操作无电极放电灯
阅读：595发布：2021-04-10
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1. 一种用于无电极放电灯的电源驱动器电路，该电源驱动器电路包含推挽式E类变换器，该推挽式E类变换器包含：
- 用于接收DC电源电压的电源端子；
- 用于供电到该灯的天线的灯输出端子；
- 在该电源端子之间并联布置的第一切换支路和第二切换支路；
- 该第一切换支路包含具有公共第一节点的第一切换元件和第一驱动器电路电感器的串联布置；
- 该第二切换支路包含具有公共第二节点的第二切换元件和第二驱动器电路电感器的串联布置；
- 该灯输出端子耦合在该第一节点和第二节点之间；以及
- 耦合在该第一节点和第二节点之间的灯阻抗匹配网络，其中该阻抗匹配网络包含与该灯输出端子串联耦合的至少一个串联谐振电容器。
2. 权利要求1的电源驱动器电路，其中该灯阻抗匹配网络包含第一串联谐振电容器、该灯输出端子和第二串联谐振电容器的串联布置。
3. 权利要求1或2的电源驱动器电路，其中该灯阻抗匹配网络进一步包含耦合在该第一节点和第二节点之间的差分电容器。
4. 权利要求1、2或3的电源驱动器电路，其中该灯阻抗匹配网络进一步包含与该第一切换元件并联耦合的第一并联电容器以及与该第二切换元件并联耦合的第二并联电容器。
5. 权利要求1或2的电源驱动器电路，其中该灯阻抗匹配网络进一步包含耦合在该第一节点和第二节点之间的差分电容Cd、并联耦合到该第一切换元件的第一电容Cp以及并联耦合到该第二切换元件的第二电容Cp，
其中该第一和第二切换元件为MOSFET，其每一个具有固有输出电容器，该固有输出电容器具有等效电容Coss，并且其中该MOSFET设计成使得Coss=Cp+Cd。
6. 权利要求1、2或3的电源驱动器电路，其中该灯阻抗匹配网络进一步包含具有电容Cd的差分电容器，以及耦合在该第一节点和第二节点之间的并联耦合到该第一切换元件的第一电容Cp和并联耦合到该第二切换元件的第二电容Cp，
其中该第一和第二切换元件为MOSFET，每个所述MOSFET具有固有输出电容Coss，其中MOSFET设计成使得Coss>Cp，以及
其中该差分电容器设计成使得Cd=Coss–Cp。
7. 前述权利要求中任意一项的电源驱动器电路，其中变压器的初级绕组具有耦合在该电源驱动器电路的第一驱动器电路电感器和第一切换元件之间的第一初级绕组端子，其中变压器的初级绕组具有耦合在该电源驱动器电路的第二驱动器电路电感器和第二切换元件之间的第二初级绕组端子，并且其中该灯阻抗匹配网络耦合在变压器的次级绕组的第一和第二次级绕组端子之间。
8. 前述权利要求中任意一项的电源驱动器电路，其中该驱动器电路配置成在工业-科学-医疗ISM频带中的频率，特别是在13.56MHz的频率操作。
9. 前述权利要求中任意一项的电源驱动器电路，还包含启动电路，该启动电路包含：
- 耦合在第一启动电路端子和第二启动电路端子之间的启动电感器和启动电容器的串联布置；
其中该第一启动电路端子耦合在该电源驱动器电路的第一切换元件和第一灯输出端子之间，以及
其中该灯具有点火附件，并且耦合该启动电感器和该启动电容器的节点配置成耦合到该灯的点火附件。
10. 权利要求9的电源驱动器电路，其中该第一启动电路端子耦合在该电源驱动器电路的该第一驱动器电路电感器和第一切换元件之间。
11. 权利要求9或10的电源驱动器电路，其中该第二启动电路端子耦合在该驱动器电路的第二切换元件和该灯的第二灯输出端子之间。
12. 权利要求11的电源驱动器电路，其中该第二启动电路端子耦合在该电源驱动器电路的该第二驱动电路电感器和第二切换元件之间。
13. 权利要求9或10的电源驱动器电路，其中该串联布置的第二端子耦合到地。
14. 权利要求9或13的电源驱动器电路，其中变压器的初级绕组具有耦合在该电源驱动器电路的该第一驱动器电路电感器和第一切换元件之间的第一初级绕组端子，其中该变压器的初级绕组具有耦合在该电源驱动器电路的该第二驱动器电路电感器和第二切换元件之间的第二初级绕组端子，并且其中该启动电路耦合在该变压器的次级绕组的第一和第二次级绕组端子之间。
15. 权利要求9-14中任意一项的电源驱动器电路，其中该串联布置进一步包含串联耦合到启动电感器和启动电容器的隔离开关，其中该隔离开关选自包含继电器、MOSFET和双金属开关的隔离开关的群组。
16. 权利要求9-15中任意一项的电源驱动器电路，其中该灯阻抗匹配网络包含至少一个串联谐振电容器和该灯输出端子的串联布置，其中该启动电感器和启动电容器形成具有启动谐振频率的谐振启动电路，该启动谐振频率约等于由所述至少一个串联谐振电容器和该灯的天线的电感形成的谐振驱动电路的谐振频率。
17. 权利要求9-15中任意一项的电源驱动器电路，其中该灯阻抗匹配网络包含至少一个串联谐振电容器和该灯输出端子的串联布置，其中放启动电感器和启动电容器形成具有谐振频率的谐振启动电路，该谐振频率低于由所述至少一个串联谐振电容器和该灯的天线的电感形成的谐振驱动电路的谐振频率。
18. 前述权利要求中任意一项的电源驱动器电路，其中该第一切换元件和第二切换元件的每一个为MOSFET，该MOSFET具有耦合到栅极驱动电路的栅极，该栅极驱动电路包含：
- 栅极驱动电感器和栅极驱动电容器的串联布置，其耦合在第一栅极驱动电路端子和第二栅极驱动电路端子之间，该第一栅极驱动电路端子耦合到MOSFET的栅极；
- 第一栅极驱动开关，其耦合在该第一栅极驱动电路端子和该第二栅极驱动电路端子之间；以及
- 第二栅极驱动开关，其耦合在该第一驱动电路端子和DC电源之间，
其中该栅极驱动电路进一步包含用于控制该第一栅极驱动开关和第二栅极驱动开关的切换的栅极驱动开关控制电路，该栅极驱动开关控制电路配置成利用180度的相位差并且利用介于约0.1和约0.3的占空比，将该第一栅极驱动开关和第二栅极驱动开关的每一个接通。
19. 权利要求18的电源驱动器电路，其中该栅极驱动开关控制电路配置成利用由谐振频率fo确定的频率将该第一栅极驱动开关和第二栅极驱动开关的每一个接通，该谐振频率fo根据下述方程由MOSFET的等效栅极输入电容Ciss、等效栅极电感Lg和等效源极电感Ls、以及该栅极驱动电感器L确定：
fo=1/(2·π·SQRT((L+Lg+Ls)·Ciss))，
其中SQRT表示平方根函数。
20. 权利要求18或19的电源驱动器电路，其中该串联布置的第二端子耦合到地。
21. 权利要求18或19的电源驱动器电路，其中该第二栅极驱动电路端子耦合到DC电源。
