执行压控振荡器比例常数频率补偿的设备及方法
阅读：977发布：2023-01-21
专利汇可以提供执行压控振荡器比例常数频率补偿的设备及方法专利检索，专利查询，专利分析的服务。并且本 发明 提供了一种用于执行压控 振荡器 比例常数 频率 补偿的设备及方法，所述设备包括电荷 泵 以及比例常数 修改 器。 电荷泵 用于提供控制 电压 给所述压控振荡器；而比例常数修改器用于根据所述压控振荡器的目标频率产生校正 信号 ，其中所述校正信号用来控制所述电荷泵的偏置 电流 以修改在频率控制环中使用的所述比例常数。以上所述的用于执行压控振荡器比例常数频率补偿的设备及方法能够有效地改善压控振荡器的 相位 噪声。，下面是执行压控振荡器比例常数频率补偿的设备及方法专利的具体信息内容。
1.一种用于执行压控振荡器比例常数频率补偿的设备，包括：
电荷泵，用于提供控制电压给所述压控振荡器；以及
比例常数修改器，用于根据所述压控振荡器的目标频率产生校正信号，所述校正信号用来控制所述电荷泵的偏置电流以修改在频率控制环中使用的所述比例常数，其中所述校正信号是随所述压控振荡器的所述目标频率的平方而变化的。
2.如权利要求1所述的用于执行压控振荡器比例常数频率补偿的设备，其中所述比例常数为锁相环的环增益。
3.如权利要求1所述的用于执行压控振荡器比例常数频率补偿的设备，还包括低通滤波器，用于对所述电荷泵的输出进行低通滤波。
4.如权利要求3所述的用于执行压控振荡器比例常数频率补偿的设备，还包括除法器及检测器，所述除法器用于对所述压控振荡器的输出进行频率上的分割以产生分割信号，所述检测器比较所述分割信号与参考信号以产生控制所述电荷泵的比较结果。
5.如权利要求1所述的用于执行压控振荡器比例常数频率补偿的设备，其中所述比例常数修改器包括查找表以便导出所述校正信号。
6.一种执行压控振荡器比例常数频率补偿的方法，用于锁相环内的压控振荡器，所述方法包括步骤：
1)读取用于所述压控振荡器的目标频率；
2)基于所述目标频率来导出校正值，其中所述校正值是随所述压控振荡器的所述目标频率的平方而变化的；以及
3)供给所述校正值，用于由所述压控振荡器直接或间接使用。
7.如权利要求6所述的执行锁相环内的压控振荡器比例常数频率补偿的方法，其中所述校正值是用于控制所述锁相环内的电荷泵的偏置电流，以产生用于所述压控振荡器的控制电压。
8.一种执行压控振荡器比例常数频率补偿的方法，所述方法包括步骤：
1)形成频率误差信号；
2)使用所述频率误差信号来驱动所述振荡器；以及
3)使用所述频率误差信号来导出另一校正信号，其中所述比例常数通过所述另一校正信号进行校正并且所述另一校正信号随所述压控振荡器的目标频率的平方而变化。
执行压控振荡器比例常数频率补偿的设备及方法
技术领域
[0002] 本发明涉及具有减小的相位噪声的压控振荡器及其控制设备和方法。
背景技术
[0004] 通常，如果希望在相对宽的频率范围之上调谐压控振荡器VCO，则要求在振荡器输出频率与振荡器输入控制电压之间相对大的比例常数KVCO。使用大的KVCO使得能够迅速遍历调谐范围。这意味着本地振荡器能够在频率之间快速移动而且锁定到新频率。然而，对于这一调谐便利有需要付出的代价。出现在控制电压上的任何噪声有可能在振荡器的输出谱中出现。该噪声可能造成振荡器输出相位从具有与振荡器的标称频率相同的频率的理想正弦曲线的相位波动。这些偏离总计为振荡器输出处的相位噪声。
[0005] 用于移动电话的GSM标准对于移动电话的发射包络中所能允许的相位噪声设有限制。这些限制是强制性的：落在这些限制之外的装置不能授权使用。移动电话的本地振荡器或发射振荡器中产生相位噪声可能容易造成输出信号的功率密度远离标称发射频率以致超过所允许的发射功率包络。结果，移动电话的压控振荡器通常是昂贵的分立装置。
[0006] 解决相位噪声问题的一种方式是让压控振荡器具有低得多的KVCO。因此振荡器控制电压上的任何噪声对振荡器输出频率具有按比例减小的影响。然而这在减小相位噪声同时使得更加难以在宽的工作范围之上调谐振荡器。
[0007] 在移动电话内，VCO包括在锁相环(PLL)内。锁相环对于本领域普通技术人员是已知的。相位检测器比较基准信号和从VCO的输出所导出的信号。然后相位检测器的输出变换成(通常通过低通滤波)用于VCO的控制信号。
[0008] 对于某些振荡器拓扑结构，振荡器幅度变化引发振荡器频率变化，也影响KVCO而且因此影响PLL的环增益。这可能使得难以设计和控制快速响应频率灵巧低相位噪声VCO以及关联电路。
[0009] 然而，出于其他原因，设计者可能实际上希望振荡器幅度针对电话的不同工作模式来设置成不同目标值。因此，与在接收时段相比，振荡器幅度在发射时段期间可能更大，这是因为发射过程中的相位噪声要求更为严格。
发明内容
