检测电压趋近于基准电压;初级侧控制器,其与光电耦合器的受光元件连接,根据基于受光元件的状态的反馈信号来控制开关晶体管;保护电路,其若检测到异常状态则会激活,并驱动发光元件;以及辅助电源电路,其包含与输出电容器被分别设置的电源电容器,并将电源电容器所生成的电源电压供给到保护电路以及光电耦合器的发光元件的阳极
[0024] 根据此方案,因为在输出电压VOUT降低后,保护电路的电源电压也会被维持,所以能够长久维持驱动发光元件的状态。由此,在间歇模式下进行动作时,能够延长热缓和时间,并能够抑制发热。
[0025] 也可以是,保护电路包含维持异常检测信号的有效状态直到被复位为止的异常检测电路、以及在异常检测信号的有效状态下成为导通状态的晶体管,若检测到异常状态,则对异常检测电路供给电源电压。
[0026] 也可以是,若电源电压低于解除阈值,则异常检测信号被置于无效。
[0027] 也可以是,异常检测信号在其置于有效后,经过预定时间后被置于无效。
[0028] 也可以是,保护电路为过电压保护电路。
[0029] 也可以是,辅助电源电路进一步包含从输出电容器向电源电容器的充电路径。
[0030] 也可以是,充电路径包含整流元件,该整流元件容许从DC/DC转换器的输出线向电源电容器的电流,阻止反向的电流。
[0031] 也可以是,充电路径包含二极管,该二极管被设置成:阳极朝向DC/DC转换器的输出线侧,阴极朝向电源电容器侧。
[0032] 2.1本发明的另一方案涉及被使用在绝缘同步整流型的DC/DC转换器上的次级侧控制器。次级侧控制器包括:控制输出引脚,其与光电耦合器的发光元件连接;电源引脚,其接受电源电压;控制输入引脚,其接受与DC/DC转换器的输出电压相应的检测电压;反馈电路,其对检测电压与基准电压的误差进行放大,并将与误差相应的电流供给到光电耦合器的发光元件;以及供电路径,其用于从控制输出引脚向电源引脚供电。
[0033] 根据此方案,因为即使在电源引脚上发生了开路异常,也会经由供电路径来对于次级侧控制器的电源线供给控制输出引脚的电压,所以次级侧控制器能够将其作为电源电压来维持动作。由此,能够提高可靠性。
[0034] 也可以是,供电路径包含整流元件。也可以是,供电路径包含二极管,该二极管被设置为:阳极朝向控制输出引脚侧,阴极朝向电源引脚侧。
[0035] 也可以是,次级侧控制器进一步包括保护电路,该保护电路若检测到异常状态则驱动发光元件。也可以是,对保护电路的至少一部分供给电源引脚的电源电压。
[0036] 由此,在电源引脚上发生了断开异常的情况下,能够防止由保护电路产生的保护功能丢失。
[0037] 也可以是,保护电路被构成为:若检测到过电压状态,则会激活,并驱动发光元件。也可以是,被供给到电源引脚的电源电压在DC/DC转换器的停止状态下,与输出电压相比降低得慢。
[0038] 若发生过电压状态,则发光元件被驱动,初级侧的开关停止,输出电压降低。若输出电压降低,则由保护电路进行的发光元件的驱动被解除。于是,初级侧的开关恢复。若过电压状态持续,则DC/DC转换器转换成间歇的动作模式。
[0039] 在此,因为输出电压降低后,电源引脚的电源电压也会被维持,所以能够长久维持驱动发光元件后的状态。即,能够延长DC/DC转换器的停止期间。由此,在间歇模式下进行动作时,能够延长热缓和时间,并能够抑制发热。
[0040] 也可以是,保护电路包含:过电压检测比较器,其若检测到过电压状态,则将异常检测信号置于有效;锁存电路,其锁存异常检测信号;以及保护晶体管,其与发光元件连接,并根据锁存电路的输出来成为导通状态。
[0041] 也可以是,反馈电路包含:误差放大器,其对检测电压与基准电压的误差进行放大;以及通道晶体管,其与控制输出引脚连接,并根据误差放大器的输出信号而被驱动。
[0042] 也可以是,反馈电路被容纳在与驱动DC/DC转换器的次级侧的同步整流晶体管的同步整流控制器同一封装中。
[0043] 本发明的另一方案涉及DC/DC转换器。DC/DC转换器包括上述的任何一种次级侧控制器。
[0044] 2.2本发明的另一方案还涉及绝缘同步整流型的DC/DC转换器。该DC/DC转换器包括:变压器,其具有初级绕组以及次级绕组;开关晶体管,其与变压器的初级绕组连接;输出电容器,其由流入变压器的次级绕组的电流进行充电;光电耦合器,其包含发光元件以及受光元件;反馈电路,其驱动光电耦合器的发光元件,使得与DC/DC转换器的输出电压相应的检测电压趋近于基准电压;初级侧控制器,其与光电耦合器的受光元件连接,根据基于受光元件的状态的反馈信号来控制开关晶体管;同步整流控制器,其驱动同步整流晶体管;保护电路,其若检测到异常状态则会激活,并驱动发光元件;辅助电源电路,其包含与输出电容器被分别设置的电源电容器,并将电源电容器所产生的电源电压供给到保护电路的至少一部分的电源线;以及整流元件,其被设置于光电耦合器的发光元件的阴极与电源线之间。
[0045] 根据此方案,因为即使从辅助电源电路到电源线的电源路径被切断,也会从光电耦合器的发光元件的阴极经由整流元件来对电源线供给电压,所以能够维持保护电路的动作。由此,能够提高可靠性。
[0046] 也可以是,在DC/DC转换器的停止状态下,电源电压与输出电压相比降低得慢。
[0047] 由此,能够延长间歇动作的停止期间的长度。
[0048] 也可以是,对于光电耦合器的发光元件的阳极,供给来自辅助电源电路的电源电压。
[0049] 由此,在异常状态下的间歇动作时,能够将停止期间中的输出电压降低到0V或其附近。
[0050] 也可以是,整流元件为二极管。
[0051] 也可以是,保护电路包含:异常检测电路,其若检测到异常状态,则维持异常检测信号的有效直到被复位为止;以及晶体管,其在异常检测信号的有效状态下成为导通状态。也可以是,对异常检测电路供给电源电压。
[0052] 也可以是,若电源电压低于解除阈值,则异常检测信号被置于无效。
[0053] 也可以是,异常检测信号在其被置于有效后,经过预定时间后被置于无效。
[0054] 也可以是,保护电路为过电压保护电路。也可以是,异常检测电路包含迟滞比较器。
[0055] 也可以是,辅助电源电路进一步包含从输出电容器向电源电容器的充电路径。也可以是,充电路径包含整流元件,该整流元件容许从DC/DC转换器的输出线向电源电容器的电流,阻止反向的电流。
