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フェーズドアレーアンテナ

阅读:2发布:2021-11-20

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2N個(ただし、Nは1以上の予め定められた整数とする)のアンテナ素子と、 上記2N個のアンテナ素子のそれぞれに対応する位相を持つ2N個の搬送波を用いて、上記2N個のアンテナ素子に対応する2N個の入信号の変調または復調、あるいは、上記2N個のアンテナ素子に対応する2N個の入力信号が当該搬送波の周波数よりも低い変調信号または当該搬送波の周波数よりも高い復調信号の場合に当該2N個の入力信号の周波数変換を行う信号変換部と、 ローカル信号を生成する信号生成部と、 上記ローカル信号を2N等分配し、それぞれが上記2N個のアンテナ素子のうち対応するアンテナ素子に対応する位相を持つようにそれぞれの位相を制御し、上記2N個の搬送波を生成する搬送波生成部と を含み、 上記搬送波生成部は、 それぞれ第1端子と、第2端子と、第3端子を有する2N-1個の位相制御部を含み、 kを1以上2N-1以下の各整数を表わすとし、 記号[X]はXを超えない最大の整数を表わすとし、 記号(m mod n)はmのnを法とする剰余を表すとして、 1)k=1の場合: k番目の位相制御部の第1端子は、上記信号生成部と接続しており、 2)2≦k≦2N-1の場合: k番目の位相制御部の第1端子は、[k/2]番目の位相制御部の第(k mod 2)+2端子と接続しており、 3)2N-1≦k≦2N-1の場合: k番目の位相制御部の第2端子および第3端子は、上記信号変換部と接続しており、 各上記位相制御部は、 一つの2分配器と、 二つの減衰器と、 一つの二端子対回路と を含み、 上記第1端子に接続している2分配器の二つの端子は上記二つの減衰器に接続しており、 上記二端子対回路の一方の一対の端子は上記二つの減衰器に接続しており、 上記二端子対回路の他方の一対の端子は上記第2端子と上記第3端子に接続している フェーズドアレーアンテナ。請求項1に記載のフェーズドアレーアンテナにおいて、 上記二端子対回路は、ハイブリッドカプラである ことを特徴とするフェーズドアレーアンテナ。請求項1または請求項2に記載のフェーズドアレーアンテナにおいて、 k番目の位相制御部に含まれる二つの上記減衰器のうち一方による減衰量に対する他方による減衰量の比をRkとし、sを1以上N以下の各整数を表わすとして、2s-1≦t≦2s-1を満たす各整数tについてRtは等しい ことを特徴とするフェーズドアレーアンテナ。

说明书全文

本発明は、フェーズドアレーアンテナ、より詳しくは、ミリ波帯や準ミリ波帯での使用においても好適なフェーズドアレーアンテナに関する。

近年、ミリ波帯(30GHz〜300GHz)や準ミリ波帯(明確な定義は無いがおよそ20GHz〜30GHz)での通信技術が活発に検討されている。ミリ波帯や準ミリ波帯での通信技術の一つとして、フェーズドアレーアンテナがある。従来のフェーズドアレーアンテナの一例として特許文献1に開示されているものが知られている。

特許文献1の図21に開示されているフェーズドアレーアンテナをブランチ数が2の場合に再構成した例を図9に示す。なお、図9では、フィルタや増幅器(例えば緩衝増幅器や中間増幅器)など、実際には使用されるが従来技術の説明と理解において非本質的な回路構成要素を省略している。図9に示す例に基づいて、従来の技術準のフェーズドアレーアンテナについて説明する。

