一种基于MMC的规模化电动汽车充放电电路拓扑及控制策略 |
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| 申请号 | CN201710553915.9 | 申请日 | 2017-07-09 | 公开(公告)号 | CN107123998A | 公开(公告)日 | 2017-09-01 |
| 申请人 | 华北电力大学; 北京科力源能源技术有限公司; | 发明人 | 闫卓武; 尹忠东; | ||||
| 摘要 | 本 发明 专利 提出了一种基于MMC的规模化电动 汽车 充放电 电路 拓扑及控制策略，用于实现大规模数量的电动汽车集中充放电，实现的电动汽车的V2G技术。拓扑主要包括MMC，其子模 块 内部包括半桥电路和双向DC/DC电路，每个子模块外部接电动汽车。控制策略主要包括换流器控制，子模块电容 电压 均衡控制，双向DC/DC电路控制等。提出的拓扑由于模块数目多且电动汽车均匀分布在三相六个桥臂上，可以实现大规模电动汽车V2G技术，并且具有谐波污染小，三相 不平衡 度低、可参与调度的容量可观等优点，并且具备向 电网 提供 无功功率 支持，参与有功功率调节，平衡电网负荷等能 力 。 | ||||||
| 权利要求 | 1.一种基于MMC的规模化电动汽车充放电系统，用于实现大规模数量的电动汽车集中充放电，实现的电动汽车的V2G技术。其特征在于，所述充放电电路拓扑包括：三相交流电网，交流侧电感，交流侧等效电阻及每个桥臂上N个子模块，子模块内部包括半桥电路和双向DC/DC电路，每个子模块外部接电动汽车。 |
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| 说明书全文 | 一种基于MMC的规模化电动汽车充放电电路拓扑及控制策略技术领域[0001] 本发明涉及一种基于MMC的规模化电动汽车充放电电路拓扑及控制策略，用于实现大规模数量的电动汽车集中充放电，实现的电动汽车的V2G技术。 背景技术[0002] 能源危机以及日益严峻的环境问题，使得相关部门再次加大对节能减排工作的重视。电动汽车作为一种新型的交通工具，具有环保、节能的优势，有效的减少了污染尾气的排放，对雾霾的治理有重要意义，是未来发展的主要方向。据了解，2017年，我国将新增80万个充电桩，随着电动汽车充电基础设施、统一充电标准以及政府扶持政策的不断完善，据估计2020年全国电动汽车保有量将超过500万辆。据相关资料显示，大多数电动汽车在一天当中约95％的时间是处于空闲状态的。随着电动汽车数量的不断增加，如果电动汽车电池中的能量可调度，那么电网中将有容量可观的储能设备处于闲置状态，若把这些闲置设备充分利用，将极大提高电动汽车中储存能量的利用效率。 [0003] 目前存在特定场合下规模化电动汽车集中充放电需求，但大规模电动汽车充放电会引起的电网三相不平衡、并网谐波含量高等问题。 发明内容[0005] 本发明提出一种基于MMC的规模化电动汽车充放电电路拓扑及控制策略，用于实现大规模数量的电动汽车集中充放电，实现的电动汽车的V2G技术。 [0006] 图1所示为基于MMC的电动汽车集中充放电系统主电路结构示意图，其中Ls为交流侧电感；Rs为交流侧等效电阻。拓扑结构每相单元由上、下两个桥臂单元组成，每个桥臂单元由N个子模块SMj(子模块编号j＝1，2，…，2n)和一个桥臂电抗器La串联构成，与传统模块化多电平换流器不同，交流侧没有变压器，与电网10kV线路直接连接，直流侧不接任何负载。 [0007] 每个子模块内部结构如图2所示，可分为两部分，其中包括两个IGBT(T1、T2)、两个反向并联的二极管(D1、D2)、电容C以及用于控制电动汽车充放电的双向Buck/Boost电路、电动汽车等。 [0008] 进一步地，开关器件T1、T2的通断决定了所在子模块电容的投入、切除或旁路，从而在端口产生0、Uc两种电平。