[0056] 也可以是,充电路径包含二极管,该二极管被设置为:阳极朝向DC/DC转换器的输出线侧,阴极朝向电源电容器侧。
[0057] 也可以是,同步整流控制器、反馈电路以及保护电路被容纳在一个封装中。
[0058] 也可以是,反馈电路和保护电路被集成在同一芯片上。
[0059] 所谓“集成”,包含电路的全部构成要素被形成于半导体基板上的情况、或电路的主要构成要素被一体集成的情况,也可以是,一部分电阻或电容器等为电路常数的调节用而被设置于半导体基板的外部。通过将电路集成在1个芯片上,从而能够削减电路面积,并且能够均匀地保持电路元件的特性。
[0060] 也可以是,同步整流控制器、反馈电路以及保护电路被集成在同一芯片上。
[0061] 本发明的另一方案涉及电子设备。也可以是,电子设备包括:负载;二极管整流电路,其对商用交流电压进行全波整流;平滑电容器,其将二极管整流电路的输出电压平滑化,生成直流输入电压;以及使直流输入电压降压并将其供给到负载的上述的任何一个DC/DC转换器。
[0062] 本发明的另一方案涉及电源适配器。也可以是,电源适配器包括:二极管整流电路,其对商用交流电压进行全波整流;平滑电容器,其将二极管整流电路的输出电压平滑化,生成直流输入电压;以及对直流输入电压进行降压并将其供给到负载的上述的任何一种DC/DC转换器。
[0063] 另外,以上构成要素的任意组合、或将本发明的构成要素或表现形式在方法、装置、以及系统等之间相互置换后的方案,作为本发明的方案也是有效的。
[0064] 进而,用于解决此问题的手段的叙述并非全都是不可缺少的特征,因此,所记载的这些特征的变形也能够成为本发明。
[0065] 发明效果
[0066] 根据本发明的一个方案,能够提高DC/DC转换器的可靠性。附图说明
[0067] 图1的(a)、(b)是反激转换器的电路图。
[0068] 图2是图1的(b)的DC/DC转换器的动作波形图。
[0069] 图3是第1实施方式的绝缘型的DC/DC转换器的电路图。
[0070] 图4是图3的DC/DC转换器的动作波形图。
[0071] 图5是比较技术的DC/DC转换器的动作波形图。
[0072] 图6是表示图3的DC/DC转换器的第1构成例的电路图。
[0073] 图7是图6的DC/DC转换器的动作波形图。
[0074] 图8的(a)、(b)是图3的次级侧控制器的变形例的电路图。
[0075] 图9是表示图3的DC/DC转换器的第2构成例的电路图。
[0076] 图10是第2实施方式的绝缘型的DC/DC转换器的电路图。
[0077] 图11是表示图10的DC/DC转换器的第1构成例的电路图。
[0078] 图12是第1比较技术的DC/DC转换器的动作波形图。
[0079] 图13是图11的DC/DC转换器的动作波形图。
[0080] 图14的(a)、(b)是图11的次级侧控制器的变形例的电路图。
[0081] 图15是表示图10的DC/DC转换器的第2构成例的电路图。
[0082] 图16是包括DC/DC转换器的AC/DC转换器的电路图。
[0083] 图17是表示包括AC/DC转换器的AC适配器的图。
[0084] 图18的(a)、(b)是表示包括AC/DC转换器的电子设备的图。
[0085] [附图标记说明]
[0086] P1…输入端子、P2…输出端子、M1…开关晶体管、M2…同步整流晶体管、C1…输出电容器、T1…变压器、W1…初级绕组、W2…次级绕组、100…AC/DC转换器、102…滤波器、104…整流电路、106…平滑电容器、200…DC/DC转换器、202…初级侧控制器、204…光电耦合器、210…辅助电源电路、D2…二极管、C2…电源电容器、400…次级侧控制器、402…电源线、404…供电路径、410…反馈电路、412…误差放大器、414…通道晶体管、420…保护电路、
421…异常检测电路、422…过电压检测比较器、423…迟滞比较器、424…锁存电路、426…保护晶体管、428…自动复位电路、430…UVLO电路、300…同步整流控制器、800…AC适配器、
802…插头、804…壳体、806…连接器、810、900…电子设备、902…插头、904…壳体。

具体实施方式

[0087] 以下,基于优选的实施方式参照附图说明本发明。对于各附图所示的相同或等同的构成要素、部件、以及处理,标注同样的附图标记,并适当省略重复的说明。此外,实施方式并非限定发明,仅是示例,并非实施方式中所记述的全部特征或其组合都是发明的本质性内容。
[0088] 在本说明书中,所谓“构件A与构件B连接的状态”,包含构件A与构件B物理性地直接连接的情况、以及构件A与构件B经由对电连接状态没有影响、或者不阻碍功能的其它构件间接地连接的情况。
[0089] 同样,所谓“构件C被设置于构件A与构件B之间的状态”,除包含构件A与构件C、或者构件B与构件C直接连接的情况之外,还包含经由对电连接状态没有影响、或者不阻碍功能的其它构件间接地连接的情况。
[0090] 在本说明书中,为了易于理解,对所参照的波形图或时序图的纵轴及横轴进行了适当地放大、缩小,此外,所示的各波形也被简化、夸大或强调。
[0091] 图3是第1实施方式的绝缘型的DC/DC转换器200的电路图。DC/DC转换器200为反激转换器,在其输入端子P1上接受输入电压VIN,生成被稳定于预定的目标电压的直流的输出电压VOUT,并供给到被连接于输出端子P2与接地端子P3之间的负载(未图示)。
[0092] 变压器T1具有初级绕组W1、以及次级绕组W2。初级绕组W1的一端与输入端子P1连接,接受直流的输入电压VIN。开关晶体管M1的漏极与变压器T1的初级绕组W1的另一端连接。也可以是,在开关晶体管M1的源极与接地线之间,插入有电流检测用的感测电阻。
[0093] 同步整流晶体管M2及变压器T1的次级绕组W2被串联地设置于输出端子P2与接地端子P3之间。输出电容器C1被连接于输出端子P2与接地端子P3之间。
[0094] 初级侧控制器202与光电耦合器204的受光元件连接。在初级侧控制器202的反馈(FB)端子上,出现与流入光电耦合器204的受光元件的反馈电流IFB相应的反馈信号VFB。
[0095] 初级侧控制器202生成具有与反馈信号VFB相应的占空比(或频率)的脉冲信号并从输出(OUT)端子输出,驱动开关晶体管M1。初级侧控制器202的构成及控制方式不被特别地限定。例如,也可以是,初级侧控制器202为电流模式的调制器