図9に示すフェーズドアレーアンテナ99は、 a)2個のアンテナ素子900−1,900−2と、 b)周波数fRの無変調連続波を生成する発振器960と、 c)発振器960の出を2等分配する分配器950と、 d)分配器950の2個の出力のそれぞれが2個のアンテナ素子900−1,900−2のうち対応するアンテナ素子に対応する位相θ12を持つように(つまり、分配器950の一方の出力が、これに対応する一方のアンテナ素子900−1に対応する位相θ1を持ち、分配器950の他方の出力が、これに対応する他方のアンテナ素子900−2に対応する位相θ2を持つように)、分配器950の2個の出力のそれぞれの位相を制御する2個の可変移相器940−1,940−2と(この例では、可変移相器940−1が、分配器950の一方の出力の位相を位相θ1に移相する制御を行い、可変移相器940−2が、分配器950の他方の出力の位相を位相θ2に移相する制御を行う)、 e)2個のアンテナ素子900−1,900−2のそれぞれに対応する位相θ12(一方のアンテナ素子900−1に対応する位相はθ1であり、他方のアンテナ素子900−2に対応する位相はθ2である)を持つ2個の搬送波(つまり、2個の可変移相器940−1,940−2の出力)を用いて、2個のアンテナ素子900−1,900−2に対応する2個の入力信号の変調または復調を行う信号変換部と(この例では、当該信号変換部は、2個の増幅器910−1,910−2と2個の信号変換器920−1,920−2とで構成されており、一方の信号変換器920−1が、一方のアンテナ素子900−1に対応する入力信号の変調または復調を行い、他方の信号変換器920−2が、他方のアンテナ素子900−2に対応する入力信号の変調または復調を行う)、 f)分配器930と を含んでいる。

フェーズドアレーアンテナ99が送信機として機能する場合: 分配器930は入力されたベースバンド信号を2分配する。分配器930の2個の出力が、信号変換器920−1,920−2に入力される上記「2個の入力信号」に相当する。つまり、分配器930のk番目の出力は、k番目の信号変換器920−kに入力される(k=1,2)。また、一方の増幅器910−1は、一方の信号変換器920−1の出力を増幅する。一方の増幅器910−1の出力は、一方のアンテナ素子900−1に供給される。他方の増幅器910−2は、他方の信号変換器920−2の出力を増幅する。他方の増幅器910−1の出力は、他方のアンテナ素子900−1に供給される。

フェーズドアレーアンテナ99が受信機として機能する場合: 一方の増幅器910−1は、一方のアンテナ素子900−1からの信号を増幅する。一方の増幅器910−1の出力は、一方の信号変換器920−1の上記「2個の入力信号」の一方の入力信号に相当する。他方の増幅器910−2は、他方のアンテナ素子900−2からの信号を増幅する。他方の増幅器910−2の出力は、他方の信号変換器920−2の上記「2個の入力信号」の他方の入力信号に相当する。分配器930は2個の信号変換器920−1,920−2の出力を合成してベースバンド信号を出力する。なお、分配器930は、通常、合成器としての機能を持つ(分配器を合成器と呼称しても差し支えない)。

また、特許文献1によると、搬送波の周波数に限定は無いとされている。

特開平7−202548号公報

図9に示すフェーズドアレーアンテナ99によると、搬送波あるいは無変調連続波の周波数が例えばミリ波帯や準ミリ波帯のように高くなると、アンテナ指向性精度の良い制御のために高い移相精度を持つ移相器が必要となるが、このような高周波帯域で高い移相精度を持つ移相器は一般的に高価である。

