| 热词 | 测距 干涉 频率 节点 素数 测量 间隔 dabcd sq δfn | ||
| 专利类型 | 发明授权 | 法律事件 | 公开; 实质审查; 授权; 未缴年费; |
| 专利有效性 | 失效专利 | 当前状态 | 权利终止 |
| 申请号 | CN201110091406.1 | 申请日 | 2011-04-11 |
| 公开(公告)号 | CN102221694B | 公开(公告)日 | 2013-07-10 |
| 申请人 | 中国人民解放军理工大学; | 申请人类型 | 学校 |
| 发明人 | 威力; 齐望东; 刘鹏; 袁恩; 朱亚松; 汪晗; | 第一发明人 | 威力 |
| 权利人 | 中国人民解放军理工大学 | 权利人类型 | 学校 |
| 当前权利人 | 中国人民解放军理工大学 | 当前权利人类型 | 学校 |
| 省份 | 当前专利权人所在省份：江苏省 | 城市 | 当前专利权人所在城市：江苏省南京市 |
| 具体地址 | 当前专利权人所在详细地址：江苏省南京市海福巷1号解放军理工大学 | 邮编 | 当前专利权人邮编： |
| 主IPC国际分类 | G01S13/38 | 所有IPC国际分类 | G01S13/38 |
| 专利引用数量 | 3 | 专利被引用数量 | 0 |
| 专利权利要求数量 | 6 | 专利文献类型 | B |
| 专利代理机构 | 南京中新达专利代理有限公司 | 专利代理人 | 孙鸥; 朱杰; |
| 摘要 | 本 发明 涉及无线电干涉测距中基于素数序列的测量 频率 选择方法。本发明提供了一种可避免整周模糊解形成的频率间隔构造方法，即基于素数的频率间隔构造方法，同时设计了频率间隔的最优排列顺序，一次干涉测量包括三个 位置 已知的锚 节点 和一个待 定位 节点，将两个锚节点设置为发射节点，另一个锚节点和待定位节点设置为接收节点，包括发射节点频率校准、干涉测量频率间隔设计、干涉测量频率间隔优化排列设计、发射及接收节点时间同步、干涉包络 相位 差估计、干涉距离估计、节点位置估计等。本发明解决了等频率间隔干涉测距系统中由整周模糊导致的布设范围受限问题。本发明测距 精度 高于现有的等频率间隔干涉测距方法。 | ||
| 权利要求 | 1.无线电干涉定位中基于素数序列的测量频率选择方法，其步骤在于： |
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| 说明书全文 | 无线电干涉定位中基于素数序列的测量频率选择方法技术领域[0001] 本发明涉及无线电干涉定位中的测距技术，特别涉及无线电干涉测距中基于素数序列的测量频率选择方法。 背景技术[0002] 无线网络中的定位包括两大类：基于测距的方法和非测距的方法。 [0003] 非测距方法利用节点间的连接信息定位，不需要额外的硬件设备，但一般精度不高。基于测距方法通过测量信号的幅度、相位或频率来测量位置已知节点和待定位节点间 的距离、距离差或方向信息。测量信号包括声波、超声波、红外和无线电信号。测距方法包括到达时间测距(TOA)、到达时间差测距(TDOA)、到达角测距(AOA)、接收信号能量测距(RSS)和无线电干涉测距(RIPS)。在测距范围上，声波、超声波或红外信号测距范围在几米到几十米，而无线电信号测距范围则从几公里到几万公里。除接收信号能量测距外，基于测距的定位方法普遍精度较高，但需要较昂贵的硬件。 [0004] 在无线网络定位中，定位精度、定位范围和成本是评价定位系统优劣三个重要标准。昂贵的硬件成本限制了测距类定位方法在大范围布设网络中的应用。无线电干涉测距 技术出现，解决了定位精度和节点成本间的矛盾。 [0005] 无线电干涉定位系统(Radio Interferometric Positioning System RIPS)中，两个源节点A、B同时发射频率相近，分别为f1、f2的高频正弦波信号，两正弦信号在接收节点C、D产生干涉现象。C、D节点将高频干涉信号倍频处理，然后低通滤波取出干涉信号的 低频包络，计算包络相位 两个接收节点包络相位的差 对应着一个四元距离 组合dABCD＝dAD-dBD+dBC-dAC，并称dABCD为四元组ABCD对应的干涉距离。其中，dXY(X，Y∈{A，B，C，D})表示节点X、Y的距离，如图1所示。 [0006] 在干涉定位系统中，首先利用测量 估计dABCD，进而根据不同节点组合的干涉距离估计待定位节点的位置。 [0007] 无线电干涉定位技术具有以下优点： [0008] 1.对时钟同步要求低：发射端不需要同步；而接收端仅需要微秒级的同步精度，通过网络的时间同步协议即可完成节点的同步。 [0010] 3.定位精度高：现有的无线电干涉定位系统的定位精度可达厘米级。 [0011] 4.测距范围可控：测距范围受到频率间隔控制，可达几百米。 [0012] 因此，与现有的其他测距类定位方法相比，无线电干涉定位技术具有极大的技术优势。 [0013] 但是，无线电干涉定位技术采用干涉测距，而干涉测距属于相位测距的范畴，整周模糊解(即节点距离的估计值中所包含的未知整波长数)是其面临的本质问题。为此，只能通过限定定位系统的布设范围(测距范围)来限制节点之间的距离，使其小于整周模糊 解的周期，从而排除奇异解。现有的干涉定位系统普遍采用等间隔选取测量频率的方法，在其它条件一定时，该方法的整周模糊解周期与频率间隔成反比。另一方面，频率间隔减小，测距误差将迅速增大，如图3所示。这就导致了测距精度与测距范围之间产生不可调和的 矛盾。因此，该方法的弊端在于：在测量的频点和带宽一定时，增加测距精度必然以牺牲测距范围为代价；反之亦然。 [0014] 由于整周模糊问题的存在，现有等间隔干涉测距方法中测距精度和测距范围难以兼顾并无法解决。 发明内容[0016] 本发明的技术方案是： [0017] 无线电干涉定位中基于素数序列的测量频率选择方法，其主要技术步骤在于： [0018] (1)发射和接收节点的设置：一次干涉测量包括三个位置已知的锚节点和一个待定位节点，将两个锚节点设置为发射节点，另一个锚节点和待定位节点设置为接收节点； [0019] (2)发射节点频率校准：对两个发射节点的频率进行校准，消除它们的标称发射频率偏差； [0020] (3)干涉测量频率间隔设计：利用素数序列构造全体相邻测量频率之间的间隔，即构造Δfi，Δfi＝fi+1-fi； [0021] (4)干涉测量频率间隔优化排列设计：利用优化方法确定测量频率间隔的排序；根据频率间隔的最优排序，确定最终一组N个测量频率fi，i＝1，...N； [0022] (5)发射、接收节点时间同步：利用时钟同步协议来同步接收节点，使其在相同的时刻开始接收操作； [0023] (6)干涉包络相位差估计：两个发射节点分别在一对频率fi及fi+fL上发射频率相近的正弦波，fL为固定低频信号，两个正弦波信号在两接收节点形成干涉信号；分别计算两个接收节点处干涉信号包络的相位，得到两包络相位的差 [0024] (7)干涉距离估计：分别在多对频率上重复步骤(2)和(6)，测量得到多个 联合求解干涉距离dABCD，单个dABCD所确定的待定位节点的轨迹是一条双曲线； [0025] (8)节点位置估计：使用不同的锚节点和待定位节点组合，得到不同dABCD和双曲线，多条双曲线交点为待定位节点位置。 [0026] 本发明以无线电干涉测距技术为基础，专注于其中测量频率的设计，旨在解决现有的无线电干涉测距技术中测距精度和测距范围之间的矛盾。在测量可用的总带宽和测量 频率数相同条件下，本发明给出了一种启发式的频率设计方法，构造了基于素数的优化频 率间隔，同时得到了频率间隔的最优排列顺序，最后给出了一个具体而详细的用素数选取 测量频率的示例。 [0027] 本发明与以往方法具体差别在于： [0028] 1.本发明以无线电干涉测距系统RIPS为基础，解决了其中存在的测距范围和测距精度相矛盾问题。 [0029] 2.本发明与GPS定位系统中相位测距方法不同之处在于：(a)GPS利用载频的相位而不是干涉信号的相位来测距，解决相位测距中的整周模糊问题需要利用额外信息，如伪 码测距提供的粗估计；(b)GPS系统只在固定的频率上发射测距信号，不涉及到测量频率的 选取问题。 [0030] 3.本发明与连续波雷达中相位测距方法不同之处在于，无线电干涉测距系统中可以直接测量得到单个载频上的相位信息，而连续波雷达测量两两载频上相位差，在测量频 率个数相同时，由于雷达中相位测距方法不能获取单个载频上的相位信息，包含的信息少 于RIPS方法，因此测距精度要低于RIPS方法；连续波雷达中设计各个频率与一个参考频率 之间的间隔来对付整周模糊问题，本发明设计相邻测量频率间隔；参考频率固定后，连续波雷达中各个测量频率确定，而本发明在频率间隔确定后，测量频率仍有无穷种组合，正是利用这一特性，本发明在构造频率间隔用于消除整周模糊的同时，设计了测量频率间隔的最 优组合。 [0031] 即本发明特点可归纳为：本发明应用于RIPS测距系统，在总带宽受限条件下，利用素数序列，构造相邻测量频率间隔，使之充分利用测量带宽，同时优化频率间隔排列次 序，最终达到消除整周模糊解和提高测距精度双重目标。 [0032] 本发明运用仿真来揭示所发明方法的性能。结果表明，本发明达到预期效果，不增加硬件成本的前提下，解决了干涉测距中测距精度和范围矛盾的难题，同时新的干涉测距方法实现简单。在相同的可用测量宽度和测量频点的条件下，本发明方法的测距范围大大 扩展的同时，测距精度甚至高于等间隔方法。值得一提是，等间隔测距方法本身就有较高的测距精度，因此本发明中方法同时也是一种高精度测距方法。 附图说明 [0033] 图1——现有技术中无线电干涉定位收发节点配置图。 [0034] 图2——本发明中无线电干涉定位原理方框示意图。 [0035] 图3——现有技术中等间隔测距，测量频点数及频点间隔对测距精度影响示意图。 [0036] 图4——本发明中不同测距方法整周模糊的整周长示意图，其中，(a)为q_range＝200m，N＝41，等间隔方法Δf＝0.1MHz；(b)为q_range＝200m，N＝41，等间隔方法 Δf＝0.5MHz；(c)为q_range＝200m，N＝41，基于素数频率选择方法； [0037] 图5——本发明中基于素数优化方法的实施方框示意图。 [0038] 图6——本发明中偏差搜索函数主次峰关系示意图。 [0039] 图7——本发明中不同频点时等间隔和基于素数优化设计方法测距精度比较示意图。 [0040] 图8——本发明中不同带宽时等间隔和基于素数优化设计方法测距精度比较示意图。 具体实施方式： [0041] 下面将分几个部分详细阐述本发明。包括本发明选择方法的具体实现步骤以及新方法的性能，新方法的性能主要以测距精度和测距范围来衡量。新方法解决了无线电干涉 测距精度和范围之间存在矛盾。 [0042] 下面进一步阐述本发明主要技术步骤。 [0043] 如图2所示： [0044] 步骤(1).发射和接收节点的设置 [0045] 无线电干涉定位中一次干涉测量包括四个节点，即两个发射节点A、B和两个接收节点C、D，测量得到的干涉距离dABCD是四元距离组合，即dABCD＝dAD-dBD+dBC-dAC。 [0046] 为了便于位置解算，一次干涉测量包括三个锚节点和一个待定位节点，其中两个锚节点设置为发射节点，另一个锚点和待定位节点设置为接收节点；这样一个干涉距离对 应一条双曲线，使用多条双曲线即可确定待定位节点的位置。见公式(9)。此外，考虑到定位中的GDOP(Geometric Dilution of Precision)问题，两发射节点距离不能太近，此外选择测量的锚节点时，尽量避免锚节点和待定位节点在一条直线上。 [0047] 步骤(2).发射节点频率校准 [0048] 当两个发射节点同时发射频率相近的正弦波信号时，接收端形成干涉信号，且所形成的干涉信号的拍频为干涉源信号的频率之差。计算干涉信号包络的相位时，将其通过 低通滤波器后对信号强度进行采样。产生好的干涉信号关键是干涉源节点能够精确发射指 定频率的正弦波。 [0050] 本发明以低成本节点Mica2传感器节点为例，Mica2采用的CC1000芯片内部的温补晶振易受环境因素的影响而产生频率偏移。为此，在干涉测量过程前须进行频率调整以 降低干涉源节点频率的差值。干涉源信号的频率计算公式为： [0051] f＝430.1+0.526×channel+65·10-6×tuning (MHz) (1) [0052] 式中：channel——当前测量的频段序号； [0053] tuning ——相应频段上的频率调整值。 [0054] 此处，430.1MHz为CC1000电台的基准频率，0.526MHz为相邻测量频段的间隔，65Hz为频率调整的基本单位。在调整过程中，一个干涉源节点的频率保持不变，不断改变另外一个源节点的频率调整值，接收节点测量干涉信号包络的频率，当包络的频率接近零时，接收节点选择出相应的最优校准值并报告给发射节点，后者依据接收到的校准值对自身频 率寄存器的设置进行调整，频率校准过程结束。 [0055] 步骤(3).干涉测量频率间隔设计 [0056] 本发明提供了一种基于素数的优化频率间隔选择方法。