[0010] 根据本发明的第一方面，提供了一种可变频率振荡器，包括：可变频率振荡器芯；振荡器控制器；以及输出电压稳定装置，用于将振荡器输出幅度保持在预定范围内，其中可变频率振荡器芯可控制为工作于多个频带之一，而且具有响应于振荡器控制器的频率控制输入，以及其中为了设置新的工作频率，振荡器控制器遍及频带执行频率搜索以识别适当频带，以及其中在频带选择期间执行幅度稳定。
[0011] 因此，有可能在振荡器幅度和频率域二者中提供改进的稳定性。这一点是重要的，因为幅度和频率控制彼此不完全独立，因而调节这些振荡器性能参数之一对其他参数具有影响。
[0012] 优选地，可变频率振荡器是压控振荡器。
[0013] 优选地，以迭代方式执行朝着目标频率来调谐振荡器的任务。因此，振荡器频率收敛于目标频率。能够在多个调谐步骤之上执行这样的频率控制。优选地，幅度稳定是关联于至少一个调谐步骤来执行。如果使用逐次逼近法来执行调谐以定位正确频率，则可以关于所有逼近步长或者仅某些逼近步长诸如最高有效位/步长来执行幅度稳定。
[0014] 在一个实施例中，其中二进制加权的调谐电容器被切换到振荡器的感应器-电容器谐振电路中和从该谐振电路切换出，电容器的切换进入造成了谐振频率下降。类似地，将电容器从谐振电路去除则造成谐振频率上升。因此，跟随用以选择预定频率的指令，除了最高有效的电容器C1之外，所的调谐电容器从谐振电路切换出。然后，输出电压稳定装置动作为控制振荡器电路，以便将输出幅度设置在可接受值的预定范围内。假定电压稳定已经在预设时间段内发生。在允许电压稳定的时间段结束之时确定振荡器频率。在这一时段中可有利地禁止电压稳定。有利地，仅在选择振荡器中的新电容值之后执行幅度稳定。
[0015] 作为振荡器频率确定的部分，进行测试以确定振荡器频率是高于还是低于目标频率。如果振荡器频率高于目标频率，则将最高有效电容器保持在振荡器电路中，否则将它从其中去除。
[0016] 跟随最高有效电容器的设置，该过程进展到下一最高有效电容器C2的设置。再次将受测电容器C2切换到振荡器电路中。然后，对幅度稳定装置进行操作，以便将振荡器输出电压控制为落在可接受值的预定范围内或者达到(在极限内)目标值。一旦分配给幅度稳定过程的预设时间段已经到期，则执行测试以查看振荡器频率与目标频率相比如何。如果振荡器频率高于目标频率，则将电容器C2保持在振荡器电路中，而如果振荡器的频率低于目标频率，则去除电容器C2。
[0017] 然后，根据前述过程依次地设置后续电容器C3至CN，其中CN是最低有效位。
[0018] 用以控制振荡器的这一“频带切换”方式使得能够在振荡器中使用降低的KVCO，而且这造成降低的相位噪声。
[0019] 优选地，幅度控制是通过控制从电流源/宿流入或流出振荡器电路的偏置电流来执行。电流控制可用来控制电流幅度，因为对电流进行约束就限制了振荡器中跨过感应器的电流变化率，因此限制了跨过感应器发展的电压。
[0020] 优选地，通过对来自振荡器的电压周期进行计数，而且将周期数目与基准振荡器的输出做比较，来执行频率确定。
[0021] 优选地，幅度控制是以数字地执行的。与模拟反馈系统相比，数字幅度控制系统的使用造成了相位噪声性能的非显而易见显的益处。模拟系统孜孜以求朝着目标值来调节振荡器幅度。这一恒定变化以及用来实现它的装置可能引起附加的相位噪声。
[0022] 通过使用数字系统，在每个数字设置的持续时间期间，单独的电压电平有效地不变。这造成较少的噪声传播到振荡器中，因此在振荡器输出处造成较少的相位噪声。
[0023] 对于切换到谐振电路中的给定电容器组合或者对于控制电压变化的给定响应，在实际振荡器频率方面的振荡器性能未被严格地规定。对振荡器幅度亦是如此。假如振荡器性能落在可接受值的合理宽范围内，PLL和输出电压稳定装置工作为有效地校准振荡器性能。这又允许更为简单的方案为振荡器所用。它还去除了提供温度补偿的需要而且减小了源抑制设计的需要。振荡器的这些属性又允许省略电路部件即温度补偿电路或者简化其他关联电路即源调整。这又减少部件计数，因此减少噪声源数目，由此减小将噪声引入到振荡器及其控制电路/装置中。这促成了相位噪声的减小。
[0024] 根据本发明的第二方面，提供了一种控制具有可调谐输出频率和可调节输出幅度的压控振荡器的方法，其中跟随改变调谐电容器值的步骤，在确定振荡器是否工作于可接受频率范围内之前执行幅度控制功能。
[0025] 根据本发明的第三方面，提供了一种用于压控振荡器的幅度控制系统，其中该控制系统响应于振荡器幅度测量，而且将之与目标幅度做比较以导出幅度误差值，以及其中该误差值用来控制数字幅度控制器，使得振荡器幅度控制信号的改变被量化。
[0026] 因此有可能提供一种不会不利地影响振荡器相位噪声性能的幅度稳定系统。
[0027] 优选地，该振荡器包括交叉耦合配置而且连接到电流源(该术语亦可包括电流宿)的匹配晶体管对。这一配置意味着振荡器中流动的电流是良好限定的并且可用来提供振荡器的幅度控制。
[0028] 优选地，监视跨过振荡器谐振电路中的感应器发展的电压，以提供振荡器幅度的测量。可以通过对振荡器的输出进行整流而且对之低通滤波以导出幅度测量来执行该幅度测量。