[0096] 同步整流控制器300控制同步整流晶体管M2。例如同步整流控制器300基于同步整流晶体管M2的漏源间电压VDS2来生成控制脉冲,并将与控制脉冲相应的栅极脉冲供给到同步整流晶体管M2的栅极。也可以是,同步整流控制器300的构成及动作也不被特别地限定,使用公知技术即可。
[0097] 次级侧控制器400包括控制输入(SH_IN)引脚、控制输出(SH_OUT)引脚、电源(VCC)引脚、以及接地(GND)引脚,并被容纳在一个封装中。对SH_IN引脚,输入与输出电压VOUT相应的检测电压VOUTS。例如,检测电压VOUTS为将输出电压VOUT用电阻R11、R12分压后的电压。SH_OUT引脚与光电耦合器204的发光元件连接。GND引脚与接地端子P3(接地线)连接。
[0098] 在DC/DC转换器200的次级侧上,设置有辅助电源电路210。辅助电源电路210包含与输出电容器C1另行设置的电源电容器C2,且电源电容器C2所产生的电源电压VCC被供给到次级侧控制器400的VCC引脚。辅助电源电路210包含充电路径212,该充电路径212被设置于辅助电源电路210与电源电容器C2之间。也可以是,充电路径212包含整流元件,该整流元件容许从DC/DC转换器200的输出线208向电源电容器C2的电流,并阻止反向的电流。也可以是,整流元件包含二极管D2,该二极管D2被设置为:阳极朝向DC/DC转换器200的输出线208侧,阴极朝向电源电容器C2侧朝向。或者,也可以是,整流元件为开关(晶体管)。
[0099] 在DC/DC转换器200的动作过程中,电源电容器C2被充电到与输出电压VOUT实质上同电位,因此,对于VCC引脚供给实质上与输出电压VOUT同电位的电源电压VCC。
[0100] 此外,光电耦合器204的发光元件的阳极经由电阻R3而与电源电容器C2连接。即,对于发光元件供给来自辅助电源电路210的电源电压VCC。
[0101] 若DC/DC转换器200的开关动作停止,则输出电容器C1由负载电流进行放电,并随时间降低。另一方面,电源电容器C2由光电耦合器204的正向电流及流入次级侧控制器400的VCC引脚的电流进行放电。电源电容器C2的容量被设定为:在DC/DC转换器200的停止状态下,电源电压VCC比输出电压VOUT更慢地降低。
[0102] 次级侧控制器400包括电源线402、反馈电路410、以及保护电路420,它们被集成在一个半导体基板上。电源线402与VCC引脚连接。反馈电路410及保护电路420接受电源线402的电源电压VCC来进行动作。
[0103] 反馈电路410为所谓的并联稳压器,其驱动光电耦合器204的发光元件,使得检测电压VOUTS趋近于基准电压VREF,换言之,使得输出电压VOUT趋近于其目标值VOUT(REF)。具体而言,反馈电路410利用和检测电压VOUTS与基准电压VREF的误差相应的电流IPC来驱动光电耦合器204的发光元件。
[0104] 例如反馈电路410包含误差放大器412以及通道晶体管(pass transistor)414。误差放大器412对检测电压VOUTS与基准电压VREF的误差进行放大。通道晶体管414例如是P沟道MOSFET,其源极与SH_OUT引脚连接,栅极与误差放大器412的输出连接。在通道晶体管414中,流过和误差放大器412的输出信号、即检测电压VOUTS与基准电压VREF的误差相应的电流IPC。也可以是,通道晶体管414为N沟道。此外,也可以是,通道晶体管414为PNP型或者PNP型的双极晶体管。
[0105] 也可以是,误差放大器412的电源从SH_OUT引脚获得。在此情况下,保护电路420被从电源线402供给电源。
[0106] 保护电路420若检测到异常状态,则将电流供给到光电耦合器204的发光元件。若发生异常,则流入光电耦合器204的发光元件的正向电流増加,反馈电流IFB増加,反馈电压VFB降低,且开关晶体管M1的开关停止,电路被保护。
[0107] 虽然不被特别地限定,但是在本实施方式中,异常状态为过电压状态,保护电路420为OVP电路,该OVP电路若检测到过电压状态,则将电流IOVP供给到光电耦合器204。
[0108] 保护电路420包含异常检测电路421以及保护晶体管426。若异常检测电路421检测到异常状态(在此为过电压状态),则维持异常检测信号SOVP’的有效状态,直至被复位。保护晶体管426在异常检测信号SOVP’的有效状态下成为导通状态。
[0109] 以上为DC/DC转换器200的构成。接下来说明其动作。
[0110] 图4是图3的DC/DC转换器200的动作波形图。在时刻t0之前是正常状态,输出电压VOUT被稳定为其目标值VOUT(REF)。在时刻t0,发生某些异常,输出电压VOUT从目标值VOUT(REF)脱离,并开始上升。随着输出电压VOUT的上升,电源电压VCC上升。
[0111] 然后,当在时刻t1,输出电压VOUT超过过电压阈值VOVP时,保护电路420变为将电流IOVP供给到光电耦合器204的发光元件的状态,并在该状态下被固定(锁存)。结果,反馈电流IFB増加,反馈信号VFB降低,开关晶体管M1的开关停止。
[0112] 因为开关晶体管M1的开关停止后,输出电容器C1的充电会停止,所以输出电压VOUT随时间降低,被供给到次级侧控制器400的电源电压VCC也会降低。在时刻t2,输出电压VOUT降低到0V。另一方面,电源电压VCC比输出电压VOUT慢地降低。
[0113] 当在时刻t3,次级侧控制器400的VCC引脚的电压VCC’降低到解除阈值VUVLO时,保护电路420的保护状态被解除,IOVP变为零。结果,反馈电流IFB也变为零,反馈信号VFB上升,开关晶体管M1的开关动作恢复。通过开关动作的恢复,输出电压VOUT再次上升,电源电压VCC也会上升。
[0114] 若仍有过电压的因素,则输出电压VOUT再次超过目标电压VOUT(REF)地上升。然后,当输出电压VOUT超过过电压阈值VOVP时,再次成为保护状态。DC/DC转换器200在过电压的因素持续期间,时分地交替反复进行动作和停止。
