基于能量闭环的双有源桥直流变换器直接功率控制方法
技术领域
[0001] 本
发明属于电气工程中双向直流变换器能量传输技术领域，具体涉及一种基于能量闭环的双有源桥直流变换器直接功率控制方法。
背景技术
[0002] 双有源桥(Dual Active Bridge,DAB)直流变换器作为大功率
直流-直流变换器的替代方案自被提出以来，因其具有电气隔离、高功率
密度、能量双向流动、升降
电压变换以及易于模
块化级联等优点被广泛应用于电动
汽车、分布式发电、电
力电子变压器、
机车电力牵引系统等高压、大功率、双向直流能量变换系统。
[0003] 为适应上述工业应用中复杂多变的运行工况，作为直流电压功率变换单元的DAB需具备优良的动态响应性能，特别是在负载突变下
输出电压的动态响应性能。传统的基于PI调节器的输出电压闭环单移相控制方法难以满足相关的动态响应性能要求，因此国内外众多学者针对DAB变换器动态响应速度的提升展开了广泛的研究。
[0004] DAB动态响应速度提升的方法大体上可以分为三类：第一类是通过引入
电流的反馈或前馈，加快电流响应速度，提升动态响应性能，如文献《Segaran D,Holmes D,Holmes G.Enhanced load step response for a bidirectional DCDC converter[J].IEEE Transactions on Power Electronics,2013,28(1):371-379.》(《双向DCDC变换器负载阶跃快速响应方法》—2013年IEEE电力电子期刊)中提出的通过
采样负载电流，引入负载电流前馈的方法加快DAB的动态响应速度，但增加了负载电流的采样，增加了系统的成本；第二类为通过建立DAB功率传输的小
信号模型和时间平均等效模型，带入相关参数直接计算移相
角，从而控制输出功率快速达到给定值，加快DAB的动态响应速度，如中国发明
专利《一种应用于全桥隔离DC-DC变换器的直接功率控制方法》(公开号：CN105141136A)提出的通过电压外环PI闭环得到功率给定值，结合DAB的功率传输模型完成直接功率控制，加快DAB的动态响应性能，但是将电压外环PI闭环的输出作为功率给定值，物理意义不明确，不利于PI调节器的参数设计与全功率范围内动态性能的提高；第三类为将前两类方法结合的控制方法，如中国发明专利《提高全桥隔离DC-DC变换器输出电压动态响应的负载电流前馈控制方法》(公开号：
[0005] CN105048821B)中提出了一种结合DAB功率传输模型，同时引入负载电流前馈的方法提高DAB的动态响应性能，但同样因电流采样增加了系统成本。
[0006] 上述分析表明现有方法虽然能在一定程度上有效提升DAB的动态响应速度，但均存在各自的不足之处，因此有必要对DAB动态性能的提高做进一步的探索。
发明内容
[0007] 本发明针对双有源桥直流变换器动态响应问题，在传统基于PI调节器的输出电压闭环单移相控制方法的
基础上提出了一种基于能量闭环的直接功率控制方法。该方法根据输出能量平衡方程，采样输出电容电压取平方构造输出电容能量闭环，结合DAB功率传输模型完成直接功率控制，实现输出电压的快速调节。该方法能有效提升变换器对负载突变时输出电压的动态响应速度，且仅需要采样输出电压，成本低，对模型参数不敏感，易于设计和工程实现。
[0008] 本发明的目的是这样实现的。本发明提供了一种基于能量闭环的双有源桥直流变换器直接功率控制方法，其中本控制方法所涉及的双有源桥直流变换器包括一个直流电源Uin、一个输入电容Ci、一个原边H桥、一个移相电感L、一个高频隔离变压器T、一个副边H桥、一个输出电容Co和一个负载
电阻R；所述的原边H桥包括4个