22. 一种照明设备，其包含前述权利要求中任意一项的电源驱动器电路，以及包含具有天线端子的天线绕组的无电极灯，其中该电源驱动器电路的灯输出端子连接到该灯的天线端子。
23. 一种操作权利要求1-21中任意一项的电源驱动器电路的方法，其中该电源驱动器电路的电源端子连接到DC电源，并且该电源驱动器电路的灯输出端子连接到该灯的天线端子，该方法包含：
- 在灯点火之后以及在DC电源电压斜坡上升达到预定值的时间阶段期间，将该DC电源作为供应预定电流的电流源来操作；
- 在所述时间阶段之后，将该DC电源作为供应预定电压的电压源来操作。
24. 权利要求23的方法，其中在所述时间阶段期间和之后，该DC电源在固定频率操作。
25. 一种操作权利要求17的电源驱动器电路的方法，其中该电源驱动器电路的电源端子连接到DC电源，并且该电源驱动器电路的灯输出端子连接到该灯的天线端子，该方法包含：
- 在该谐振启动电路的谐振频率操作该变换器，直到该灯被点火，以及随后- 在该谐振驱动电路的谐振频率操作该变换器。
操作无电极放电灯
技术领域
背景技术
[0003] 无电极放电灯通常包含天线和放电容器。天线被馈给高频(射频RF)电流。用于驱动无电极放电灯的高效功率生成是由这样的电源驱动器电路提供，该电源驱动器电路具有RF功率变换器的切换模式操作，例如具有E类操作。E类操作可以消除晶体管接通损耗并且可以将固有晶体管输出电容器结合到变换器电路中。推挽式E类放大器驱动无电极放电灯的示例描述于文献US5,387,850。
[0004] 无电极灯代表高感应负载，这导致高品质因数。因此，为了使电源驱动器电路能够输送足够有功功率到负载，阻抗匹配网络需要匹配高感应无电极灯负载至电源驱动器电路预期的最佳阻抗。RF电源驱动器电路通常设计成用于50欧姆标准负载匹配，其便于测量和布线。然而，对于驱动无电极灯，它不一定是优点。
[0005] 由于例如无电极高强度气体放电灯的无电极放电灯没有电极，必须提供点火辅助器从而起动(initiate)主放电。在过去已经提出各种电路布置，例如使用专用于点火的分离RF电源，或者将串联谐振LC启动电路(starting circuit)连接到无电极放电灯的天线，或者使用无源串联谐振LC电路或无源并联谐振LC电路。在所有这些电路布置中，使用了D类RF电源驱动器电路。通过示例方式，参考美国专利No.5,057,750。
[0006] 基本上，E类放大器可以在切换装置的非常高切换频率实现高效率，该切换装置通常实施为场效应晶体管FET。除了放大器的漏极损耗，栅极驱动损耗是总损耗的重要部分，并且甚至可以是压倒性的。因此，减小栅极驱动损耗是朝向高效RF驱动器电路的重要步骤。谐振栅极驱动器利用谐振来部分地恢复切换装置的栅极中的能量。然而，在超过10MHz的频率，谐振栅极驱动器甚至会变得比传统栅极驱动器更不高效，因为在更高频率栅极驱动损耗急剧增大。除此之外，栅极开关的精确定时控制也变得愈加困难。对于非常高频率，已经研究了利用正弦电压而不是方波电压来驱动切换装置的方法。然而，需要改变操作原则从而能够应对非常高频率。
发明内容
[0007] 将期望提供一种简单的用于无电极放电灯的电源驱动器电路。还将期望提供一种具有改进效率的用于无电极放电灯的电源驱动器电路。还将期望提供一种产生减小的电磁干扰EMI的用于无电极放电灯的电源驱动器电路。还另外期望提供一种具有降低成本的用于无电极放电灯的电源驱动器电路。
[0008] 为了更好解决一个或多个这些关注点，在本发明的第一方面，提供了一种用于无电极放电灯的电源驱动器电路。该电源驱动器电路包含推挽式E类变换器，该推挽式E类变换器包含：用于接收DC电源电压的电源端子，以及用于供电到灯的天线的灯输出端子。该变换器还包含在电源端子之间并联布置的第一切换支路和第二切换支路，该第一切换支路包含具有公共第一节点的第一切换元件和第一驱动器电路电感器的串联布置，并且该第二切换支路包含具有公共第二节点的第二切换元件和第二驱动器电路电感器的串联布置。灯输出端子耦合在第一节点和第二节点之间。灯阻抗匹配网络耦合在第一节点和第二节点之间，其中阻抗匹配网络包含与该灯输出端子串联耦合的至少一个串联谐振电容器。
[0009] 在本发明的第二方面，提供了一种启动电路，其具体地在本发明的电源驱动器电路中使用，但是其也在用于无电极放电灯的其它电源驱动器电路中使用。启动电路包含耦合在第一启动电路端子和第二启动电路端子之间的启动电感器和启动电容器的串联布置。第一启动电路端子耦合在电源驱动器电路的第一切换元件和第一灯输出端子之间。耦合启动电感器和启动电容器的节点配置成耦合到灯的点火附件(appendix)。
[0010] 在本发明的第三方面，提供了一种用于MOSFET的栅极驱动电路，其具体地在本发明的电源驱动器电路中使用，其中第一切换元件和第二切换元件的每一个为栅极耦合到栅极驱动电路的MOSFET，但是其也在用于无电极放电灯的其它电源驱动器电路中使用，所述其它电源驱动器电路具有在非常高频率切换的MOSFET切换元件。栅极驱动电路包含耦合在第一栅极驱动电路端子和第二栅极驱动电路端子之间的栅极驱动电感器和栅极驱动电容器的串联布置。第一栅极驱动电路端子耦合到MOSFET的栅极。第一栅极驱动开关耦合在第一栅极驱动电路端子和第二栅极驱动电路端子之间，并且第二栅极驱动开关耦合在第一栅极驱动电路端子和DC电源之间。栅极驱动电路进一步包含用于控制第一栅极驱动开关和第二栅极驱动开关的切换的栅极驱动开关控制电路，该栅极驱动开关控制电路配置成利用180度的相位差并且利用介于约0.1和约0.3的占空比，将第一栅极驱动开关和第二栅极驱动开关的每一个接通。
[0011] 在本发明的第四方面，提供了一种照明设备。该照明设备包含：本发明的电源驱动器电路，以及包含天线绕组的无电极灯，该天线绕组具有天线端子。电源驱动器电路的灯输出端子连接到灯的天线端子。
附图说明
[0013] 图1示意性描述无电极放电灯的实施例。
[0014] 图2描述包含用于驱动无电极放电灯的根据本发明的电源驱动器电路的电源电路的系统框图。
[0015] 图3描述在图2的电源电路中可使用的功率因数校正PFC电路的第一实施例。
[0016] 图4描述在图2的电源电路中可使用的功率因数校正PFC电路的第二实施例。
[0017] 图5描述在图2的电源电路中可使用的功率因数校正PFC电路的第三实施例。
[0018] 图6描述根据本发明的推挽式E类变换器的实施例的电路图。
[0019] 图7a，7b，7c和7d描述在驱动无电极(感应耦合)放电灯的根据本发明的电源驱动器电路的实施例中使用的阻抗匹配网络的不同电路图。