优化频率间隔选择方法重点考虑测量频率间隔的选择而不是测量频率本身的设计。由于等频率间隔是产生整周模糊 的原因，并且整周的周长直接由频率间隔确定，每种频率间隔对应一个整周。从这种直观中可得到启示，如果使用多个不同的频率间隔，偏差搜索函数中，每种频率间隔对应的整周长尽可能不在同一个位置重合(除了正确的干涉距离q_range外)，即除了真实干涉距离上， 其他整周模糊位置上的峰值不会出现叠加效果。本发明将提供一种方法尽量避免非真实位 置上峰值的叠加。 [0057] 为了描述方便，首先做如下定义。将所有相邻测量频点间隔构成的集合记为ΔF，(其中每个元素Δfi＝fi+1-fi)同时定义一个整周模糊的整周长集合Sq，集合中每个元素Sq(i)均为正整数，并且和集合ΔF中的元素一一对应，Sq(i)＝c/Δfi。 [0058] 集合Sq中元素按如下原则设计： [0059] 对任意i，j＜N，i≠j，如果Sq(i)·m＝Sq(j)·n，则要求 [0060] m＝k·Sq(j)，n＝k·Sq(i) (2) [0061] 其中k为任意正整数，N为集合中元素的个数. [0062] 按上述准则设计的整周长集合Sq，其中任意p个元素Sq(1)，...Sq(p)对应p种不同整周长的模糊解，每种模糊解有无穷多个，但这p种模糊解各自独立，仅仅在特别位置上叠加形成与真实干涉距离上可比拟的峰值，这些特别位置为 [0063] 举例说明，假如频率间隔序列为ΔF＝{300/101MHz，300/103MHz，300/107MHz}，即Sq＝{101m，103m，107m}。在等间隔测距中，这三种频率间隔分别在如下位置上形成与真实位置上大小可比拟的模糊峰值k·101，k·103，k·107，k为任意整数.而在优化频率间隔选择方法中模糊峰值仅出现在k·101·103·107处。 [0064] 可以证明，假设整周长集合Sq由素数构成，Sq＝{m1，m2，...mN|mi为素数，i＝1...N}，那么无模糊解的测距范围为 [0065] 本发明利用素数构成集合Sq，显然可以验证素数集合满足公式(2)的条件。 [0066] 基于素数的频率间隔选择方法描述如下(图5)： [0067] 在测量频点N和带宽B给定条件下，产生K个按照升序排列的素数集合{Pr(k)，k＝1，2...K，K＞＞N}，并从K个集合中进行L倍抽取，即从集合中每隔L个元素取出一个 元素，以增大素数间的差异，得到K/L个素数作为整周长候选集合Pr。其中，整数K远大于 干涉测距的测量频点数，本发明中整数L取值L＝2。 [0068] 从整周长集合Pr中选择N+1个连续的素数构成素数子集合Sq，该素数集合与频率间隔的对应关系为Δfj＝c/Sq(j)，Sq(j)＝Pr(i+j-1)，c为光速。通过搜索方式确定这 段素数起始位置i，Sq＝{Pr(i)，Pr(i+1)，...Pr(i+N-1)，Pr(i+N)}，使得Sq中前N个素数对应的频率间隔之和大于带宽B，即 [0069] [0070] 同时，后N个素数对应的频率间隔之和小于带宽B，这将使得测量频点占用尽可能宽的带宽，而带宽有利于测距精度提高，见图3、图8。 [0071] 即 [0072] [0073] ΔF＝{Δfj|j＝2...N+1}为最终构造的频率间隔集合。 [0074] 步骤(4).干涉测量频率间隔优化排列设计 [0075] 仿真表明，偏差函数主峰(真实干涉距离处)和次峰(尤其是主峰附近几个波长范围内的次峰，这是干涉测距误差的主要来源)差异越大，次峰被误判为主峰而导致测距 误差的概率越小，抗噪声效果越好，如图6。 [0076] 为了尽可能增大主峰和第一次峰差异，优化排列的思想如下： [0077] 对频率间隔序列重新排序，使其元素具有先递增后递减的性质，从而使得测量频率在频带两端分布密集，在频带中心分布稀疏，使得偏差搜索函数有更大的次峰，即主峰次峰的差异更加明显。当测量频率N为奇数时，将N个频率间隔首先按从大到小排列，得到集 合ΔF＝{Δf1，Δf2，Δf3，...ΔfN}，Δf1＞Δf2＞...＞ΔfN，然后重新排列集合中元素，得到新集合ΔFop1＝{ΔfN，ΔfN-2，ΔfN-4，...Δf3，Δf1，Δf2，Δf4，...ΔfN-3，ΔfN-1}。 当N为偶数时，新集合ΔFopt＝{ΔfN-1，ΔfN-3，ΔfN-5，...Δf3，Δf1，Δf2，Δf4，...ΔfN-2，ΔfN}。 [0078] 整个频率选择过程如图5。 [0079] 根据上述原则，一个具体的例子是：假定测量信号带宽B＝40.5MHz，频带范围400MHz～440.5MHz，测量频点N＝41个。频率间隔按如下步骤设计 [0080] 首先产生集合大小K＝200的一个素数集合Pr： [0081] Pr ＝ {2，3，5，7，11，13，17，19，23，29，31，37，41，43，47，53，59，61，67，71，73，79，83，89，97，101，103，107，109，113，127，131，137，139，149，151，157，163，167，173，179，181， 191，193，197，199，211，223，227，229，233，239，241，251，257，263，269，271，277，281，283， 293，307，311，313，317，331，337，347，349，353，359，367，373，379，383，389，397，401，409， 419，421，431，433，439，443，449，457，461，463，467，479，487，491，499，503，509，521，523， 541，547，557，563，569，571，577，587，593，599，601，607，613，617，619，631，641，643，647， 653，659，661，673，677，683，691，701，709，719，727，733，739，743，751，757，761，769，773， 787，797，809，811，821，823，827，829，839，853，857，859，863，877，881，883，887，907，911， 919，929，937，941，947，953，967，971，977，983，991，997，1009，1013，1019，1021，1031， 1033，1039，1049，1051，1061，1063，1069，1087，1091，1093，1097，1103，1109，1117，1123， 1129，1151，1153，1163，1171，1181，1187，1193，1201，1213，1217，1223} [0082] 从素数集合Pr集合中进行2倍抽取，增大素数的差异，得到新的素数集合 [0083] Pr ＝ {2，5，11，17，23，31，41，47，59，67，73，83，97，103，109，127，137，149，157，167，179，191，197，211，227，233，241，257，269，277，283，307，313，331，347，353，367，379， 389，401，419，431，439，449，461，467，487，499，509，523，547，563，571，587，599，607，617， 631，643，653，661，677，691，709，727，739，751，761，773，797，811，823，829，853，859，877， 883，907，919，937，947，967，977，991，1009，1019，1031，1039，1051，1063，1087，1093，1103， 1117，1129，1153，1171，1187，1201，1217} [0084] 根据公式(4)选择其中一块连续子集，Pr(17)...Pr(57)构成Sq [0085] Sq ＝ {137，149，157，167，179，191，197，211，227，233，241，257，269，277，283，307，313，331，347，353，367，379，389，401，419，431，439，449，461，467，487，499，509，523， 547，563，571，587，599，607，617}(单位：米) [0086] 此时，无模糊解的测距范围为 (单位：米)。对于一个实际的定位系统，可以视为无模糊解的测距范围无穷大。 [0087] 下一步，根据直观优化方法得到Sq中41个元素的排列顺序 [0088] Index_opt＝ [41，39，37，35，33，31，29，27，25，23，21，19，17，15，13，11，9，7，5，3，1，2，4，6，8，10，12，14，16，18，20，22，24，26，28，30，32，34，36，38，40]； [0089] 根据元素的排列顺序得到优化的Sqopt，Sqopt＝Sq(Index_opt)。 [0090] Sqopt ＝ {617，599，571，547，509，487，461，439，419，389，367，347，313，283，269，241，227，197，179，157，137，149，167，191，211，233，257，277，307，331，353，379，401，431， 449，467，499，523，563，587，607} [0091] 优化的频率间隔为取整后为ΔFopt＝c/Sqopt [0092] ΔFopt ＝ {486224，500835，525394，548446，589391，616016，650759，683371，715990，771208，817439，864553，958466，1060071，1115242，1244813，1321586，1522843， 1675978，1910828，2189781，2013423，1796407，1570681，1421801，1287554，1167315， 1083032，977199，906344，849858，791557，748130，696056，668151，642398，601202， 573614，532860，511073，494234}(单位：Hz) [0093] 最终的测量频率为 [0094] F ＝ {400.486224，400.987059，401.512453，402.060899，402.650290，403.266306，403.917065，404.600436，405.316426，406.087634，406.905073，407.769626， 408.728092，409.788163，410.903405，412.148218，413.469804，414.992647，416.668625， 418.579453，420.769234，422.782657，424.579064，426.149745，427.571546，428.859100， 430.026415，431.109447，432.086646，432.992990，433.842848，434.634405，435.382535， 436.078591，436.746742，437.389140，437.990342，438.563956，439.096816，439.607889， 440.102123}(单位：MHz) [0095] 以上为400MHz～440.5MHz频带内，N＝41时的一个测量频率设计实例。同样，在其他频带范围如400MHz～481MHz，其他测量频点如N＝81时，可设计相应的优化的测量 频率，本发明不再阐述。 [0096] 步骤(5).发射、接收节点时间同步 [0097] 估算干涉距离的依据是两个接收节点相对相位的差值，时间同步误差将引起相位估算的误差。采用两个接收节点C、D可消除节点的发射时刻tA、tB对测量相位的影响，即 发射节点同步误差不影响测量。 [0098] 而接收节点C、D的同步误差ΔtCD对相位 的影响可量化2π(f1-f2)ΔtCD。如通常发射信号的频率差(f1-f2)＜1KHz，那么1μs同步误差对应的相位误差为2π(f1-f2)ΔtCD-3 ＝2π×10 。因此，1μs的同步精度已经足够。而现有的网络时钟同步协议就能达到微秒 级的同步精度。 [0099] 干涉测距中并不使用网络范围的全局时间同步，而是仅同步当前测距组合中参与的节点并且只保持在一次测量期间。干涉测距中，主节点通过广播消息发起测量，消息中含有另一个发送节点、测量类型(微调或测距)、发送功率，同时也指定了一个将来的时刻(以主节点的本地时间指定)，在这一时刻发起测量。消息发出前打上精确的时间戳。接收者将时间戳转换为本地时间，用转换后的本地时间设置定时器，同时转发广播消息。通过该协议可以使节点在同一时刻开始测距操作。 [0100] 步骤(6).干涉包络相位差估计 [0101] 两个源节点A、B同时发射频率相近，分别为f1、f2的高频正弦波信号，令δ＝(f1-f2)/2，且δ＜＜f1、δ＜＜f2，测量中两频率的差为固定值。两正弦信号在接收节点C、D产生干涉现象，称f＝(f1+f2)/2为干涉源信号的中心频率，简称干涉源频率；记λ＝c/ f为干涉源波长。