[0115] 以上为DC/DC转换器200的动作。通过该DC/DC转换器200,与图1的(b)的反激转换器200S相比,能够延长在间歇模式下的停止期间。如上所述,尽管电路元件在动作期间发热而温度上升,在停止期间温度被缓和,但是通过延长停止期间,能够抑制电路元件的温度上升。
[0116] DC/DC转换器200的另一优点将通过与比较技术的对比而得到明确。在比较技术中,次级侧控制器400的VCC引脚与输出线208连接,输出电压VOUT被作为电源电压来使用。
[0117] 说明比较技术的动作。图5是比较技术的DC/DC转换器的动作波形图。
[0118] 在时刻t0,发生某些异常,输出电压VOUT从目标值VOUT(REF)脱离,并开始上升。随着输出电压VOUT的上升,电源电压VCC上升。
[0119] 然后,当在时刻t1,输出电压VOUT超过过电压阈值VOVP时,保护电路420变为将电流IOVP供给到光电耦合器204的发光元件的状态,并在该状态下被固定(锁存)。结果,反馈电流IFB増加,反馈信号VFB降低,开关晶体管M1的开关停止。
[0120] 因为当开关晶体管M1的开关停止时,输出电容器C1的充电会停止,所以输出电压VOUT随时间降低,被供给到次级侧控制器400的电源电压VCC也会降低。电源电压VCC比输出电压VOUT慢地降低。
[0121] 当在时刻t2,输出电压VOUT、即光电耦合器204的发光元件的阴极电压降低到某个电压电平时,保护电流IOVP减少,发光元件的亮度降低。由此反馈电流IFB减少,反馈电压VFB上升,开关晶体管M1进行开关。当因开关晶体管M1的开关,输出电压VOUT略有上升时,保护电流IOVP略有増加,开关晶体管M1的开关停止,或者其开关动作的占空比变小。
[0122] 如此,在比较技术中,在过电压状态的停止区间内,输出电压VOUT不会完全降低到0V,而是在某个电压电平成为平衡状态,开关晶体管M1的开关也不会完全停止。以上为比较技术的动作。
[0123] 通过实施方式的DC/DC转换器200,即使输出电压VOUT降低,光电耦合器204的发光元件的发光也会被维持,所以如图4所示,能够维持开关晶体管M1的停止状态。
[0124] 本发明的一个方面被理解为图3的框图或电路图、或者涉及从上述的说明导出的各种装置、电路的方案,并不限定于特定的构成。以下,并非为了缩小本发明的范围,而是为了便于理解及明确发明的本质或电路动作,来说明更具体的构成例或变形例。
[0125] (第1构成例)
[0126] 图6是表示DC/DC转换器的第1构成例(200A)的电路图。
[0127] 保护电路420A为过电压保护(OVP:Over Voltage Protection)电路。对于次级侧控制器400A的过电压保护(OVP)引脚,经由电阻R31供给电源电压VCC。在OVP引脚上,产生由外接的电阻R31与内置的电阻R32将电源电压VCC分压后的电压VCC’。另外,也可以是,电阻R32为外接部件。
[0128] 如上所述,因为在DC/DC转换器200A的开关动作中,VCC≒VOUT,所以VCC引脚的电压VCC’成为与输出电压VOUT相应的电压。若OVP引脚的电压VCC’超过预定的过电压阈值VOVP,则保护电路420A产生电流IOVP来驱动光电耦合器204。
[0129] 保护电路420A被构成为:在OVP引脚的电压VCC’超过预定的过电压阈值VOVP时,维持光电耦合器204的驱动状态,直到被复位。
[0130] 保护电路420A包括异常检测电路421、以及保护晶体管426。异常检测电路421检测到异常状态(在此为过电压状态)时,维持异常检测信号SOVP的有效状态直到被复位为止。保护晶体管426在异常检测信号SOVP的有效状态下成为导通状态。
[0131] 异常检测电路421包含过电压检测比较器422以及锁存电路424。过电压检测比较器422将OVP引脚的电压VCC’与过电压阈值VOVP进行比较,若检测到过电压状态(VCC’>VOVP),则将比较信号SOVP’置于有效(例如高电平)。锁存电路424对比较信号SOVP’进行锁存。也可以是,锁存电路424包含触发器。保护晶体管426经由SH_OUT引脚与光电耦合器204的发光元件连接,并根据锁存电路424的输出SOVP而成为导通状态。
[0132] 也可以是,次级侧控制器400A包括UVLO(Under Voltage Lock Out:欠压锁定)电路430。UVLO电路430为复位电路,若VCC’<VUVLO,则将解除信号SRESET置于有效(例如低电平),对锁存电路424进行复位。通过UVLO电路430,当保护电路420A的OVP状态被解除时,保护晶体管426变为截止,电流IOVP停止。
[0133] 在次级侧控制器400A中,对于反馈电路410、以及保护电路420A,经由电源线402来供给电源电压VCC。
[0134] 供电路径404被构成为:从SH_OUT引脚向VCC引脚单方向供电。例如,也可以是,供电路径404包含整流元件。整流元件包含二极管,该二极管被设置为:阳极朝向SH_OUT引脚侧,阴极朝向VCC引脚(电源线402)侧。
[0135] 以上为DC/DC转换器200A的构成。接下来说明其动作。图7是图6的DC/DC转换器200A的动作波形图。
[0136] 在时刻t0之前是正常状态,输出电压VOUT被稳定为其目标值VOUT(REF)。在时刻t0,发生某些异常,输出电压VOUT从目标值VOUT(REF)脱离,并开始上升。
[0137] 电源电压VCC及OVP引脚的电压VCC’与输出电压VOUT的上升共同地上升。然后,在时刻t1,电压VCC’超过过电压阈值VOVP时,保护电路420变为将电流IOVP供给到光电耦合器204的发光元件的状态,并在该状态下被固定(锁存)。结果,反馈电流IFB増加,反馈信号VFB降低,开关晶体管M1的开关停止。
[0138] 因为当开关晶体管M1的开关停止时,输出电容器C1的充电会停止,所以输出电压VOUT随时间降低,被供给到次级侧控制器400A的电源电压VCC也降低。在时刻t2,输出电压VOUT降低到0V。另一方面,电源电压VCC比输出电压VOUT满地降低。
[0139] 在时刻t3,OVP引脚的电压VCC’降低到UVLO电压VUVLO时,保护电路420A的保护状态被解除,IOVP变为零。结果,反馈电流IFB也变为零,反馈信号VFB上升,开关晶体管M1的开关恢复。通过开关的恢复,输出电压VOUT再次上升,电源电压VCC也上升。