[0020] 图8描述在驱动无电极放电灯的根据本发明的电源驱动器电路的实施例中使用的对称阻抗匹配网络的另一电路图。
[0021] 图9描述耦合到理想开关的E类负载网络的电路图。
[0022] 图10描述图9的电路图，用于说明电容的分布。
[0023] 图11描述图9的电路图，其中E类负载网络耦合到真实开关。
[0024] 图12描述图11的电路图的变型。
[0025] 图13更详细地描述图6的电路图。
[0026] 图14描述在操作中的图13的电路图中的电压和电流，特别是MOSFET开关的漏极电压以及输出灯电流。
[0027] 图15描述图13的电路图，其中补充了灯启动电路。
[0028] 图16描述灯启动电路的实施例的电路图。
[0029] 图17描述用于无电极灯的电源驱动器电路，其包含灯启动电路的实施例。
[0030] 图18描述用于无电极灯的电源驱动器电路的变型，其包含灯启动电路的实施例。
[0031] 图19描述用于无电极灯的电源驱动器电路的另一变型，其包含灯启动电路的实施例。
[0032] 图20描述用于无电极灯的电源驱动器电路的再一变型，其包含灯启动电路的实施例。
[0033] 图21描述用于无电极灯的电源驱动器电路的另一变型，其包含灯启动电路的实施例。
[0034] 图22描述用于无电极灯的电源驱动器电路的单端变型，其包含灯启动电路的实施例。
[0035] 图23说明在操作中电源驱动器电路中的电压、电流、功率、效率和频率的时序图。
[0036] 图24描述用于无电极灯的电源驱动器电路的另一变型，其包含灯启动电路的实施例。
[0037] 图25说明图24的电源驱动器电路的操作频率的时序图。
[0038] 图26描述现有栅极驱动电路的实施例的电路图。
[0039] 图27说明在操作中图26的栅极驱动电路中出现的电流和电压的控制以及波形。
[0040] 图28描述栅极驱动电路的实施例的电路图，也说明MOSFET开关的寄生元件。
[0041] 图29说明在操作中图28的栅极驱动电路中出现的电流和电压的控制和波形的时序图。
[0042] 图30描述栅极驱动电路的另一实施例的电路图，也说明MOSFET开关的寄生元件。
[0043] 图31说明在操作中图30的栅极驱动电路中出现的电压的波形的时序图。
[0044] 图32描述的框图和电路图说明用于控制栅极驱动电路的实施例的逻辑电路，该栅极驱动电路进而控制电源驱动器电路的切换。
具体实施方式
[0045] 图1示意性示出感应高强度放电HID灯2作为无电极放电ED灯的示例。ED灯2具有支持结构3，该ED灯2包含放电容器4和天线6，该天线也称为耦合线圈，其是由围绕放电容器缠绕的一匝或多匝的电学导体组成。天线6具有用于供应交变高频电流到天线6的天线端子8。由于主管机构允许的高排放限制的原因，电源电流频率可以在工业-科学-医疗(ISM)频带中选择(例如13.56MHz)。为了有利于ED灯2的点火，点火附件10添加到灯构造并且附连到放电容器4的外表面。点火附件10用比较低压气体填充并且因此通过点火端子12是容易点火的。在点火之后，点火附件10用作导体，从而为电子提供传导路径并且因此使得能够在放电容器4中点火主放电。
[0046] 图2示意性示出供应AC(例如50或60Hz)或DC电功率的市电电源20。如箭头所符号表示，市电电源20耦合到功率因数校正PFC电路22。PFC电路22将在其输入端从市电电源20接收的电功率转换为在其输出端供应的DC功率，同时过滤和校正输入电流的功率因数。如另一箭头所符号表示，PFC电路22耦合到电源驱动器电路，其实施为E类射频RF变换器24。在下文更详细地讨论的RF变换器24将在其输入端从PFC电路22接收的DC功率转换为在其输出端供应的RF功率。如另一箭头所符号表示，RF变换器24耦合到无电极放电ED灯26(为参考图1如上所讨论的类型)。ED灯26将在其天线端子接收的RF功率转换为可见光。
[0047] 图3说明参考图2所给出并且实施为单端初级电感器变换器SEPIC 30的PFC电路的实施例。SEPIC 30耦合到市电电源20，并且包含全桥整流器，该全桥整流器包含四个二极管31并且与第一电容器32并联连接。第一电感器33和场效应晶体管FET开关34的串联布置并联连接到第一电容器32，第一电感器33连接到两个二极管31的阴极和第一电容器32的公共节点，并且FET开关34的漏极连接到第一电感器33。第二电容器35和第二电感器36的串联布置并联连接到FET开关34，第二电容器35连接到第一电感器33和FET开关34的漏极的公共节点。第五二极管37和第三电容器38的串联布置并联连接到第二电感器36，第五二极管37的阳极连接到第二电容器35和第二电感器36的公共节点。第一电感器33和第二电感器36可以集成为耦合电感器。在操作中，当以适当定时序列接通和断开FET开关34时，SEPIC 30通过第三电容器38的端子供应DC输出。
[0048] 图4说明如参考图2给出并且实施为降压变换器40的PFC电路的另一实施例。降压变换器40耦合到市电电源20，并且包含全桥整流器，该全桥整流器包含四个二极管41并且并联连接到第一电容器42。场效应晶体管FET开关43和第五二极管44的串联布置并联连接到第一电容器42，FET开关43的漏极连接到两个二极管41的阴极和第一电容器
42的公共节点。第五二极管44将其阴极连接到FET开关43的源极。第一电感器45和第二电容器46的串联布置并联连接到第五二极管44，第一电感器45连接到FET开关43的源极和第五二极管44的阴极的公共节点。在操作中，当以适当定时序列接通和断开FET开关
43时，降压变换器40通过第二电容器46的端子供应DC输出。
42的公共节点。第五二极管44将其阴极连接到FET开关43的源极。第一电感器45和第二电容器46的串联布置并联连接到第五二极管44，第一电感器45连接到FET开关43的源极和第五二极管44的阴极的公共节点。在操作中，当以适当定时序列接通和断开FET开关
43时，降压变换器40通过第二电容器46的端子供应DC输出。
[0049] 图5说明参考图2给出并且实施为回扫变换器50的PFC电路的另一实施例。回扫变换器50耦合到市电电源20并且包含全桥整流器，该全桥整流器包含四个二极管51并且与第一电容器52并联连接。变压器53的初级绕组和场效应晶体管FET开关54的串联布置并联连接到第一电容器52，变压器53的初级绕组连接到两个二极管51的阴极和第一电容器52的公共节点。FET开关54将其漏极连接到变压器53的初级绕组。第五二极管55和第二电容器56的串联布置并联连接到变压器53的次级绕组，第五二极管55的阴极连接到第二电容器56。在操作中，当以适当定时序列接通和断开FET开关54时，回扫变换器