[0029] 根据本发明的第四方面，提供了一种控制具有幅度控制输入的压控振荡器幅度的方法，该方法包括步骤：确定振荡器幅度与目标幅度之间的误差，以及基于该误差测量对幅度控制输入进行离散调节，该幅度控制输入被约束为多个离散值之一。
[0030] 有利地，幅度控制是通过线性搜索、从最低幅度朝着目标幅度值上斜升来执行。这一方式尽管比逐次逼近搜索更慢，但是具有决不超过最大允许振荡器幅度的优点。这一点是重要的，因为它能够防止集成电路内的器件由于跨过它们而出现的过量电压所造成的过早故障。
[0032] 优选地，该频率控制由粗频率控制段和细频率控制段组成。粗频率控制段可设置为在频率空间搜索期间将调谐电容器切换到谐振电路中以及从谐振电路切换出以便将振荡器设置为逼近正确频率。
[0033] 一旦已经执行粗频率调节，则可使用变容二极管(或等效部件)来执行细频率调节，以调整谐振电路的有效电容。优选地，变容二极管是使用一个或多个MOSFET来形成，其中栅极被连接到振荡器输出而且源极和漏极被连接到频率控制端口。变容二极管的电容将在一个周期上变化，但是平均电容是控制电压的函数。这一函数贡献于振荡器的电压-频率增益(KVCO)，该增益又贡献于对变容二极管进行控制的锁相环的环增益。
[0034] PLL环增益影响了带宽、锁定时间、相位噪声和稳定性。如果要获得良好的响应时间，则应当很好地控制这一环增益，因此应当很好地控制KVCO，同时避免反馈不稳定性。在使用MOSFET变容二极管之处，KVCO是振荡器幅度的强函数，因而受到频带、温度、批量变化和频率所影响。频率幅度校准有效地去除KVCO对频带、温度和批量到批量变化的依赖。结果，留有仅为频率函数的有效KVCO。事实上，校准的KVCO与频率3或ω3成比例。
[0035] 在合成器PLL中，输出频率或输出信号被锁相到基准信号。相位检测器或相位频率检测器生成与基准频率FREF和反馈频率之差成比例的负反馈控制信号，其中反馈频率FFB等于输出频率除以N，而N是反馈除法器的相除比。振荡器输出频率FRF等于N×FFB，而这近似地等于N×FREF。在这样的PLL中，开环再次与KVCO除以N成比例，而这近似地等于 即增益与 成比例， 由此与F2成比例，其中F是输出频率或载波频率。
[0036] 根据本发明的第六方面，提供了一种执行压控振荡器比例常数频率补偿的方法，该方法包括根据控制振荡器的目标频率来形成校正信号而且将该校正信号施加到压控振荡器的控制输入。
[0037] 优选地，校正信号根据频率平方来平滑地或者以逐步方式变化。
[0038] 根据本发明的第七方面，提供了一种用于电信装置中的压控振荡器，其中压控振荡器的幅度和频率控制参数依赖于电信装置的工作模式而变化。
[0039] 因此，在GSM模式中，可能希望在发射阶段期间以增加的幅度来运行本地振荡器，以便使发射信号内的信噪比最大化，由此减小相位噪声。然而，在接收期间，幅度的减小节省了电流，因此增加了电池寿命。在双模电话必如支持GSM和码分多址方案二者的一个电话中，与用于GSM发射的相比，在CDMA发射中可以减小振荡器幅度。
[0040] 根据本发明的第八方面，提供了一种与压控振荡器相组合的可控电流源，其中该电流源将电流提供给振荡器用于控制其振荡幅度，以及其中该电流源包括并联布置的多个电流镜。
[0041] 优选地，电流镜是被加权而且数字可控为以使它们接通或关断。有利地，电流镜基本上被二进制加权。
[0042] 加权电流镜的使用意味着每个电流镜在其晶体管对之间仅需具有相对低的增益(例如单一)。因此，引入到限定电流的镜的一侧中的任何噪声被传递到没有显著增益的镜的另一侧。另外，来自每个单独镜的噪声是不相干的，所以噪声功率相加为噪声功率平方贡献之和的平方根，而电流相加为简单的和。
[0043] 在频繁地执行幅度和频率控制的振荡器控制系统背景下，变得有可能使用经简化的电路拓扑结构。并联电流镜的使用有助于低噪声镜，在该使用中控制电流是由流过电阻器的电流来限定。电流镜可以从调整器(比如低漏失(drop out)电压调节器LDO)接收其基准电压。在这一配置中，电流和电压的准确性并不关键，因此LDO和电流镜能够针对低噪声来设计，哪怕这是以电压调整的降级为代价。
[0045] 将参考附图，通过实例，进一步描述本发明，在附图中：
[0046] 图1示意性地图示了压控振荡器；
[0047] 图2示意性地图示了图1中所示振荡器的变容二极管调谐元件所表现的电容；
[0049] 图4示意性地图示了图1振荡器的粗调谐块配置，而图4a更详细地示出了电容器选择块的内容；
[0050] 图5示意性地图示了振荡器输出电平控制电路；
[0051] 图6是电平控制电路实施例的电路图；
[0052] 图7是与其控制器相结合的电平比较器的电路图；
[0053] 图8是频率控制和幅度控制方案的流程图；
[0054] 图9是示意性地图示了可由VCO选择的频带的频率范围图；
[0055] 图10更详细地示出了幅度控制方案的部分；