当T1开通而T2关断时，子模块处于投入状态，当T1关断而T2开通时，子模块处于切除状态，当T1、T2均关断时，子模块处于旁路状态。 [0009] 进一步地，正常工作时需要保证任何时刻每相上下桥臂的投入子模块总数M相等，以确保直流侧电压恒定。通过改变投入到上下桥臂中子模块个数，可在系统交流侧得到M+1个电平数的正弦波，从而可以通过改变交流侧电压的幅值和相位差来控制有功功率和无功功率的大小。 [0010] 换流器级控制策略包括外环控制和内环电流控制两部分。进一步地，外环控制以有功功率、无功功率或直流侧电压的测量值作为输入，并与其参考值比较，计算得到内环电流控制的参考值；内环电流控制以交流侧dq轴电流作为输入，通过控制换流器交流侧输出的电压，使dq轴电流快速跟踪其参考值。 [0011] 受各个桥臂子模块数量的限制，且本文所采用的调制策略为载波移相技术，故均压控制采用叠加均衡分量法。调整电压均衡的分量包括两个，分别为能量均衡调节分量和电压平衡调节分量。 [0012] 进一步地，能量均衡控制将每相所有子模块电容电压的平均值与参考值比较，经PI控制输出作为桥臂环流的给定，再与桥臂实际环流比较，经PI控制输出作为能量均衡调节分量，保证了能量在三个相单元中的均衡分配。 [0013] 进一步地，电容电压平衡控制将电容电压值与其参考值比较，经PI控制后，与系数相乘输出作为电压平衡调节分量，保证了子模块电容电压的均衡。其中，±1的取值取决于上下桥臂电流方向。 [0014] 进一步地，在上、下桥臂每个子模块电容电压的参考值上叠加上述电容电压的平衡量，得到子模块参与载波移相调制的调制波。 [0016] 子模块内部双向DC/DC变换器，通过控制T3、T4的通断，实现Buck电路和Boost电路的切换：当电路处于Buck模式时，能量从电容流向电动汽车；当电路处于Boost模式时，能量从电动汽车流向电容，实现了对电动汽车充放电的控制。 [0017] 进一步地，其工作模式的确定依据上层能量管理系统的功率需求值：当能量管理系统需要向电动汽车充电时，双向DC/DC变换器处于Buck模式时，锂电池吸收能量；当能量管理系统需要电动汽车向电网输送能量时，双向DC/DC变换器处于Boost模式时，锂电池释放能量。双向DC/DC变换器的控制也采用双环控制策略，外环依据能量管理系统的功率值Pref确定每个子模块的功率值，从而得到充放电电流的参考值iref，与充放电电流iE比较经PI控制输出作为调制波控制T3、T4的通断。电动汽车的充放电均采用恒功率控制。附图说明 [0018] 为了更清楚地说明本发明实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的一种实施例，对于本领域技术人员来讲，在不付出创造性劳动性的前提下，还可以根据附图获得其他的附图。 [0019] 图1为基于MMC的电动汽车集中充放电主电路结构图。 [0020] 图2为子模块内部结构图。 [0021] 图3为换流器级结构框图。 [0022] 图4为电压均衡控制图。 [0023] 图5为双向DC/DC换流器控制框图。 具体实施方式[0024] 下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。 [0025] 一种基于MMC的规模化电动汽车充放电系统，用于实现大规模数量的电动汽车集中充放电，实现的电动汽车的V2G技术。其特征在于，所述充放电电路拓扑包括：三相交流电网，交流侧电感，交流侧等效电阻及每个桥臂上N个子模块，子模块内部包括半桥电路和双向DC/DC电路，每个子模块外部接电动汽车。 [0026] 图1所示为基于MMC的电动汽车集中充放电系统主电路结构示意图，其中Ls为交流侧电感；Rs为交流侧等效电阻。