50通过第二电容器56的端子供应DC输出。
50通过第二电容器56的端子供应DC输出。
[0050] 此处指出，参考图2给出的PFC电路可以采取仅仅作为示例性实施例给出的SEPIC30、降压变换器40或回扫变换器50以外的实施例。
[0051] 图6更详细地示出E类RF变换器24(如图2所示)，其耦合到示意性示为DC电源的PFC电路22。变换器24为推挽类型变换器，其具有通过电源端子68，69由PFC电路22供电的两个切换支路。第一切换支路包含第一电感器61(DC扼流圈)，其串联耦合到金属氧化物半导体场效应晶体管MOSFET 62。第二切换支路包含第二电感器63(DC扼流圈)，其串联耦合到MOSFET 64。第一和第二切换支路并联耦合到PFC电路22。在图6中，MOSFET 62和64示为分别具有它们的固有二极管62a和64a以及分别具有它们的固有输出电容器62b和64b。如在下文更详细所讨论，每个MOSFET 62，64分别由谐振栅极驱动器65，66控制。如区块67所示并且将在下文更详细讨论，负载(灯)阻抗匹配网络和ED灯连接在MOSFET
62，64的漏极之间。阻抗匹配网络耦合到灯输出端子，ED灯的天线端子可以连接在所述灯输出端子之间。
62，64的漏极之间。阻抗匹配网络耦合到灯输出端子，ED灯的天线端子可以连接在所述灯输出端子之间。
[0052] 由谐振栅极驱动器65，66生成的用于MOSFET 62，64的栅极驱动信号相对于彼此相位偏移了180度。对于推挽式E类变换器24，每个切换支路的奇次谐波电压分量振幅相等但是相位相反，而偶次谐波电压分量振幅和相位都相等。由于变换器24的推挽式对称操作，跨过MOSFET 62，64的漏极的差分电压仅仅含有奇次谐波。当在设计变换器24的印刷电路板PCB布局中足够小心时，保持物理电路布置尽可能对称，则变换器的电磁干扰EMI是低的。
[0053] 不同于标准RF放大器设计，E类变换器24的输出不匹配到标准50欧姆RF负载。相反，电源驱动器电路直接驱动灯而没有任何外部匹配箱。这节省部件，并且因此也节约成本。
[0054] ED灯的耦合线圈通常仅仅具有几匝从而实现最佳耦合效率。阻抗匹配网络将ED灯负载的阻抗转变到最佳E类阻抗。
[0055] 如分别在图7a，7b，7c和7d中说明，通常阻抗匹配网络的四个电路是可能的。在图7a的实施例中，区块67(见图6)示为包含串联连接到串联谐振电容器71的ED灯70，其中ED灯70和串联谐振电容器71的串联布置并联连接到差分电容器72。在图7b的实施例中，区块67示为包含并联连接到差分电容器72的ED灯70，其中ED灯70和差分电容器72的并联布置串联连接到串联谐振电容器71。在图7c的实施例中，区块67示为包含串联连接到串联谐振电容器71的ED灯70，其中ED灯70和串联谐振电容器71的串联布置并联连接到差分电感器73。在图7d的实施例中，区块67示为包含并联连接到差分电容器72的ED灯70，其中ED灯70和差分电容器72的并联布置串联连接到串联谐振电感器74。
[0056] 在图7a，7b，7c和7d中说明的网络中，从部件尺寸、重量和成本而言，如图7c和7d所示使用电感器(或者变压器或任何其它感应元件)不是那么优选。因为ED灯70本身为高感应负载，如图7a和7b所示仅仅使用电容器是更优选的。在图7a和7b所示的两种配置中，图7a的串联-并联布置潜在地提供更宽的零电压切换ZVS操作范围，并且允许MOSFET输出电容器62b，64b(图6)的更高电容。对于给定ED灯阻抗(高电感)，利用简单计算有可能确定串联谐振电容器71和差分电容器72的电容值。
[0057] 实际上，图7a的网络是仅仅阻抗匹配网络，其允许差分电容器72被MOSFET输出电容器62b，64b吸收。这参考图8予以解释。
[0058] 图8的阻抗匹配网络对应于图7a的阻抗匹配网络，然而，为了保持阻抗匹配网络的对称性，串联谐振电容器71布置成与ED灯70串联的两个电容器71a和71b。如果串联谐振电容器71的电容为Cs，串联谐振电容器71a的电容为Cs1，以及串联谐振电容器71b的电容为Cs2，则下述关系成立：Cs1=Cs2=2·Cs。实践中观察到每个电容器可以利用若干电容器的串联和并联布置的组合来实施，从而获得期望电容和电压额定值。串联谐振电容器71a和71b与ED灯70串联谐振地操作，由于谐振回路的高品质因数原因这产生跨过ED灯天线的高电压，这有利于ED灯70的点火。
[0059] 参考图9，在E类变换器负载网络的另一分析中，最初假设MOSFET 62和64(见图6)行为分别类似于理想开关91和92。如E类操作所要求，分别具有电容Cp的并联(shunt)电容器93和94分别连接跨过开关91和92。
[0061] 如图10和11中说明，从图8的所提出的阻抗匹配网络开始，并联电容器93和94以及具有电容Cd的差分电容器72可以被分别具有电容Coss的各个MOSFET输出电容器62b，64b吸收(见图6)。这在图10中用虚线椭圆表示。因此，在极端情形中，阻抗匹配网络中唯一的部件为串联谐振电容器71a和71b(见图11)，其将负载网络中部件数目减小到最小。
因此，MOSFET被最优地设计或选择，使得Coss72仍在电路中，其具有电容(Cp–Coss+Cd)。
因此，MOSFET被最优地设计或选择，使得Coss
[0062] 注意，Coss应被理解为MOSFET输出电容的等效值，因为MOSFET输出电容器62b，64b是非线性的。这是E类操作的MOSFET的容许芯片面积的限制。MOSFET的输出电容的非线性应被约束从而能够实现E类操作波形。这样，具有最低允许ON电阻RDSON的切换装置被使用。如果E类变换器以此方式设计，E类变换器的传导损耗被最小化，并且实现最大漏极效率。
[0063] 图11的电路也可以实施为如图12中所描述，其中串联谐振电容器71的电容Cs分别等于串联谐振电容器71a或71b的电容Cs1或Cs2的一半：Cs=0.5·Cs1=0.5·Cs2。