开关管，记为开关管Si(i＝1,2，3，4)，所述的副边H桥包括4个开关管，记为开关管Qi(i＝1,2,3,4)；
[0009] 所述控制方法采样双有源桥直流变换器输出电压，通过能量闭环与直接功率控制得到
相移角的大小，生成开关
控制信号，完成双有源桥直流变换器快速控制，具体步骤如下：
[0010] 步骤1，采样双有源桥直流变换器输出电容Co两端的电压，并记为双有源桥直流变换器输出电压Uout；
[0011] 步骤2，给定双有源桥直流变换器输出电压参考值Uout_ref，将Uout_ref取平方之后与步骤1得到的双有源桥直流变换器输出电压Uout的平方作差得到输出能量误差信号ΔE，即然后将得到的输出能量误差信号ΔE作为PI调节器的输入，并设定PI调节器的输出
限幅上限为 PI调节器的输出限幅下限为 PI调节器输出为双有源桥直流变换器的功率给定值Pref，完成能量闭环控制；
[0012] 所述PI调节器的传递函数GPI(s)为：
[0013]
[0014] 式中，s为拉普拉斯算子，kp为PI调节器的比例系数，ki为PI调节器的积分系数；
[0015] 步骤3：根据步骤1得到的双有源桥直流变换器输出电压Uout与步骤2得到的双有源桥直流变换器的功率给定值Pref，计算得到双有源桥直流变换器的相移角D，完成直接功率控制，其计算公式如下：
[0016]
[0017] 步骤4：根据步骤3得到的双有源桥直流变换器的相移角D，经过单移相控制。生成双有源桥直流变换器的开关控制信号，并通过驱动保护
电路控制双有源桥直流变换器功率器件的开通和关断，从而实现基于能量闭环的双有源桥直流变换器直接功率控制。
[0019] 1、显著提升负载突变下变换器输出电压的动态响应速度的同时仅需要采样输出电压，成本低，易于工程推广；
[0020] 2、将输出电容能量输入PI调节器得到输出功率给定值，物理意义明确，控制系统参数易于整定，实现全功率范围内动态响应性能提升；
附图说明
[0021] 图1是本发明
实施例中基于能量闭环的双有源桥直流变换器直接功率控制方法的系统
框图。
[0022] 图2是本发明实施例中负载电阻从空载突变到满载32欧姆然后再突变到空载时的基于能量闭环的双有源桥直流变换器直接功率控制方法的实验
波形图。
具体实施方式
[0023] 下面结合附图对本发明的优选方式作进一步详细的描述。
[0024] 图1是本发明实施例中基于能量闭环的双有源桥直流变换器直接功率控制方法的系统框图，由图1可见本控制方法所涉及的双有源桥直流变换器包括一个直流电源Uin、一个输入电容Ci、一个原边H桥、一个移相电感L、一个高频隔离变压器T、一个副边H桥、一个输出电容Co和一个负载电阻R；所述的原边H桥包括4个开关管，记为开关管Si(i＝1,2，3，4)，所述的副边H桥包括4个开关管，记为开关管Qi(i＝1,2,3,4)。
[0025] 所述的原边H桥开关管Si(i＝1,2,3,4)中，开关管S1与开关管S3
串联、开关管S2与开关管S4串联并分别构成原边H桥的两个桥臂，两个桥臂间并联作为原边H桥的直流端；开关管S1与开关管S3的串联连接点引出作为原边H桥的交流端口a、开关管S2与开关管S4的串联连接点引出作为原边H桥的交流输出端口b。
[0026] 所述的副边H桥开关管Qi(i＝1,2,3,4)中，开关管Q1与开关管Q3串联、开关管Q2与开关管Q4串联并分别构成副边H桥的两个桥臂，两个桥臂间并联作为副边H桥的直流端；开关管Q1与开关管Q3的串联连接点引出作为副边H桥的交流端口c,开关管Q2与开关管Q4的串联连接点引出作为副边H桥的交流端口d。