[0140] 若仍有过电压的因素,则输出电压VOUT会再次超过目标电压VOUT(REF)地上升。然后,当OVP引脚的电压VCC’超过过电压阈值VOVP时,再次成为保护状态。DC/DC转换器200A在过电压的因素持续的期间,将时分地交替反复进行动作、停止。以上是DC/DC转换器200A的动作。
[0141] 根据图6的DC/DC转换器200A,通过延长停止期间的长度,从而能够防止同步整流晶体管M2的异常发热,能够提高可靠性。
[0142] 进而,通过DC/DC转换器200A,即使在VCC引脚上发生了开路异常的情况下,也会从SH_OUT引脚经由供电路径404对电源线402供给电压。由此,反馈电路410及保护电路420A能够继续动作,能够提高可靠性。
[0143] (变形例)
[0144] 图8的(a)、(b)是图3的次级侧控制器的变形例(400B、400C)的电路图。在图8的(a)的次级侧控制器400B中,保护电路420B包括自动复位电路428。自动复位电路428还接受电源线402的电压VCC来进行动作。
[0145] 自动复位电路428包含计时器电路,保护电路420B成为OVP状态后且经过预定时间后,对锁存电路424进行复位。根据此变形例,自动复位电路428能够根据测定的时间来设定停止期间。
[0146] 在图8的(b)的次级侧控制器400C中,保护电路420C包含迟滞比较器423以及保护晶体管426。迟滞比较器423将OVP引脚的电压VCC’与按VOVP和VUVLO两个值变化的阈值电压进行比较,并生成与比较结果相应的异常检测信号SOVP。根据此构成,能够实现图5的动作。
[0147] (第2构成例)
[0148] 图9是表示DC/DC转换器的第2构成例(200D)的电路图。在DC/DC转换器200D中,在次级侧控制器400D中,除反馈电路410、以及保护电路420之外,同步整流控制器300D也被容纳在同一封装中。它们可以被集成在同一半导体基板(裸片(die)、芯片)上,还可以分割成多个裸片来被集成。
[0149] SOURCE引脚为同步整流控制器300D的接地端子。GATE引脚及DRAIN引脚与同步整流晶体管M2的栅极及漏极接线。对同步整流控制器300D,也从电源线402供给电源电压VCC。也可以是,在图8的(a)、(b)的变形例的次级侧控制器400B、400C中,内置同步整流控制器
300D。
[0150] 以下,说明与第1实施方式相关联的变形例。
[0151] (第1变形例)
[0152] 保护电路420不限定于过电压保护电路。例如也可以是,保护电路420检测到同步整流晶体管M2不能开关的不能开关状态,在不能开关状态下成为激活状态,并驱动光电耦合器204的发光元件。例如保护电路420也可以检测次级侧控制器400的GATE引脚的开路异常,还可以检测次级侧控制器400的DRAIN引脚的开路异常。
[0153] (第2变形例)
[0154] 在实施方式中,虽然以同步整流型的反激转换器为例,但是本发明也可以适用于二极管整流型的反激转换器。此外,本发明也可以适用于LLC转换器。
[0155] (第3变形例)
[0156] 供电路径404的构成不限定于如图2所示的二极管,也可以由在SH_OUT引脚的电压比VCC引脚的电压高时成为接通、否则成为关断的开关构成。
[0157] (第4变形例)
[0158] 辅助电源电路210的构成不限定于图3等所示。例如也可以由以输出电压VOUT为输入的升压型的电荷来构成辅助电源电路210,并将其输出电压供给到VCC引脚。
[0159] (第2实施方式)
[0160] 说明在第2实施方式中要解决的问题。针对图1的(b)的DC/DC转换器200S研究后,本发明人们认识到以下的问题。对于反馈电路206的电源(VCC)引脚,供给输出电压VOUT(或以其为起源的电源电压VCC),反馈电路206的内部电路以该输出电压VOUT为电源电压来进行动作。
[0161] 若VCC引脚从基板脱离、或基板上的布线断线(将它们称为开路异常),则输出电压VOUT将不会被供给到VCC引脚,反馈电路206变为不能动作,进而输出电压VOUT变得不能控制。
[0162] 在取代同步整流晶体管M2及同步整流控制器300,而包括整流二极管的二极管整流型的反激转换器、或LLC转换器中,也可能会产生同样的问题。通过以下说明的第2实施方式的DC/DC转换器200,此问题将被解决。
[0163] 图10是第2实施方式的绝缘型的DC/DC转换器200的电路图。DC/DC转换器200为反激转换器,在其输入端子P1上接受输入电压VIN,生成被稳定于预定的目标电压的直流的输出电压VOUT,并供给到被连接于输出端子P2与接地端子P3之间的负载(未图示)。
[0164] 变压器T1具有初级绕组W1、以及次级绕组W2。初级绕组W1的一端与输入端子P1连接,接受直流的输入电压VIN。开关晶体管M1的漏极与变压器T1的初级绕组W1的另一端连接。也可以是,在开关晶体管M1的源极与接地线之间,插入有电流检测用的感测电阻。
[0165] 同步整流晶体管M2及变压器T1的次级绕组W2被串联地设置于输出端子P2与接地端子P3之间。输出电容器C1被连接于输出端子P2与接地端子P3之间。
[0166] 光电耦合器204包含发光元件以及受光元件。发光元件由电阻R21、R22进行偏置。
[0167] 初级侧控制器202与光电耦合器204的受光元件连接。在初级侧控制器202的反馈(FB)端子上,出现与流入光电耦合器204的受光元件的反馈电流IFB相应的反馈信号VFB。
[0168] 初级侧控制器202生成具有与反馈信号VFB相应的占空比(或频率)的脉冲信号并从输出(OUT)端子输出,驱动开关晶体管M1。初级侧控制器202的构成及控制方式不被特别地限定。例如也可以是,初级侧控制器202为电流模式的调制器。
[0169] 同步整流控制器300控制同步整流晶体管M2。例如同步整流控制器300基于同步整流晶体管M2的漏源间电压VDS2来生成控制脉冲,并将与控制脉冲相应的栅极脉冲供给到同步整流晶体管M2的栅极。同步整流控制器300的构成及动作也不被特别地限定,使用公知技术即可。
[0170] 接下来,说明次级侧控制器400的构成。