[0064] 图13更详细地示出E类RF变换器24(如图6所示)，其耦合到示意性示为DC电源的PFC电路22。如图6中区块67所指示，阻抗匹配网络和ED灯示为包含串联谐振电容器71a，71b以及ED灯70。时钟发生器130生成具有在ISM频带其中之一中的RF频率的时钟信号，例如频率为13.56MHz，并且如箭头所示提供对逻辑电路131和132的定时控制。由占空比控制电路133控制的逻辑电路131提供控制信号到栅极驱动电路65。由占空比控制电路134控制的逻辑电路132提供控制信号到栅极驱动电路66。由逻辑电路131提供的控制信号包含数字脉冲，该数字脉冲相对于由逻辑电路132提供的控制信号中包含的数字脉冲具有180度相移。
[0065] 利用图13中说明的布置，可以获得如图14的时间(t)图示所示的漏极电压和输出电流。如图14所示，可以生成在节点135(图13)的漏极电压uD1和在节点136(图13)的漏极电压uD2，从而得到输出电流io。漏极电压uD1和uD2非常接近最佳E类波形。输出电流io几乎为正弦，并且含有非常少谐波。实践中，可以获得超过93%的漏极效率，并且整体E类变换器效率(也称为功率附加效率)可接近90%。
[0066] 接着将描述用于无电极放电ED灯2的启动电路。
[0067] 参考图15，ED灯2包含放电容器4、具有天线端子8的天线6以及具有点火端子12的点火附件10，该ED灯2通过其天线端子8串联连接到串联谐振电容器71a，71b，并且连接在MOSFET 62和64的漏极之间，每个MOSFET 62和64分别具有固有二极管62a和64a以及固有输出电容器62b和64b。在由DC电源22供电的第一切换支路中，第一电感器61与MOSFET开关62串联布置。在与第一切换支路并联布置的第二切换支路中，第二电感器
63串联耦合到MOSFET开关64。每个MOSFET开关62和64的接通和切断如参考图13在上文所解释被控制。图15还示出用于启动ED灯2的操作的启动电路150。
63串联耦合到MOSFET开关64。每个MOSFET开关62和64的接通和切断如参考图13在上文所解释被控制。图15还示出用于启动ED灯2的操作的启动电路150。
[0068] 已经发现，天线6生成的电场通常在室温不够高以起动放电容器4中的主放电。因此可以提供点火辅助器。串联谐振点火已经证明是好的选择。为了点火感应ED灯，比如HID灯，必须满足下述条件。第一，必须输送大功率到天线。第二，同时应通过点火附件10的帮助而生成足够的自由电子。在实际实施例中，发现点火电压高于3kV，不过点火电压随放电容器4中的气体填充物而变化。为了保持简单的RF驱动器电路，点火频率选择为与灯操作频率相同。启动电路150在连续点火之后被切断从而避免使放电容器4退化，消除对主谐振负载网络的任何影响，以及移除启动电路中的任何损耗。
[0069] 参考图16，启动电路(或点火电路)150包含串联连接到启动电容器162和隔离(separating)开关163的启动电感器161。启动电感器161、启动电容器162和隔离开关163的串联连接具有端子165和166。互连启动电感器161和启动电容器162的节点164通过点火端子12连接到点火附件10。启动电感器161和启动电容器162的分量值被选择，使得启动电路被调谐到非常接近ED灯2的操作频率的谐振频率，例如13.56MHz。利用高品质因数，供应到点火附件10的电压可以足够高，使得点火附件10中的气体分解并且随后放电容器4中的主放电被点火。
[0070] 启动电感器161可以是空气线圈电感器或者具有磁芯的电感器。用金属外壳屏蔽启动电感器161可以被应用，从而避免由于杂散电容而使启动电路失谐。重要的是，电感器的品质因数保持高。
[0071] 隔离开关163可以是机械开关比如继电器开关，或者可以是半导体开关，半导体开关由于其可控制性而是优选的。为了有利于隔离开关163的切换，隔离开关163的一个端子可以连接到地(在下文参考图19以及后续各图更详细地示出)。
[0072] 另外，还有可能使用双金属开关。通过将双金属开关置为靠近ED灯70，可以利用灯生成的热量，从而通过灯产生的热量而控制双金属开关自动地接通和切断。
[0073] 参考图17，在一实施例中启动电路150的端子165和166连接到MOSFET开关62和64的漏电极(分别为节点135和136)。此处，启动电路150为与主谐振负载网络并联的电路，并且如果适当设计，可以对主谐振负载网络具有有限的影响。
[0074] 在图18所示的可替换实施例中，启动电路150的端子165和166连接到ED灯2的天线6的天线端子8。在此实施例中，启动电路对主谐振网络的影响大于图17的实施例。
[0075] 如图19的实施例所示，隔离开关163的一个端子可以连接到地从而有利于隔离开关163的切换。因而，启动电路150的端子165连接到灯驱动器电路的漏电极其中之一(如所示的节点135，或者可替换地节点136)，并且启动电路150的另一个端子166连接到地。在这种实施例中，当与图17的实施例相比时，应用到启动电路150的电压减小为一半。因此，在图19的启动电路150中，品质因数需要增大以确保足够的点火电压，例如通过增大启动电感器161的电感以及减小启动电容器162的电容。
[0076] 参考图20，在另一实施例中可以使用对称启动电路，特别是当ED灯2包含两个点火附件10a，10b时，其中点火附件10a具有点火端子12a，并且点火附件10b具有点火端子12b。第一启动电路部分150a包含位于端子165a和166a之间的启动电感器161a、启动电容器162a和隔离开关163a的串联布置。第二启动电路部分150b包含位于端子165b和
166b之间的启动电感器161b、启动电容器162b和隔离开关163b的串联布置。第一启动电路部分150a的端子165a连接到节点135和串联谐振电容器71a。类似地，第二启动电路部分150b的端子165b连接到节点136和串联谐振电容器71b。启动电感器161a和启动电容器162a之间的节点164a连接到点火附件10a的端子12a。启动电感器161b和启动电容器
162b之间的节点164b连接到点火附件10b的端子12b。端子166a和端子166b均连接到地。
166b之间的启动电感器161b、启动电容器162b和隔离开关163b的串联布置。第一启动电路部分150a的端子165a连接到节点135和串联谐振电容器71a。类似地，第二启动电路部分150b的端子165b连接到节点136和串联谐振电容器71b。启动电感器161a和启动电容器162a之间的节点164a连接到点火附件10a的端子12a。启动电感器161b和启动电容器
162b之间的节点164b连接到点火附件10b的端子12b。端子166a和端子166b均连接到地。