[0027] 所述的直流电源Uin与输入电容Ci并联后再与原边H桥的直流端并联，原边H桥的交流端口a连接到移相电感L的一端，移相电感L的另一端连接到高频隔离变压器T原边的同名端E*,高频隔离变压器T原边异名端G连接到原边H桥的交流端口b；高频隔离变压器T副边同名端e*连接到副边H桥的交流端口c,高频隔离变压器T副边异名端g连接到副边H桥的交流端口d，负载电阻R与输出电容Co并联后连接到副边H桥的直流端，其中高频隔离变压器T的变比为M，M为正数，移相电感L的电流定义为电感电流iL，从原边H桥的交流端口a流向电感方向为正，流过负载的电流定义为负载电流io，流入负载电阻的方向为正。
[0028] 本发明的实施例的具体参数如下：直流电源Uin的电压为100V，输入电容Ci的容值为110uF，移相电感L的感值为120uH，高频隔离变压器T的变比M为1，输出电容Co容值为110uF，负载电阻R的阻值为32Ω。
[0029] 本发明所述控制方法采样双有源桥直流变换器输出电压，通过能量闭环与直接功率控制得到相移角的大小，生成开关控制信号，完成双有源桥直流变换器快速控制。由图1可知本发明的具体实施步骤如下：
[0030] 步骤1，采样双有源桥直流变换器输出电容Co两端的电压，并记为双有源桥直流变换器输出电压Uout。
[0031] 步骤2，给定双有源桥直流变换器输出电压参考值Uout_ref，将Uout_ref取平方之后与步骤1得到的双有源桥直流变换器输出电压Uout的平方作差得到输出能量误差信号ΔE，即然后将得到的输出能量误差信号ΔE作为PI调节器的输入，并设定PI调节器的输出限幅上限为 PI调节器的输出限幅下限为 PI调节器输出为双有源桥直流变换器的功率给定值Pref，完成能量闭环控制。
[0032] 所述PI调节器为比例积分调节器，其传递函数GPI(s)为：
[0033]
[0034] 式中，s为拉普拉斯算子，kp为PI调节器的比例系数，ki为PI调节器的积分系数。
[0035] 在本实施例中，Uout_ref＝100V，ki＝0.02，kp＝0.0003。
[0036] 具体的，能量闭环控制具体实现过程如下所示：首先因为 其中E为输出电容Co所存储的能量，所以我们将Uout_ref取平方之后与步骤1采样得到的双有源桥直流变换器输出电压Uout的平方作差得到输出能量误差信号ΔE，即 又因为输出能量对时间的微分为输出功率，即 所以我们将得到的输出能量误差信号ΔE作为PI调节器的输入。
[0037] 步骤3：根据步骤1得到的双有源桥直流变换器输出电压Uout与步骤2得到的双有源桥直流变换器的功率给定值Pref，计算得到双有源桥直流变换器的相移角D，完成直接功率控制，其计算公式如下：
[0038]
[0039] 其中，直接功率控制的计算公式推导如下：
[0040] 因为双有源桥直流变换器的输出功率P的表达式为：
[0041]
[0042] 式中，f为双有源桥直流变换器功率开关器件的开关
频率，本实施例中f为20KHz。考虑到开关频率f、移相电感L、高频隔离变压器T的变比M基本稳定不变，且暂不考虑直流电源Uin的突变，因此我们进一步简化为：
[0043]
[0044] 因此，直接功率控制计算双有源桥直流变换器的相移角D的计算公式为：
[0045]
[0046] 步骤4：根据步骤3得到的双有源桥直流变换器的相移角D，经过单移相控制。生成双有源桥直流变换器的开关控制信号，并通过驱动保护电路控制双有源桥直流变换器功率器件的开通和关断，从而实现基于能量闭环的双有源桥直流变换器直接功率控制。
[0047] 图2是根据本发明的实施例的具体参数在实际实验平台实验得到的负载电阻从空载突变到满载32欧姆然后再突变到空载时直流电源Uin、输出电压Uout、负载电流io和电感电流iL的实验波形，由图2可以看出在负载全功率范围内突变的过程中输出电压Uout几乎没有变化，实验结果证明了本发明的可行性。