拓扑结构每相单元由上、下两个桥臂单元组成，每个桥臂单元由N个子模块SMj(子模块编号j＝1，2，…，2n)和一个桥臂电抗器La串联构成，与传统模块化多电平换流器不同，交流侧没有变压器，与电网10kV线路直接连接，直流侧不接任何负载。 [0027] 每个子模块内部结构如图2所示，可分为两部分，其中包括两个IGBT(T1、T2)、两个反向并联的二极管(D1、D2)、电容C以及用于控制电动汽车充放电的双向Buck/Boost电路、电动汽车等。 [0028] 进一步地，在实施例中，开关器件T1、T2的通断决定了所在子模块电容的投入、切除或旁路，从而在端口产生0、Uc两种电平。当T1开通而T2关断时，子模块处于投入状态，当T1关断而T2开通时，子模块处于切除状态，当T1、T2均关断时，子模块处于旁路状态。 [0029] 进一步地，在实施例中，正常工作时需要保证任何时刻每相上下桥臂的投入子模块总数M相等，以确保直流侧电压恒定。通过改变投入到上下桥臂中子模块个数，可在系统交流侧得到M+1个电平数的正弦波，从而可以通过改变交流侧电压的幅值和相位差来控制有功功率和无功功率的大小。 [0030] 在实施例中，换流器级控制策略包括外环控制和内环电流控制两部分。进一步地，外环控制以有功功率、无功功率或直流侧电压的测量值作为输入，并与其参考值比较，计算得到内环电流控制的参考值；内环电流控制以交流侧dq轴电流作为输入，通过控制换流器交流侧输出的电压，使dq轴电流快速跟踪其参考值。 [0031] 在实施例中，受各个桥臂子模块数量的限制，且本文所采用的调制策略为载波移相技术，故均压控制采用叠加均衡分量法。调整电压均衡的分量包括两个，分别为能量均衡调节分量和电压平衡调节分量。 [0032] 进一步地，在实施例中，能量均衡控制将每相所有子模块电容电压的平均值与参考值比较，经PI控制输出作为桥臂环流的给定，再与桥臂实际环流比较，经PI控制输出作为能量均衡调节分量，保证了能量在三个相单元中的均衡分配。 [0033] 进一步地，在实施例中，电容电压平衡控制将电容电压值与其参考值比较，经PI控制后，与系数相乘输出作为电压平衡调节分量，保证了子模块电容电压的均衡。其中，±1的取值取决于上下桥臂电流方向。 [0034] 进一步地，在实施例中，在上、下桥臂每个子模块电容电压的参考值上叠加上述电容电压的平衡量，得到子模块参与载波移相调制的调制波。 [0035] 进一步地，在实施例中，每相采用2N个幅值、频率相等，相位相差π/(2N)的三角载波与上述子模块调制波进行比较，可得到2N组PWM调制信号，分别驱动上下桥臂每个子模块的功率器件，控制其通断。 [0036] 在实施例中，子模块内部双向DC/DC变换器，通过控制T3、T4的通断，实现Buck电路和Boost电路的切换：当电路处于Buck模式时，能量从电容流向电动汽车；当电路处于Boost模式时，能量从电动汽车流向电容，实现了对电动汽车充放电的控制。 [0037] 进一步地，在实施例中，其工作模式的确定依据上层能量管理系统的功率需求值：当能量管理系统需要向电动汽车充电时，双向DC/DC变换器处于Buck模式时，锂电池吸收能量；当能量管理系统需要电动汽车向电网输送能量时，双向DC/DC变换器处于Boost模式时，锂电池释放能量。双向DC/DC变换器的控制也采用双环控制策略，外环依据能量管理系统的功率值Pref确定每个子模块的功率值，从而得到充放电电流的参考值iref，与充放电电流iE比较经PI控制输出作为调制波控制T3、T4的通断。电动汽车的充放电均采用恒功率控制。 [0038] 本发明中应用了具体实施例对本发明的原理及实施方式进行了阐述，以上实施例的说明只是用于帮助理解本发明的方法及其核心思想；同时，对于本领域的一般技术人员，依据本发明的思想，在具体实施方式及应用范围上均会有改变之处，综上所述，本说明书内容不应理解为对本发明的限制。 |
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