[0056] 图11示意性地图示了用于比较振荡器频率和基准频率的电路；以及[0057] 图12示意性地图示了用于执行振荡器细频率控制的电路。
具体实施方式
[0058] 图1示意性地图示了适于在移动电话中用作本地振荡器和发射振荡器的振荡器配置。该振荡器包括第一感应器2，第一感应器2连接在正电源轨VCC与第一场效应晶体管6的漏极端子4之间。场效应晶体管6的源极8连接到电流控制装置比如电流源10的输出。类似地，第二感应器22连接在电源轨VCC与第二场效应晶体管26的漏极24之间。第二场效应晶体管26的源极28亦连接到电流源10的输出。场效应晶体管6和26交叉耦合，使得第一场效应晶体管6的栅极9连接到第二场效应晶体管26的漏极24，而第二场效应晶体管26的栅极29连接到第一场效应晶体管6的漏极24。最后，可变电容提供在第一场效应晶体管6的漏极与第二场效应晶体管26的漏极24之间。该电容是经由数字控制电容器组40而且经由变容二极管单元42来提供的，电容器组40给予压控振荡器的粗频率控制，变容二极管单元42提供VCO输出频率的细频率控制。
[0059] 电容器选择单元包括能够在场效应晶体管的漏极4与24之间切换到电路中或从电路切换出的多个电容器。为了简化，图1中示意性地图示了电容器组40内的仅一个电子可控电容器。可以看出，每个电子可控电容器实际上包括设置在场效应晶体管54任一侧的两个电容器50和52。晶体管54可被接通以将电容器切换到振荡器电路中，或者可被关断由此将电容器从振荡器电路有效地去除，远离它们所具有的残留寄生电容。可开关电容块40的通道内的电容器值被有利地二进制加权以便简化调谐范围的控制。
[0060] 图4中更详细地示出了电容器选择单元的具体细节。如图4所示，电容器调谐块40包括并联布置的五个二进制加权电容器块100、102、104、106和108。每个电容器块具有其自己的选择信号S0至S4，该选择信号控制相应块内的电容器是切换到在图4中的连接A与B之间形成的电路中还是从该电路去除，这些连接A和B在图1中一方面连接到在感应器2与晶体管4之间形成的节点，另一方面连接到在感应器22与晶体管24之间形成的节点。在每个块内，场效应晶体管和电容器串联连接于谐振电路的节点A与B之间。晶体管仅充当开关：它是响应于控制信号在高阻抗或低阻抗状态驱动。
[0061] 图4a更详细地图示了电容器块之一的内部配置。如前所述，电容器50、场效应晶体管54和另一电容器52串联连接与节点“A”与“B”之间。然而为了确保电路一致工作，场效应晶体管54的源极和漏极二者经由电阻器110和114连接到反相器112的输出，反相器112在其输入处接收“电容器选择”信号。反相器112的输出亦提供作为到另一反相器116的输入，反相器116的输出经由电阻器118连接到晶体管54的栅极。该电路使晶体管
54硬接通，由此将对于给定器件尺寸的通电阻最小化，同时亦允许器件硬关断，小型器件是有利的，因为它们具有减小的寄生电容。另外该电路被完全平衡。
54硬接通，由此将对于给定器件尺寸的通电阻最小化，同时亦允许器件硬关断，小型器件是有利的，因为它们具有减小的寄生电容。另外该电路被完全平衡。
[0062] 回到图1，变容二极管42是公知设计而且包括两个场效应晶体管60和62。晶体管60的栅极连接到第一场效应晶体管6的漏极4，而晶体管62的栅极连接到第二场效应晶体管26的漏极24。晶体管60和62的漏极和源极连接在一起，还连接到变容二极管控制线64。晶体管60和62每一个的栅极与漏极和源极之间的电压可视为在晶体管60和62每一个内有效地改变绝缘栅极和导通沟道(其有效地为电容器板之一)之间的尺度，由此引发变容二极管42所表现的电容变化。
[0063] 理想地，变容二极管电容相关于控制线64上控制电压的改变将是线性的。图2示意性地图示了变容二极管的响应。在图2中，横坐标代表了施加到变容二极管的控制电压，该控制电压是晶体管60和62每一个的栅极与源极/漏极(源极和漏极耦合在一起)之间的电压。图2的纵坐标代表了变容二极管的电容。可以看出，随着控制电压从零升向第一阈值VT1，变容二极管的电容基本上保持不变。然后，随着控制电压从VT1升向VT2，电容陡峭地上升。对于VT2以上的控制电压，电容随着增加的控制电压仅非常缓慢地增加。电压VT1和VT2相对近地在一起，因此变容二极管响应可视为基本上具有数字上的响应，该响应在范围VT1至VT2中具有短的过渡区。