[0077] 当与图19的电路中生成的点火电压相比时，图20的电路中点火电压可以翻倍。隔离开关163a和163b均称为地，并且因此容易驱动。
[0078] 参考图21，在E类变换器中，变压器210具有连接在节点135和136之间的初级绕组，并且次级绕组在节点165和166之间连接下述的并联布置：串联谐振电容器71和ED灯2的天线6的第一串联布置，以及启动电感器161、启动电容器162和隔离开关163的第二串联布置。启动电感器161和启动电容器162之间的节点164连接到ED灯2的点火附件10的端子12。节点162并且藉此隔离开关163的一侧连接到地，这在图17的相关电路中是不可能的。将节点162连接到地有利于在电路中布线以及进行测量。
[0079] 在图21的电路中，变压器210可以用于阻抗匹配，这是有用的，因为灯电阻典型地非常低，其中灯电阻为由灯内放电引起的等离子体电阻。
[0080] 图22说明当E类变换器是单端的时的电路。单端的变换器包含串联耦合在PFC电路22和地之间的第一电感器61(DC扼流圈)和MOSFET 62。第一电感器61和MOSFET 62之间的节点135连接到端子165(连接到节点135)和端子166(连接到地)之间的下述的并联布置：串联谐振电容器71和ED灯2的天线6的第一串联布置，以及启动电感器161、启动电容器162和隔离开关163的第二串联布置。如图19，20和21那样，隔离开关163的一侧连接到地。
[0081] 在点火以及稳态阶段之前的后续预备阶段期间，ED灯2的阻抗变化，其中ED灯2可以是例如感应HID灯。由于阻抗匹配网络针对ED灯2的稳态操作设计，E类变换器在预备阶段期间不是在最佳模式操作。为了防止变换器在预备阶段期间出现过多损耗，在放电容器4中的放电点火之后，DC电源(由PFC电路22表示)作为电流源操作，藉此限制输送到E类变换器的功率。图23定性地说明当DC电源作为电流源操作时，在预备阶段期间ED灯的行为。
[0082] 在图23中，曲线(a)–(f)表示在时间t上的下述量：DC电源输送的DC电压；
DC电源输送的DC电流；
到E类变换器的输入功率；
ED灯电流；
E类变换器效率；以及
E类变换器频率。
DC电源输送的DC电流；
到E类变换器的输入功率；
ED灯电流；
E类变换器效率；以及
E类变换器频率。
[0083] 图23还指示发生点火的时间点IG，DC电源在恒定电流模式中操作的时间阶段CCM，DC电源在恒定电压模式中操作的时间阶段CVM，表示预备阶段的时间阶段RU，以及表示稳态阶段的时间阶段SS。
[0084] 在图23中可见，在时间IG之后，DC电源电压立即达到其最小值(曲线(a))并且DC电源电流达到其最大值(曲线(b))，因为DC电源具有最大输出电流限制功能。此处，DC电源在此时间阶段RU中作为电流源操作，限制了输送到E类变换器的功率。
[0085] 在时间阶段RU期间，在时间IG之后，电源电压斜坡上升达到最大值。在此时间点之后，电源操作模式从CCM改变到CVM。在时间阶段RU期间，灯电流斜坡上升(曲线(d))，并且变换器效率(曲线(e))也是如此。在时间阶段RU期间，不涉及阻抗匹配电路的调谐，即ED灯在在固定阻抗匹配下被驱动。在时间阶段RU和SS期间，变换器频率不改变，即ED灯在固定频率下被驱动。通常，在经过一个时间，例如几分钟之后，ED灯达到稳态(时间阶段SS)。
[0086] 为了实施如上所述的E类变换器的操作，PFC电路22(即DC电源)需要具有最大输出电流限制功能。当DC电源的输出电流达到最大值时(此值可以由DC电源的设计者选择)，输出DC电压减小(见t=IG)直到输出电流可以稳定在所选择的最大值。当负载变化时，DC电压变化从而保持DC电流恒定在其最大值，直到DC电压达到其正常值(见CCM)。随后PFC电路22在恒定电压模式中操作(见CVM)。
[0087] 在上文讨论的实施例中，每个谐振负载电路包含电感器61和串联谐振电容器71a或者电感器63和串联谐振电容器71b，该谐振负载电路被调谐到与启动电路150相同的谐振频率，该启动电路150包含启动电感器161和启动电容器162。当ED灯2的放电容器4中的放电已经由启动电路150启动时(隔离开关163处于闭合(closed)位置)，隔离开关163分别在预备和稳态时间阶段RU和SS中断开(opened)。
[0088] 在可替换实施例中，隔离开关被电连接替代，并且包含串联谐振电容器71a和71b以及ED灯2的谐振负载电路被调谐到第一谐振频率，该第一谐振频率基本上不同于启动电路150的第二谐振频率，该启动电路150包含启动电感器161和启动电容器162。具有这种特性的E类变换器的实施例示于图24。
[0089] 图24示出与图17所示电路相似的布置，其中可以容易地辨别出的第一差异在于，图17所示隔离开关163已经用图24中的启动电容器162和端子166之间的永久通过连接替代。第二差异在于谐振负载电路和谐振启动电路被调谐到的基本上不同的谐振频率。作为示例，谐振负载电路的第一谐振频率可以约为谐振启动电路的第二谐振频率的两倍。因而，同样地例如，对于fss=13.56MHz的正常操作频率以及fig=6.78MHz的点火频率，第一谐振频率可以略小于13.56MHz并且第二谐振频率可以略小于6.78MHz，使得E类变换器在略微偏离谐振的感应区域中操作。
[0090] 在操作中，当启动(点火)ED灯时，E类变换器在约例如6.78MHz的点火频率fig被驱动，并且当ED灯点火时，E类变换器在例如13.56MHz的正常操作频率fss被驱动。一旦ED灯在稳态操作，由于在正常操作频率fss时谐振启动电路的非常高阻抗的原因，启动电路对谐振负载电路具有比较小的影响。
[0091] 图25说明，对于与图24所示相似的电路，不同操作阶段中E类变换器在时间t的操作频率。在时间阶段IA，通过在点火频率fig对E类变换器供电，点火附件10被点火(如箭头251所示)。在ED灯预备的后续时间阶段RU中，E类变换器的操作频率此点火频率fig改变到正常操作频率fss。在时间阶段RU(如箭头252所示)时，放电容器4中的气体立即被点火，并且由于操作频率偏移的原因，点火附件10中的放电自动熄灭。参考图23如上所述的预备电流控制方法也适用于图24的电路，并且参考图25来说明操作：在放电容器4中的气体点火之后的预备阶段中，PFC电路22作为电流源操作，并且在稳态阶段SS(以及部分的预备阶段)中作为电压源操作。
[0092] 接着详细描述如图13和15中用区块65，66以及区块130-134所符号表示的MOSFET的切换的控制。