[0171] 次级侧控制器400包括控制输入(SH_IN)引脚、控制输出(SH_OUT)引脚、电源(VCC)引脚、以及接地(GND)引脚,并被容纳在一个封装中。对于SH_IN引脚,输入与输出电压VOUT相应的检测电压VOUTS。例如,检测电压VOUTS为用电阻R11、R12将输出电压VOUT分压后的电压。SH_OUT引脚与光电耦合器204的发光元件连接。GND引脚与接地端子P3(接地线)连接。对于VCC引脚,供给电源电压VCC。在图10中,虽然将输出电压VOUT用作电源电压VCC,但是如后述一样,并非仅限于此。
[0172] 次级侧控制器400包括电源线402、供电路径404、反馈电路410、以及保护电路420,它们被集成在一个半导体基板上。电源线402与VCC引脚连接。反馈电路410及保护电路420接受电源线402的电源电压VCC来进行动作。
[0173] 供电路径404被构成为:从SH_OUT引脚向VCC引脚单方向供电。例如,也可以是,供电路径404包含整流元件。整流元件包含二极管,该二极管被设置为:阳极朝向SH_OUT引脚侧,阴极朝向VCC引脚(电源线402)侧。
[0174] 反馈电路410为所谓的并联稳压器,其驱动光电耦合器204的发光元件,使得检测电压VOUTS趋近于基准电压VREF,换言之,使得输出电压VOUT趋近于其目标值VOUT(REF)。具体而言,反馈电路410利用和检测电压VOUTS与基准电压VREF的误差相应的电流IPC来驱动光电耦合器204的发光元件。
[0175] 例如反馈电路410包含误差放大器412以及通道晶体管(pass transistor)414。误差放大器412对检测电压VOUTS与基准电压VREF的误差进行放大。通道晶体管414例如为P沟道MOSFET,其源极与SH_OUT引脚连接,栅极与误差放大器412的输出连接。在通道晶体管414中流过和误差放大器412的输出信号,即检测电压VOUTS与基准电压VREF的误差相应的电流IPC。也可以是,通道晶体管414为N沟道。此外,也可以是,通道晶体管414为PNP型或者PNP型的双极晶体管。
[0176] 也可以是,误差放大器412的电源从SH_OUT引脚获得。在此情况下,保护电路420被从电源线402供给电源。
[0177] 保护电路420若检测到异常状态,则将电流供给到光电耦合器204的发光元件。若发生异常,则流入光电耦合器204的发光元件的正向电流増加,反馈电流IFB増加,反馈电压VFB降低,且开关晶体管M1的开关停止,来保护电路。
[0178] 虽然不被特别地限定,但是在本实施方式中异常状态为过电压状态,保护电路420为OVP电路,该OVP电路若检测到过电压状态,则将电流IOVP供给到光电耦合器204。
[0179] 以上为DC/DC转换器200的构成。接下来,说明其优点。
[0180] 若VCC引脚从印刷基板脱离、或连接VCC引脚与输出线208的布线断线,则向电源线402的电源电压VCC的供给被切断。于是,从SH_OUT引脚经由供电路径404,对电源线402供给代替的电源电压。由此,能够维持从电源线402接受电供给的电路(410、420)的动作。
[0181] 如此,通过第2实施方式的次级侧控制器400,能够提高可靠性。
[0182] 本发明被理解为图10的框图或电路图,或者涉及从上述的说明导出的各种装置、电路的方案,并不限定于特定的构成。以下,并非为了缩小本发明的范围,而是为了便于理解及明确发明的本质及电路动作,来说明更具体的构成例或变形例。
[0183] (第1构成例)
[0184] 图11是表示DC/DC转换器200的第1构成例(200A)的电路图。在图11的DC/DC转换器200A的次级侧,设置有辅助电源电路210。辅助电源电路210包含在输出电容器C1之外另行设置的电源电容器C2,且电源电容器C2所产生的电源电压VCC被供给到次级侧控制器400A的VCC引脚。辅助电源电路210包含充电路径212,该充电路径212被设置于辅助电源电路210与电源电容器C2之间。也可以是,充电路径212包含整流元件,该整流元件容许从DC/DC转换器
200A的输出线208向电源电容器C2的电流,并阻止反向的电流。也可以是,整流元件包含二极管D2,该二极管D2被设置为:阳极朝向DC/DC转换器200A的输出线208侧,阴极朝向电源电容器C2侧。或者,也可以是,整流元件为开关(晶体管)。
[0185] 在DC/DC转换器200的动作过程中,电源电容器C2被充电到与输出电压VOUT实质上同电位,因此,对于VCC引脚供给与输出电压VOUT实质上同电位的电源电压VCC。
[0186] 此外,在图11中,光电耦合器204的发光元件的阳极经由电阻与电源电容器C2连接。即,对发光元件供给来自辅助电源电路210的电源电压VCC。
[0187] 若DC/DC转换器200A的开关动作停止,则输出电容器C1由负载电流进行放电,随时间降低。另一方面,电源电容器C2由光电耦合器204的正向电流及流入次级侧控制器400A的VCC引脚的电流进行放电。电源电容器C2的容量被设定为:在DC/DC转换器200A的停止状态下,电源电压VCC比输出电压VOUT更慢地降低。
[0188] 保护电路420A为过电压保护(OVP:Over Voltage Protection)电路。对于次级侧控制器400A的过电压保护(OVP)引脚,经由电阻R31来供给电源电压VCC。在OVP引脚上,产生由外接的电阻R31与内置的电阻R32将电源电压VCC分压后的电压VCC’。另外,也可以是,电阻R32为外接部件。
[0189] 如上所述,因为在DC/DC转换器200A的开关动作中,VCC≒VOUT,所以VCC引脚的电压VCC’成为与输出电压VOUT相应的电压。若OVP引脚的电压VCC’超过预定的过电压阈值VOVP,则保护电路420A产生电流IOVP来驱动光电耦合器204。
[0190] 保护电路420A被构成为:若OVP引脚的电压超过预定的过电压阈值VOVP,则维持光电耦合器204的驱动状态直到被复位为止。
[0191] 保护电路420A包括异常检测电路421、以及保护晶体管426。异常检测电路421若检测到异常状态(在此为过电压状态),则维持异常检测信号SOVP的有效状态直到被复位为止。保护晶体管426在异常检测信号SOVP的有效状态下成为导通状态。