接收节点C、D对各自干涉信号进行混频、平方倍频和低通滤波处理，并对低通滤波后低频正弦信号进行采样。利用样本估算出正弦信号的相位和频率，得到 [0102] 估算正弦波信号的相位和频率方法很多，在低成本器件上可采用时域方法。时域估计方法首先对原始数据进行滑动平均，将当前RSSI(received signal strength indicator)实际测量值与前M次历史数据的平均值作为当前RSSI读数。其次，通过前24 个RSSI读数判断干涉信号强度的最大值Rmax与最小值Rmin，其差值定义为干涉信号的幅度 Amp＝|Rmax-Rmin|。设置上门限为Rmax-0.2×Amp，下门限为Rmin+0.2×Amp。对随后的RSSI 读数进行分类：大于上门限的读数标识为高值，小于下门限的标识为低值。当RSSI读数由 低值变为高值随后又变为非高值时，将对应的高值读数的中间位置作为波峰位置。两个相 邻的波峰位置确定正弦信号的周期及频率。接收节点C和D的波峰位置的偏移大小对应相 位差。 [0103] 步骤(7).干涉距离估计 [0104] 两个接收节点C、D包络的相位的差 对应着一个四元距离组合dABCD＝dAD-dBD+dBC-dAC，并称dABCD为四元组ABCD对应的干涉距离。其中，dXY(X，Y∈{A，B，C，D})表示节点X、Y的距离，如图1所示。且有 [0105] [0106] 其中，n为未知整数。为了确定n，需要在n个不同载波频率fi上测量，这样可得n个方程 [0107] [0108] 由于位置数的个数为n+1个，大于方程组个数，方程组(6)没有闭式解，可以用搜索方法寻找一个最接近的解 [0109] [0110] [0111] 其中，qtange为根据 (i)估计的干涉距离dABCD，round{}表示取整。本发明中将公式(7)称为偏差搜索函数，公式(7)得到估计的干涉距离值qrange。 [0112] 步骤(8)节点位置估计 [0113] 由于节点A、B、C为位置已知的锚节点，D为未知节点，那么 [0114] dABCD-dBC+dAC＝dAD-dBD (9) [0115] 方程(9)确定一条双曲线，如果将锚点A、C设为发射节点，B、D为接收节点，再做一组测量，可得一条新的双曲线，两条双曲线的交点即可确定D的位置。实际应用中，常用多个锚点组合完成多组测量，每组测量得到一条以两发射节点为焦点的双曲线，在有噪声时，多条双曲线并不交于一点，此时可用加权最小二乘算法(WLS)求解待定位节点的位置。 [0116] 以上为本发明的完整实现步骤的具体细节，以下仿真主要验证本发明的频率设计方法的效果，仿真中仿真参数与步骤(4)中设计实例一致。 [0117] 除了与原始RIPS等间隔频率设计方法比较外，在本发明的仿真中还同时比较了优化排列的频率间隔和顺序排列的频率间隔导致的测距精度的差异，以说明本发明中设计 频率间隔排列顺序的有效性和必要性。 [0118] 此外，在本发明的仿真图中计算MSE时，每个噪声方差值对应2000次统计平均。 [0119] 由于优化测量频率在设计时，不仅考虑了整周模糊的消除问题，同时致力于测距精度的提高。本发明的设计方法达到了预期效果，如图4、图7、图8所示。从几种方法的对比中看出 [0120] (a).等频率间隔方法整周模糊周长受到频率间隔的影响，频率间隔越小，整周模糊周长越长，即测量时候出现整周模糊的概率越小，但在测量频点一定时，占用带宽也越 小，测距精度低。 [0121] (b).基于素数优化频率设计方法没有出现整周模糊问题。 [0122] (c).图7、图8中，在可用带宽和测量频点相同，并保证各种测量方法均已充分利用可用带宽前提下，基于素数优化频率间隔设计方法，不仅测距范围不受限制，测距精度在中等相位噪声时也要明显优于等频率间隔方法(对于图7、图8中等间隔方法，测量频点占 满整个可用带宽，这还将以牺牲测距范围为代价，如图8中B＝81MHz，N＝81，等间隔测量 方法的测距范围限制为-150m＜q_range＜150m)。 [0123] 与此同时，如果基于素数的频率间隔设计方法没有采用优化的排序，而采用任意排序如从小到大顺序排列，结果测距精度较低，甚至低于等间隔方法。这同时验证了本发明中优化的频率间隔排序方法的有效性。 |
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