[0064] 图3a示意性地图示了关于时间在晶体管6和26之一的漏极处出现的电压。图3a上还示意性地图示了代表在变容二极管控制线64上施加的不同控制电压的两个电压80和82。然而，将理解的是，变容二极管实际上不是仅响应于其控制线64上的电压，而是实际上响应于控制线64上的电压与晶体管60和62的栅极处电压之间的电压差。因此，变容二极管响应于交变电压与DC控制电压之和。因此，在压控振荡器的工作周期上，变容二极管可被接通和关断，如图3b和3c所示，通时段与断时段之间的脉冲间隔比是通过改变输入线64上的DC控制电压来变化。图3b示出了如下结果，在控制线64上具有相对低的控制电压，使得控制电压与来自振荡器的输出电压之和在相对短的时间段仅超过开关阈值，也就是跨过变容二极管晶体管的电压超过由链式线80代表的阈值之时。图3c示出了如下效应，在控制线64上具有较大的DC输入电压，使得当振荡器的输出超过由链式线82代表的阈值之时超过变容二极管开关电压。因此在图3c中，与图3b中的情况相比，变容二极管在其较高电容状况中度过更久。这意味着：取平均时，图3c状况中的变容二极管比图3b状况中的变容二极管具有更高电容，因此与图3b状况相比，压控振荡器的振荡频率将减小。
[0065] 如前所述，总的频率选择是通过选择或取消选择电容器组40内的各电容器来确定。此类电容器的选择和取消选择造成了贡献于振荡器电路的部件的改变，而这总是引起振荡器品质因子Q的改变。这一点能够部分地显现为开关晶体管54内的电阻损耗。品质因子的这些改变引发了振荡器输出幅度的改变。振荡器输出幅度的改变引发了跨过变容二极管的电压VGSD超过开关阈值所用时间的变化，因此变得明显的是，压控振荡器的频率依赖于压控振荡器的输出幅度。
[0066] 因此，为了获得良好的频率控制，有必要稳定压控振荡器的幅度。应当注意，VCO输出幅度的改变有效地改变振荡器的比例常数KVCO，而这又变化了用来控制VCO工作频率的锁相环PLL的环增益。
[0067] 图1中所示电路有两个工作状况，这些状况引发了对VCO的电压振荡幅度以及因此对其输出的控制或限制。第一限制状况是电流限制状况。跨过感应器2和22每一个的电压由下式给出：
[0068]
[0069] 其中 是通过感应器的电流的变化率。
[0070] 给定振荡器具有标称开关频率，遵循的是，电流变化率 受到从电流源10供给的偏置电流的限制。因此，跨过感应器2和22发展的电压波形能够通过变化流过电流源10的电流来控制。
[0071] 替选的限制状况是电压控制状况，该状况之所以发生是因为电流源10实际上将使用晶体管来构建，并且这些晶体管将要求跨过它们的最小电压峰值储备(headroom)以便恰当地工作。因此，随着振荡幅度增加，跨过电流源10的电压峰值储备减小。最终，跨过电流源10的峰值储备减小到这样的程度以至于它停止正确地运作。这必然造成对压控振荡器输出电压的限制。
[0072] 这两个幅度限制过程是模拟过程而且基本不可预测。因而变得有必要通过反馈电路来控制电流镜。
[0073] 可以设想这最好是在模拟域中完成。因此，将使用峰到峰检测器来测量压控振荡器内的峰到峰振荡幅度，而且该电压将供应给误差放大器的第一输入。误差放大器的第二输入将接收基准电压，而误差放大器的输出将是测量的峰到峰电压与目标峰到峰电压之差的函数。然后将误差放大器的输出提供给可变电流源10的控制输入以便稳定VCO的振荡幅度。
[0074] 尽管该技术从幅度控制的观点来看是令人满意的，但是对于压控振荡器的噪声性能却并不令人满意。正是反馈持续地试图稳定输出电压这一事实，通过电流源的方式将噪声引入电路中。电流源中的噪声造成了振荡器振荡幅度中的噪声。振荡幅度中的噪声借助图3a至3c中示意性图示的过程而转换成VCO相位域中的噪声。该噪声使VCO的相位性能降级，并且实际上可能使该装置不满足在GSM规范中规定的严格相位噪声要求。在其他电信系统中发现类似的振荡器性能要求。
[0075] 发明人已经认识到，为了从图1所示电路中获得可接受的相位噪声性能，对电流源进行模拟控制以便控制振荡器幅度是不合需要的。
[0076] 发明人已经认识到，电流源的数字控制提供了增强的相位噪声性能。这是因为：数字控制的定期性意味着，对于电流源运行的大部分时间，到电流源的电流控制信号是不变的。电流控制信号的不变性意味着：控制信号不会变成由电流源提供的电流中的噪声源，因此不会借助VCO的动作而转换成相位噪声。在时域复用系统内，当电话不进行发射和/或接收时，可以约束偏置电流改变的发生。
[0077] 在CDMA系统内，不容易实现这样的约束，在此情况下应当约束振荡器偏置电流改变的大小以免造成所接收或发射的符号变坏。
[0078] 图5示意性示出了构成本发明实施例的振荡器和电平控制电路(其形成振荡器控制器的部分)。大致指示为200的振荡器是参考图1至4的前述类型。进行了到节点202和204的连接，这些节点分别地代表振荡器200第一侧中的感应器2与晶体管6之间的连接以及振荡器200第二侧中的感应器22与晶体管26之间的连接。来自节点202和204的连接经由去耦电容器210和212延伸到整流器216的第一和第二输入，整流器216调整电压差以获得振荡器输出的峰到峰幅度的测量。整流器216的输出218经由低通滤波器220供应给比较器224的非反相输入222。比较器224的反相输入226接收基准输入，该基准输入指示了振荡器200的目标幅度。比较器的输出被提供给电平控制器230，电平控制器230经由控制总线250将控制信号提供给多个数字可控电流镜240、242、244、246和248。