[0093] 比如功率MOSFET的硅基功率开关具有大的固有寄生电容(见例如图6，11-13，15，17-22和24中的电容器62b，64b)。取决于芯片管芯面积，等效栅极输入电容可以是若干nF，该等效栅极输入电容可以由栅极输入电容器Ciss表示。利用传统栅极驱动器驱动MOSFET所需的功率PGate可以根据下述方程计算：
PGate=QG·VG·fs
其中QG为总栅极电荷，VG为栅极驱动电压并且fs为切换频率。在低于500kHz的切换频率，认为栅极驱动损耗相比之下小于功率变换器操作中的其它损耗。然而，当在非常高频率(>1MHz)切换时，栅极驱动损耗再也不能被忽略，并且经常变为总损耗的显著部分。在超过10MHz的切换频率，栅极驱动功率PGate可以容易超过10W。
PGate=QG·VG·fs
其中QG为总栅极电荷，VG为栅极驱动电压并且fs为切换频率。在低于500kHz的切换频率，认为栅极驱动损耗相比之下小于功率变换器操作中的其它损耗。然而，当在非常高频率(>1MHz)切换时，栅极驱动损耗再也不能被忽略，并且经常变为总损耗的显著部分。在超过10MHz的切换频率，栅极驱动功率PGate可以容易超过10W。
[0094] 有关于使用高频栅极驱动器，已经研究了各种栅极驱动电路。图26示出流行的现有拓扑，该拓扑称为恒定电流谐振转变CCRT栅极驱动电路，其驱动具有固有和/或非固有二极管261的MOSFET 260。CCRT栅极驱动电路包含半桥切换电路，该半桥切换电路具有第一开关262和第二开关263、电感器L 264和(DC阻断)电容器C 265。实践中，第一开关262和第二开关263可以实施为MOSFET。供应电压VG的DC栅极电源268通过第一开关262连接到下述的并联布置：MOSFET 260(的栅极)，第二开关263，以及电感器L 264和电容器C 265的串联布置。图26的CCRT栅极驱动电路的理想操作波形示于图27。
[0095] 图27描述四条在时间t中不同量的曲线。曲线(a)说明控制电压闭合(电压高)以及断开(电压低)第一开关262。曲线(b)说明控制电压闭合(电压高)以及断开(电压低)第二开关263。曲线(a)和(b)说明利用180度相位差控制开关。在周期时间阶段T内，第一开关262的占空比由时间阶段d1指示，并且第二开关的占空比由时间阶段d2指示。当图26的CCRT栅极驱动电路以此方式操作时，通过电感器L 264的电流iL如曲线(c)所示生成。电流iL具有准三角形形状，其具有最大值Imax。曲线(d)示出MOSFET 260的栅-源电压vGS和阈值电压Vth。当栅-源电压vGS低于阈值电压Vth时，MOSFET 260被切换为OFF(不导通)，而当栅-源电压vGS高于阈值电压Vth时，MOSFET被切换为ON(导通)。
[0096] 参考图26和27说明的现有谐振栅极驱动电路的优点包含简单电路拓扑，零电压切换，栅极能量恢复以及可变频率和占空比操作。然而，因为电感器电流iL总是在电路中流通，此栅极驱动电路具有高的传导损耗。当在非常高的频率操作时，电感器L 264的值必须非常小，从而在第一开关262和第二开关263均切断时(见曲线(a)和(b))在短的转变阶段期间能够存储足够能量以对栅极输入电容器Ciss(未示出)充电。当电感器L 264的电感减小时，包含电感器L 264和电容器C 265的栅极谐振回路的品质因数减小，并且电感器电流iL的振幅Imax将大得不可接受。这引起非常高的传导损耗，此传导损耗甚至可以高于传统栅极驱动电路中的情形。实际上，在大于10MHz得切换频率，此栅极驱动操作方案不适合用于驱动这样得功率MOSFET 260，其具有比较高的栅极输入电容，即例如约2nF或更大的栅极输入电容。
[0097] 根据本发明，栅极驱动操作方案被提议以解决上述问题。尽管如图28所示的电路拓扑类似于图26所示的电路拓扑，但是操作原理完全不同。
[0098] 在图28中，MOSFET 260的所有寄生部件被示为集总网络部件。栅极电感用栅极电感器Lg 281表示。源极电感用源极电感器Ls 282表示。漏极电感用漏极电感器Ld 283表示。栅-源电容用栅-源电容器Cgs 284表示。栅-漏电容用栅-漏电容器Cgd 285表示。上文提到的栅极输入电容器Ciss具有电容，该电容为栅-源电容器Cgs 284的电容和栅-漏电容器Cgd 285的电容之和。栅极电阻用栅极电阻器Rg 286表示。在图28的栅极驱动电路中，电感器L 264，栅极电感器Lg 281，源极电感器Ls 282，电容器C 265和栅极输入电容器Ciss可形成谐振电路，其具有谐振频率fo，该谐振频率等于或者非常接近栅极驱动电路的切换频率，例如为13.56MHz。因为电容器C 265非常大从而维持跨过其的稳定的DC电压VC，其在切换频率具有非常低阻抗。因此，谐振频率fo主要由电感器L 264，栅极电感器Lg
281，源极电感器Ls 282和栅极输入电容器Ciss的值根据下述方程确定：
fo=1/(2·π·SQRT((L+Lg+Ls)·Ciss))
其中SQRT表示平方根函数。
281，源极电感器Ls 282和栅极输入电容器Ciss的值根据下述方程确定：
fo=1/(2·π·SQRT((L+Lg+Ls)·Ciss))
其中SQRT表示平方根函数。
[0099] 对于已知切换频率fs和MOSFET 260的寄生部件的已知值，通过设置fo=fs可以计算电感器L 264的值。注意实践中印刷电路板PCB轨迹的电感还应被考虑作为谐振电感器L 264的一部分。
[0100] 图29说明如参考图28描述所设计的控制信号和关键操作波形。与图27中相似，曲线(a)说明控制电压闭合(电压高)以及断开(电压低)第一开关262。曲线(b)说明控制电压闭合(电压高)以及断开(电压低)第二开关263。曲线(a)和(b)说明利用180度相位差控制开关。在周期时间阶段T内，第一开关262的占空比由时间阶段d1指示，并且第二开关的占空比由时间阶段d2指示。当图28的栅极驱动电路被操作时，通过电感器L 264的电流iL如曲线(c)所示生成。曲线(d)示出MOSFET 260的栅-源电压vGS和阈值电压Vth。当栅-源电压vGS低于阈值电压Vth时，MOSFET 260被切断(OFF，不导通)，而当栅-源电压vGS高于阈值电压Vth时，MOSFET被接通(ON，导通)。