[0192] 异常检测电路421包含过电压检测比较器422以及锁存电路424。过电压检测比较器422将OVP引脚的电压VCC’与过电压阈值VOVP进行比较,若检测到过电压状态(VCC’>VOVP),则将比较信号SOVP’置于有效(例如高电平)。锁存电路424对比较信号SOVP’进行锁存。也可以是,锁存电路424包含触发器。保护晶体管426经由SH_OUT引脚与光电耦合器204的发光元件连接,并根据锁存电路424的输出SOVP而成为导通状态。
[0193] 也可以是,次级侧控制器400A包括UVLO(Under Voltage Lock Out:欠压锁定)电路430。UVLO电路430为复位电路,若VCC’<VUVLO,则该复位电路将解除信号SRESET置于有效(例如低电平),对锁存电路424进行复位。若通过UVLO电路430,保护电路420A的OVP状态被解除,则保护晶体管426变为截止,电流IOVP停止。
[0194] 在次级侧控制器400A中,对于反馈电路410、保护电路420A,经由电源线402来供给电源电压VCC。
[0195] 以上为DC/DC转换器200A的构成。
[0196] 通过该DC/DC转换器200A,即使在VCC引脚上发生了开路异常的情况下,也会从SH_OUT引脚经由供电路径404对电源线402供给电压。由此,反馈电路410、以及保护电路420A能够继续动作,能够提高可靠性。
[0197] 通过DC/DC转换器200A,在图10的DC/DC转换器200中可能会产生的另一问题将被解决。如图10所示,说明对VCC引脚直接供给输出电压VOUT的构成(第1比较技术)的过电压保护。
[0198] 图12是第1比较技术的DC/DC转换器200的动作波形图。在时刻t0之前是正常状态,输出电压VOUT被稳定为其目标值VOUT(REF)。在时刻t0,发生某些异常,输出电压VOUT从目标值VOUT(REF)脱离,并开始上升。
[0199] 在时刻t1,输出电压VOUT超过过电压阈值VOVP时,保护电路420变为将电流IOVP供给到光电耦合器204的发光元件的状态,且在该状态下被固定(锁存),直到被复位。结果,反馈电流IFB増加,反馈信号VFB降低,开关晶体管M1的开关停止。
[0200] 因为若开关晶体管M1的开关停止,则输出电容器C1的充电会停止,所以输出电压VOUT随时间降低,被供给到次级侧控制器400的电源电压VCC也会降低。因此,若输出电压VOUT降低,则保护电路420变为不能动作,不能维持电流IOVP。
[0201] 通过输出电压VOUT即电源电压VCC的降低,当在时刻t2电流IOVP(及电流IERR)成为零时,反馈电流IFB也成为零,反馈信号VFB上升,开关晶体管M1的开关动作恢复。通过开关动作的恢复,输出电压VOUT再次开始上升。
[0202] 若仍有过电压的因素,则输出电压VOUT再次到达过电压阈值VOVP。DC/DC转换器200S将时分地交替反复进行动作和停止(称为间歇模式)。
[0203] 有时构成DC/DC转换器200的电路元件,具体而言,同步整流晶体管M2或开关晶体管M1的发热会成为问题。在图12的间歇模式下,在动作期间发热且温度上升,在停止期间温度被缓和。因此,若停止期间较短,则电路元件的温度逐渐上升。以上为在第1比较技术中可能会产生的问题点。
[0204] 接下来,说明图11的DC/DC转换器200A的过电压保护的动作。
[0205] 图13是图11的DC/DC转换器200A的动作波形图。
[0206] 在时刻t0之前是正常状态,输出电压VOUT被稳定为其目标值VOUT(REF)。在时刻t0,发生某些异常,输出电压VOUT从目标值VOUT(REF)脱离,并开始上升。
[0207] 随着输出电压VOUT的上升,电源电压VCC及OVP引脚的电压VCC’上升。然后,在时刻t1,电压VCC’超过过电压阈值VOVP时,保护电路420变为将电流IOVP供给到光电耦合器204的发光元件的状态,并在该状态下被固定(锁存)。结果,反馈电流IFB増加,反馈信号VFB降低,开关晶体管M1的开关停止。
[0208] 因为若开关晶体管M1的开关停止,则输出电容器C1的充电会停止,所以输出电压VOUT随时间降低,被供给到次级侧控制器400A的电源电压VCC也会降低。在时刻t2,输出电压VOUT降低到0V。另一方面,电源电压VCC比输出电压VOUT慢地降低。
[0209] 在时刻t3,OVP引脚的电压VCC’降低到UVLO电压VUVLO时,保护电路420A的保护状态被解除,IOVP变为零。结果,反馈电流IFB也变为零,反馈信号VFB上升,开关晶体管M1的开关动作恢复。通过开关动作的恢复,输出电压VOUT再次上升,电源电压VCC也会上升。
[0210] 若仍有过电压的因素,则输出电压VOUT再次超过目标电压VOUT(REF)地上升。然后,当OVP引脚的电压VCC’超过过电压阈值VOVP时,再次成为保护状态。DC/DC转换器200A在过电压的因素持续期间,将时分地交替反复进行动作和停止。
[0211] 以上为DC/DC转换器200A的动作。通过该DC/DC转换器200A,与图10的DC/DC转换器200相比,能够延长在间歇模式下的停止期间。如上所述,电路元件在动作期间会发热且温度上升,在停止期间温度被缓和,但是通过延长停止期间,能够抑制电路元件的温度上升。
[0212] 停止期间的长度能够基于电源电容器C2的容量值来确定,使得其与输出电压VOUT的降低速度无关地处于适当的温度范围内。
[0213] 另一方面,在第1比较技术中,若停止期间中的电容器C1的放电电流足够小,则图12的停止期间也会变长。因此,在那样的情况下,也可以从输出线208对次级侧控制器400电源引脚进行供给。
[0214] 针对图11的DC/DC转换器200A,说明其相对于图10的DC/DC转换器200的以下优点。为了明确该优点,如图10所示,说明将光电耦合器204的发光元件与输出线208连接后的构成(称为第2比较技术)的动作。
[0215] 在该第2比较技术中,因为若在异常状态(例如过电压状态)下保护电路420驱动光电耦合器204,则输出电容器C1由正向电流及输出电流进行放电,所以输出电压VOUT降低。若输出电压VOUT降低,则光电耦合器204的正向电流(IOVP)减少并,发光停止,初级侧的动作恢复,输出电压VOUT上升,光电耦合器204变得可以发光。通过重复该动作,在过电压状态下,输出电压VOUT在比0V高的某个电压电平达到平衡。