将理解到，如果希望的话则可提供更多电流镜。电流镜具有共同结构，而且为了简明，将仅详述第一电流镜240。镜240包括其栅极耦合在一起的匹配晶体管对260和262。晶体管260和262亦令其源极端子耦合在一起而且耦合到本地接地连接264。晶体管260的漏极端子经由电控制开关268和电流控制电阻器270而连接到电源轨266。晶体管262的漏极端子连接到振荡器200，具体而言是连接到感应器274的输入处的节点272，感应器274又连接到晶体管6和26的源极所连接到的节点276。感应器274是有益的，因为它对于传播到电流镜中的振荡呈现高阻抗。其他电流控制配置是可能的，比如仅将电阻器切换到振荡器与地之间的路径中，或者将电阻器切换到电流镜240的基准臂中以及从该基准臂切换出。偏置方案是简易的，因为它不包括温度补偿而且具有低的源抑制。
[0079] 如前所述，所有电流镜具有相同配置，但是电流控制电阻器的值在镜之间变化。电流镜被有利地二进制加权。如果镜240是最高有效镜，则如果镜240中的电阻器270具有值R，则下一镜中的电流控制电阻器具有值2R，从而与在电流镜240中流动的电流相比，一半电流在镜242中流动。电流镜246中电流控制电阻器的值是4R，下一电流镜248中电流控制电阻器的值是8R，等等。
[0080] 提供另一电流镜280，其电流是用以维持振荡器工作而要求的最小量(加上安全裕度)，并且该电流镜280永久为通。
[0081] 电源轨266能够从电压基准导出，但有利地是到振荡器芯200的电压电源轨。以该方式，去耦电容器282扮演双重角色：在LDO输出处限制噪声带宽和确保稳定(通常是基本的功能)，同时在偏置生成电路中限制噪声带宽。
[0082] 为了简易，到振荡器芯的源可以经由低漏失电压调节器(即不要求很多电压峰值储备的调节器)，这可以是相对简单的设计。该调节器有利地不设计成使调节最大化，而是设计成使噪声最小化。这就改进了振荡器的相位噪声性能。
[0083] 图6和7示出了根据本发明而且如图5中示意性地示出的振荡器实施例。大体标记为200的振荡器在功能上与图1中所示电路对应。感应器2和22实施于功能块302内，粗调谐由调谐块40内的可开关电容器实施，而细控制由变容二极管42执行。交叉耦合的场效应晶体管6和26接收来自大体指定为306的电流镜的电流。电流镜306内的各晶体管由开关电路308控制。回到振荡器200，它进一步包括缓冲器电路310，缓冲器电路310产生可在电信装置的其他部分中使用的振荡器输出缓冲版。还提供了检测抽头电路312，该电路提供了代表振荡幅度的信号316和318。检测器抽头电路312的输出被提供给另一检测元件322，如图7中所示，该检测元件322用来调整和平滑线316和318上的信号以产生复合检测信号。
[0084] 检测元件322亦经由输入330从控制器230接收目标幅度。该检测元件比较主导幅度和目标值，而且将该比较的结果输出到比较器224的非反相输入。该比较的取反被提供给比较器224的反相输入。比较器224动作为缩放和电平移位该检测元件320的输出，从而获得适于其他数字电路使用的数字信号。
[0085] 控制器230(图7)能够借助电流镜10(图1)来控制振荡器幅度。电流镜(在图6中详细示出)包括六个数字可控二进制加权电流镜240、242、246、248、340、342以及一个永久为通的通道280，该通道确保了最小值电流流动总是存在。这一点是有用的，因为它防止振荡器被不注意地关断。
[0086] GSM电话移动系统是时分多址TDMA系统，其中移动电话仅在预定义时隙期间发射或接收。因此，变得有可能在电话不发射或接收的时段期间执行振荡器幅度的数字控制、然后中止幅度控制，也就是在TDMA系统中在发射或接收脉冲串期间有效地达到“开环”。然而，本发明亦可应用到码分多址CDMA系统，包括3G电话系统，其中发射机和接收机持续地起作用。将本发明应用到CDMA系统是适宜的，因为数字系统的定期性意味着，到电流源即电流镜10的控制字或信号仍然仅定期地更新，因此在时钟周期的大部分期间该控制信号/字不变，因此不是噪声源。
[0087] 尽管振荡器电压可能随温度和源电压而变化，但是它们相对缓慢地变化这一点是合理的预期。因此，仅需定期地执行幅度校正。事实上，可以在上电时执行一次且仅执行一次幅度校正。然而，为了改进性能，将预期时时和再度重复幅度校正以便应对温度改变，例如由于来自用户手部的热使造成移动电话逐渐变暖。
[0088] 移动电话可能需要是频率灵巧的。例如，GSM电话系统可能要求移动电话在电话呼叫期间改变工作频率。如果指示了频率改变，则电话仅有约200μs的时段用以在其下一发射周期之前设置其工作频率。
[0089] 制造容差和对温度的依赖意味着，图1中所示的振荡器配置在植入集成电路内时不是完全可预测的。因此，当选择发射频率时，执行遍及振荡器频率空间的频率搜索，以便确定将要切换到振荡器中以及确实从振荡器切换出的粗调谐单元40内电容器的最适宜选择。