[0101] 根据图29，占空比d1和d2非常小，典型地介于0.1和0.3。实际上，在根据图29操作的栅极驱动电路中，第一开关262和第二开关263周期性地将栅极电压vGS固定到栅极电源电压VG和地非常短的时间，以提供能量到栅极谐振回路从而维持谐振。此处，流过第一和第二开关262，263的RMS电流显著低于如参考图26和27说明的CCRT栅极驱动电路。该操作控制方案还允许使用更高的组合栅极电感(电感器L 264、栅极电感器Lg 281和源极电感器Ls 282的电感)，并且因而允许与图26和27的CCRT栅极驱动电路相比，栅极谐振回路的更高的品质因数以及栅极谐振回路中更低的电流。根据图28和29，MOSFET 260的引线电感(栅极电感器Lg 281和源极电感器Ls 282的电感)被利用作为谐振电感器的一部分。在参考图26和27说明的CCRT栅极驱动电路中，引线电感在非常高频率将成问题。
[0102] 在大多数情况下，第一开关262和第二开关263以相同占空比被切换，并且它们的控制信号具有度的相位差。以此方式，跨过电容器C 265的电压VC等于栅极电源电压VG的一半。
[0103] 在理想情形中，如图29可见，电感器电流iL和栅-源电压vGS接近正弦形状。栅极谐振电路的品质因数确定电流和电压波形状。
[0104] 在参考图28和29说明的栅极驱动电路中，可以恢复的能量数量直接与Rg 286(见图28)表示的固有栅极电阻有关。非常低的Rg允许恢复大多数的对栅极电容器Ciss充电的能量。RF MOSFET通常具有金属栅极，其中小于0.5欧姆的栅极电阻是可能的，并且因此可以显著减小栅极驱动功率。
[0105] 在图30所示的栅极驱动电路的可替换实施例中，供应电压VGN的第二栅极电源300被添加到栅极驱动电路从而控制MOSFET 260的占空比。栅极电源300可以供应恒定电压或者可变的可控制电压。在图30中，第二开关263跨过电感器L 264和电容器C 265的串联布置而连接，其中背对电感器L 264的电容器C 265的端子连接到第二栅极电源300。这种情况下，VC=(VG+VGN)/2–VGN。结果，DC偏压添加到栅-源电压vGS。
[0106] 图31示出表示图30的栅极驱动电路中的栅-源电压vGS的曲线。可以看出，利用对电压VGN的控制，可以控制MOSFET 260的有效操作占空比。
[0107] 图32仅仅通过示例方式说明耦合在晶体或时钟发生器130和两个栅极驱动电路之间的逻辑电路，如图28所示，第一和第二开关262，263实施为MOSFET开关。时钟发生器130供应时钟信号到反向栅极321的输入端，反向栅极321的输出被供应到相应反向和非反向栅极322，323的输入端。栅极322，323的每个输出端连接到D触发器占空比控制器324，
325，该占空比控制器进而分别控制MOSFET的栅极驱动电路326，327，该栅极驱动电路326，
327分别实施第一开关262和第二开关263。在图32中，每个MOSFET 260由如图28所示的栅极驱动电路控制。
325，该占空比控制器进而分别控制MOSFET的栅极驱动电路326，327，该栅极驱动电路326，
327分别实施第一开关262和第二开关263。在图32中，每个MOSFET 260由如图28所示的栅极驱动电路控制。
[0108] 如上文所解释，用于无电极放电灯的电源驱动器电路包含推挽式E类变换器，该推挽式E类变换器包含用于接收DC电源电压的电源端子，以及用于供电到灯的天线的灯输出端子。变换器具有在电源端子之间并联布置的第一切换支路和第二切换支路。第一切换支路含有具有公共第一节点的第一切换元件和第一驱动器电路电感器的串联布置。第二切换支路含有具有公共第二节点的第二切换元件和第二驱动器电路电感器的串联布置。灯输出端子耦合在第一节点和第二节点之间。灯阻抗匹配网络耦合在第一节点和第二节点之间，其中阻抗匹配网络包含与该灯输出端子串联耦合的至少一个串联谐振电容器。启动电路包含耦合在第一启动电路端子和第二启动电路端子之间的启动电感器和启动电容器的串联布置。第一启动电路端子耦合在电源驱动器电路的第一切换元件和第一灯输出端子之间。耦合启动电感器和启动电容器的节点配置成耦合到灯的点火附件。栅极驱动电路配置成供应近似正弦的栅极驱动电流。
[0110] 电源驱动器电路的灯阻抗匹配网络可以具有最少数量的无源部件。仅仅需要电容器用于阻抗匹配。匹配网络中不需要存在感应部件。包含电源驱动器电路的PCB的整体尺寸因此可以减小。
[0111] 晶体管的固有输出电容Coss可以完全被利用作为负载网络的一体部分。匹配网络中的差分电容器Cd可以被Coss吸收。这进一步将电源驱动器电路中的部件减小到最少。
[0112] 晶体管(MOSFET)的选择准则为其输出电容Coss匹配所要求的E类并联电容Cp加上匹配网络中的差分电容Cd。以此方式，具有最低可能ON电阻RDSON的装置被使用。因此，E类变换器的导通(RMS)损耗被最小化。
[0113] E类变换器的输出不匹配到标准50欧姆RF负载。相反，RF驱动器直接驱动灯。不存在外部匹配箱。这消除了匹配箱中的关联损耗并且使总部件数目最小。
[0114] 驱动器和灯之间的连接线缆为电源驱动器电路负载的一部分并且可以被表征从而设计阻抗匹配网络。
[0115] 电源驱动器电路是基于多级(multistage)驱动方案。谐振栅极驱动器用于减小栅极驱动损耗。
[0116] 输送到灯的功率是经由调节DC总线电压，即E类级的DC输入电压而受控制。此DC电压由PFC级产生。
[0117] 驱动器可以在ISM频带的其中之一中的固定频率操作(例如13.56MHz)。
[0118] 根据要求，此处公开本发明的详细实施例；然而将理解，所公开的实施例纯粹是示例性说明本发明，所述实施例可以以各种形式实施。因此，此处公开的特定结构和功能细节不被解释为限制性，而纯粹被解释为权利要求的基础以及解释为用于教导本领域技术人员以基本上任何适当详细的结构以各种方式采用本发明的代表性基础。另外，此处使用的术语和短语不是旨在限制性的，相反是为了提供对本发明的可理解的描述。
[0119] 此处使用的术语"一"或"一个"限定为一个或多于一个。此处使用的术语多个限定为两个或多于两个。此处使用的术语另一限定为至少第二或更多个。此处使用的术语包含和/或具有限定为包含(即，开放性语言，不排除其它元件或步骤)。权利要求中的任何附图标记不应解读为限制权利要求或发明的范围。
[0121] 此处使用的术语耦合限定为连接，不过不一定直接地连接，并且不一定机械地连接。
[0122] 单个处理器或其它单元可以实现权利要求中陈述的若干项的功能。
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