[0216] 根据应用的情况,也有时会想要在停止期间完全停止初级侧的开关,并使输出电压VOUT完全降低到0V。这是在第2比较技术中可能会产生的问题点。
[0217] 根据图11的DC/DC转换器200A,对于光电耦合器204的发光元件,供给来自辅助电源电路210的电源电压VCC。因为电源电压VCC与输出电压VOUT相比降低得慢,所以光电耦合器204的正向电流在输出电压VOUT降低到0V后继续流动,直到电源电压VCC变得足够小。由此,在停止期间,能够完全停止开关晶体管M1的开关,并能够使输出电压VOUT降低到0V。
[0218] (变形例)
[0219] 图14的(a)、(b)是图11的次级侧控制器400A的变形例(400B、400C)的电路图。在图14的(a)的次级侧控制器400B中,保护电路420B包括自动复位电路428。自动复位电路428还接受电源线402的电压VCC来进行动作。
[0220] 自动复位电路428包含计时器电路,保护电路420B在成为OVP状态后且经过预定时间后,对锁存电路424进行复位。根据此变形例,自动复位电路428能够根据测定的时间来设定停止期间。
[0221] 在图14的(b)的次级侧控制器400C中,保护电路420C包含迟滞比较器423以及保护晶体管426。迟滞比较器423将OVP引脚的电压VCC’与按VOVP和VUVLO两个值变化的阈值电压进行比较,并生成与比较结果相应的异常检测信号SOVP。根据此构成,能够实现图13的动作。
[0222] (第2构成例)
[0223] 图15是表示DC/DC转换器的第2构成例(200D)的电路图。在DC/DC转换器200D中,对于次级侧控制器400D,除反馈电路410、保护电路420之外,同步整流控制器300D也被容纳在同一封装中。它们可以被集成在同一半导体基板(裸片、芯片)上,也可以分割成多个裸片来被集成。
[0224] SOURCE引脚为同步整流控制器300D的接地端子。GATE引脚及DRAIN引脚与同步整流晶体管M2的栅极及漏极接线。对同步整流控制器300D,还从电源线402供给电源电压VCC。也可以是,在图14的(a)、(b)的变形例的次级侧控制器400B、400C中,内置同步整流控制器
300D。
[0225] 以上,以实施方式为基础说明了本发明。本领域技术人员应理解的是,该实施方式仅为示例,其各构成要素或各处理过程的组合中可能有各种变形例,并且那样的变形例也在本发明的范围内。以下,说明这样的变形例。
[0226] (第1变形例)
[0227] 保护电路420不限定于过电压保护电路。例如也可以是,保护电路420检测到同步整流晶体管M2不能开关的不能开关状态,在不能开关状态下成为激活状态,并驱动光电耦合器204的发光元件。例如保护电路420也可以检测次级侧控制器400的GATE引脚的开路异常,还可以检测次级侧控制器400的DRAIN引脚的开路异常。
[0228] (第2变形例)
[0229] 在实施方式中,虽然以同步整流型的反激转换器为例,但是本发明也可适用于二极管整流型的反激转换器。此外,本发明也可适用于LLC转换器。
[0230] (第3变形例)
[0231] 供电路径404的构成不限定于如图10所示的二极管,也可以是,由在SH_OUT引脚的电压比VCC引脚的电压高时接通、否则关断的开关构成构成。
[0232] (第4变形例)
[0233] 如与上述的第2比较技术相关联的说明那样,在即使在异常状态下输出电压VOUT在某个电压电平下保持稳定也不会产生问题的应用中,也可以将图11的光电耦合器204的发光元件的阳极,经由电阻来与输出线208连接。
[0234] (第5变形例)
[0235] 被供给到次级侧控制器400的VCC引脚的电源电压不限定于输出电压VOUT或图11的辅助电源电路210所生成的电压。例如也可以是,用以输出电压VOUT为输入的升压型的电荷泵来构成辅助电源电路210,并将其输出电压供给到VCC引脚。
[0236] 另外,第1实施方式的任意的技术特征和第2实施方式的任意的技术特征可以在没有它们的阻碍因素的范围内组合,并且该组合技术也被包含在本发明的范围内。
[0237] (用途)
[0238] 接下来,说明用第1、第2实施方式说明了的DC/DC转换器200的用途。DC/DC转换器200能够使用于AC/DC转换器100。图16是包括DC/DC转换器200的AC/DC转换器100的电路图。
[0239] AC/DC转换器100包括滤波器102、整流电路104、平滑电容器106以及DC/DC转换器200。滤波器102除去交流电压VAC的噪声。整流电路104为对交流电压VAC进行全波整流的二极管电桥电路。平滑电容器106将被进行全波整流后的电压平滑化,生成直流电压VIN。DC/DC转换器200接受直流电压VIN,生成输出电压VOUT。
[0240] 图17是表示包括AC/DC转换器100的AC适配器800的图。AC适配器800包括插头802、壳体804、以及连接器806。插头802从未图示的插座接受商用交流电压VAC。AC/DC转换器100被安装于壳体804内。由AC/DC转换器100生成的直流输出电压VOUT被从连接器806被供给到电子设备810。关于电子设备810,例示了膝上型计算机、数码相机、数码摄像机、便携式电话、以及便携式音频播放器等。
[0241] 图18的(a)、(b)是表示包括AC/DC转换器100的电子设备900的图。虽然图18的(a)、(b)的电子设备900为显示装置,但是电子设备900的种类不被特别地限定,只要是音频设备、箱、洗衣机吸尘器等内置电源装置的设备即可。
[0242] 插头902从未图示的插座接受商用交流电压VAC。AC/DC转换器100被安装于壳体904内。由AC/DC转换器100生成的直流输出电压VOUT被供给到相同的壳体904内所安装的微机、DSP(Digital Signal Processor:数字信号处理器)、电源电路、照明设备、模拟电路、以及数字电路等负载。
[0243] 虽然基于实施方式,使用具体的语句来说明了本发明,但是实施方式仅表示本发明的原理、应用,对于实施方式,在不脱离权利要求书所规定的本发明的思想的范围内,可能有多种变形例或配置的变更。
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