[0090] 假定选择块40内的电容器值是二进制加权的，将电容器切换到振荡器电路中和从振荡器电路切换出，以执行频率空间的逐次逼近搜索。在这样的搜索中，最高有效即最大电容器被切换到电路中，并切进行振荡频率的测量以确定振荡器高于还是低于目标频率。如果振荡器高于目标频率，则电容器保持被选，否则将它从振荡器电路向回切换出去。然后，下一最高有效电容器被切换到振荡器电路中，而且再次进行频率测量以确定振荡器频率高于还是低于目标频率。如果振荡器高于目标频率，则电容器保持被选，否则再次将它从电路去除。对于每个电容器重复这一过程，了然于心的是，每个电容器的选择降低了工作频率。
[0091] 由于幅度和振荡频率的相互关系，发明人已经认识到，适宜的是将幅度稳定与电容器频率搜索相交织。这是通过将测试加以集成来实现，使得一旦第一电容器切换到电路中，就在进行频率测量和频率决策之前执行幅度测试和稳定。事实上，该过程能够加以扩展使得一旦选择第一电容器，第二电容器测试的选择或起动就造成了在执行与第二电容器相关联的频率测量步骤之前再次执行幅度控制。亦可关于第三和后续电容器重复这一过程，不过能够合理地预期，随着电容器选择从最高有效移向最低有效电容器，与这一过程相关联的幅度变化亦将降低。因此，设计者在必要时具有对于最低有效电容器禁止幅度稳定的选择。
[0092] 图8是示意性地图示了正如在构成本发明实施例的移动电话内所实施的频率或频带选择和电平控制过程的框图。控制器(未示出)利用移动电话基础结构来处置对控制信号的处理。因此，在开始图9中所示过程之前，控制器已经接收和解码了与电话要在什么频率上接收和发射有关的指令。
[0093] 该步骤始于步骤400，其中加载新频率字。该字代表了压控振荡器的目标频率。然后控制传递到执行VCO校准的步骤402。一旦已经完成这一步骤，控制就传递到执行发射或接收操作的步骤404。控制可从步骤404传递到其他过程(未示出)或者可由控制器指引返回到步骤400。
[0094] 步骤402实际上是迭代步骤，该步骤本身引起若干步骤得以执行。在图8中的轮廓框406内示意性地图示了步骤402的子步骤。VCO校准涉及了遍及频率空间的逐次逼近搜索以将振荡器锁定到包括所需频率的频带。
[0095] 如前所述，振荡器的粗调谐是由二进制加权电容器(尽管二进制加权不是基本的)的切换来控制。细控制可以使用变容二极管来执行。在频率选择期间，变容二极管被设置到其最小电容值。这具有如下结果，变容二极管仅能用来在向下方向上细调谐振荡器频率。其他模式是可能的，例如变容二极管可被设置到其最大电容，因此细频率控制将是在增加频率的方向上。
[0096] 图9示出了工作频率如何随电容控制字和变容二极管电压而变化。因此，如果对应于其最小值而且在所有电容器在名义上从振荡器切换出时将电容控制字设置为0，则振荡器将在其最高频率振荡。当控制字顺序地向其最大值N增加时，则选择第一、第二......至第N频带，每一个具有比先前带更低的初始频率。对于频率覆盖而言重要的是，频带与至少最近相邻频带交迭，以便确保在必须产生的最小与最大频率之间的工作范围中没有间隙。
[0097] 假设有标记为0至63的64个调谐频带可用。这些频带可经由6位控制字来选择。如果假定最低有效位是位0而最高有效位是位5，则VCO建立过程执行频率搜索如下。
[0098] 通过重复地运行步骤410、412和414(图8)，从位5至位0逐次地测试频率选择位。
[0099] 因此，在步骤410设置频率控制字的受测位。在第一次通过这一测试遍期间，这是位5。然后控制传递到执行幅度级别控制的步骤412。一旦已经设置振荡器幅度，控制就传递到步骤414，其中将振荡器频率与如在步骤400加载的频率控制字所限定的目标频率做比较。该比较是通过对照从晶体振荡器提供的基准频率来量度振荡器而进行的。
[0100] 如果振荡器以高于目标的频率正在运行，则保持控制位，否则将其复位。
[0101] 选择下一最高有效位，并且重复步骤410、412和414。因此，在6次通过这一过程之后，已经定位正确频带。有利地，如果不保持最后的频率控制位(LSB)，则可运行进一步的幅度级别控制循环，以对于已选择的实际频带来调节幅度。
[0102] 然后振荡器控制传递到锁相环，该锁相环锁定到目标频率切经由变容二极管控制电压来进行振荡器频率的细调。
[0103] 图10示意性地图示了在图9的步骤412内执行的过程。
[0104] 尽管遍及幅度空间的逐次逼近搜索将是迅速的，但是有如下可能，最大的可允许幅度可能被超过而且可能是被超过大的裕度。这可能损坏振荡器内的部件。较慢但是较安全的策略是执行从最低幅度开始而且向目标幅度上斜的线性搜索。然而，更好的是涉及了幅度调节的粗调步骤和细调步骤二者的线性搜索。这既安全又快速。图10中示意性图示的算法执行这样的搜索。由电流源提供的电流是由已被指定“级别”的幅度控制字所控制。“级别”值约束在零与63之间。
[0105] 有两个目标值TGT1和TGT2，它们分别用在搜索的粗和细阶段中。将TGT1的值约束成小于最大安全幅度减去最大预期粗步长的大小。将TGT2设置成等于所需幅度值减去最低有效位1/2等效值。
[0106] 该算法始于步骤420，其中将“级别”设置成初始值三。然后控制传递到步骤422，其中将振荡器幅度与第一目标值TGT1进行比较。在步骤422进行比较，并且如果振荡器幅度值超过第一目标TGT1，则控制传递到步骤424。然而，如果振荡器幅度值仍小于TGT1，则控制传递到对“级别”值进行测试的步骤426。如果“级别”值小于63，则控制传递到将“级别”值增加4的步骤428，然后控制返回到步骤422。然而，如果在步骤426的测试确定“级别”值不小于63，则控制传递到代表了从幅度控制例程退出的步骤440。
[0107] 如果步骤422将控制传递到步骤424，则步骤424动作位将“级别”值减三。然后控制传递到将振荡器幅度与第二目标TGT2做比较的步骤432。第二目标TGT2的值被设置成所需振荡器幅度减去电平控制最低有效位值的一半。如果步骤432确定幅度大于值TGT2，则控制传递到代表了从级别设置例程退出的步骤440。然而，如果步骤432确定振荡器幅度小于TGT2，则控制传递到步骤434。步骤434测试“级别”值，并且如果它小于63，则控制传递到步骤430，否则控制传递到步骤440。在步骤430，将“级别”值增加1。然后控制传递到步骤432。
[0108] 图11和图12示意性地图示了适用于确定图1中所示振荡器的振荡频率的电路。如前所述，能够指示电话将其振荡器设置到预定频率系列中的任一个。频率不是随机选择的，而是事实上预分配的信道频率。每个GSM电话提供有形成电话用频率和时序基准的高度精确振荡器。
[0109] 在图11中所示的电路中，振荡器控制器包括构造相同的两个计数器500和502。第一计数器500在时钟输入处接收频率基准信号Fref，而且以预定数例如32将频率信号分频。在这一分频结束之时，计数器500的输出506将例如通过进入逻辑高来改变状态。计数器502经由分数除法器512而连接到压控振荡器510。如前所述，目标VCO频率是频率基准的倍数。这一频率基准倍数指定为“N”。因此，如果分数除法器512编程为除以N，则提供给第二计数器512的信号应当与提供给第一计数器500的信号处于相同频率。因此，仅仅通过同时启动计数器500和502二者、使它们对相同数目的时钟脉冲进行计数、以及确定哪个先结束，就能够执行VCO频率与目标频率的比较。先结束的一个将以较高速率来钟控，经受由如下事实造成的小量化误差：不能确保对计数器500和502的两个时钟在计数开始时是同相的。第一计数器500的输出506被提供给控制器516的第一输入514。第二计数器502的输出520被提供给控制器516的第二输入522。控制器516可经由共享控制线
524将计数器500和502复位或者允许它们开始计数。因此，复位/控制线524可变低以复位计数器，而且可变高以起动计数。如果信号是从计数器500之前的计数器502接收的，则可断定输出524，输出524断定压控振荡器比基准运行得更快。
524将计数器500和502复位或者允许它们开始计数。因此，复位/控制线524可变低以复位计数器，而且可变高以起动计数。如果信号是从计数器500之前的计数器502接收的，则可断定输出524，输出524断定压控振荡器比基准运行得更快。
[0110] 因此，有可能提供一种用于设置压控振荡器粗频率的相对简单和可靠的电路配置。
[0111] 图12示出了用于执行压控振荡器510的细频率控制的电路配置。这里，如图12中，VCO的输出是由分数除法器512分割。提供了相位频率敏感的检测器530，该检测器在其第一输入处接收频率基准信号，而在其第二输入处接收分数除法器512的输出。作为公知部件的相位频率敏感的检测器产生了代表其输入信号之间相位差的输出531。这一信号被供应给电荷泵536的第一输入，该信号的极性和量值代表了将施加到压控振荡器的校正。校正计算器534响应于来自控制器的频率控制字，而且将校正值输出到对电荷泵536的偏置电流进行控制的第二输入。电荷泵的输出被低通滤波而且用来控制压控振荡器510中的变容二极管42。
[0112] 校正计算器534能够有利地实施为查找表，因为这就允许了校正计算器所实施的分辨度和函数形状得以根据设计者的意愿来变化。通常，校正计算器将实施随频率平方而变化的函数，以便补偿如下事实：相关于电容改变的频率改变是随频率立方而变化。
[0113] 假定粗频率控制和细频率控制是以独立的控制环来执行，则希望能在粗频率控制期间禁止细频率控制环的工作。为了实现这一点，在到VCO的输入处提供开关540。该开关能够选择为将压控振荡器的输入连接到基准电压542，以便将变容二极管频率控制维持在预定值。
[0114] 因此有可能提供一种具有低相位噪声而且通过集成到集成电路中而相对廉价的压控振荡器。
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