本発明は、高価な移相器を用いることなく位相制御可能なフェーズドアレーアンテナを提供することを目的とする。

本発明のフェーズドアレーアンテナは、2N個(ただし、Nは1以上の予め定められた整数とする)のアンテナ素子と、2N個のアンテナ素子のそれぞれに対応する位相を持つ2N個の搬送波を用いて、2N個のアンテナ素子に対応する2N個の入力信号の変調または復調、あるいは、2N個のアンテナ素子に対応する2N個の入力信号が当該搬送波の周波数よりも低い変調信号または当該搬送波の周波数よりも高い復調信号の場合に当該2N個の入力信号の周波数変換を行う信号変換部と、ローカル信号を生成する信号生成部と、ローカル信号を2N等分配し、それぞれが2N個のアンテナ素子のうち対応するアンテナ素子に対応する位相を持つようにそれぞれの位相を制御し、2N個の搬送波を生成する搬送波生成部とを含む。搬送波生成部は、それぞれ第1端子と、第2端子と、第3端子を有する2N-1個の位相制御部を含み、kを1以上2N-1以下の各整数を表わすとし、記号[X]はXを超えない最大の整数を表わすとし、記号(m mod n)はmのnを法とする剰余を表すとして、1)k=1の場合:k番目の位相制御部の第1端子は信号生成部と接続しており、2)2≦k≦2N-1の場合:k番目の位相制御部の第1端子は[k/2]番目の位相制御部の第(k mod 2)+2端子と接続しており、3)2N-1≦k≦2N-1の場合:k番目の位相制御部の第2端子および第3端子は信号変換部と接続している。各位相制御部は、一つの2分配器と、二つの減衰器と、一つの二端子対回路とを含む。第1端子に接続している2分配器の二つの端子は二つの減衰器に接続しており、二端子対回路の一方の一対の端子は二つの減衰器に接続しており、二端子対回路の他方の一対の端子は第2端子と第3端子に接続している。

本発明によると、詳しくは後述するが、減衰器と二端子対回路を含む構成を持つ位相制御部によって位相制御が行われるので、高価な移相器を用いることなく位相制御できるフェーズドアレーアンテナを実現できている。

実施形態による実施例1のフェーズドアレーアンテナ。

実施形態による実施例2のフェーズドアレーアンテナ。

実施例1における振幅比A

1と位相差との関係を示す図。

実施例2における振幅比A

2,A

3と位相差との関係を示す図。

実施例2における振幅比A

1,A

2,A

3と位相差との関係を示す図。

実施例2において振幅比A

1=A

2=A

3=0dBとした場合の指向性パターンを示す図。

実施例2において振幅比A

1=A

2=-3.5dB,A

3=-0.85dBとした場合の指向性パターンを示す図。

90度ハイブリッドカプラの移相特性を説明する図。(a)端子P1に信号を入力した場合。(b)端子P2に信号を入力した場合。(c)端子P1,P2に同一信号を入力した場合。

従来のフェーズドアレーアンテナ。

本発明のフェーズドアレーアンテナは、或る一つの観点から述べれば、送信機または受信機として使用可能であり、 a)2N個(ただし、Nは1以上の予め定められた整数とする)のアンテナ素子と、 b)無変調連続波などのローカル信号を生成する信号生成部と、 c)ローカル信号を2N等分配し、この2N等分配で得られた分割ローカル信号のそれぞれが2N個のアンテナ素子のうち対応するアンテナ素子に対応する位相を持つように、2N個の分割ローカル信号のそれぞれの位相を制御し、2N個の搬送波を生成する搬送波生成部と、 d)2N個のアンテナ素子のそれぞれに対応する位相を持つ2N個の搬送波(つまり、搬送波生成部が生成した2N個の搬送波である)を用いて、2N個のアンテナ素子に対応する2N個の入力信号の変調または復調、あるいは、2N個のアンテナ素子に対応する2N個の入力信号が当該搬送波の周波数よりも低い変調信号または当該搬送波の周波数よりも高い復調信号の場合に当該2N個の入力信号の周波数変換を行う信号変換部と、 を含み、 c1)搬送波生成部は、 それぞれ第1端子と、第2端子と、第3端子を有する2N-1個の位相制御部を含み、 kを1以上2N-1以下の各整数を表わすとし、 記号[X]はXを超えない最大の整数を表わすとし、 記号(m mod n)はmのnを法とする剰余を表すとして、 1)k=1の場合: k番目の位相制御部の第1端子は、信号生成部と接続しており、 2)2≦k≦2N-1の場合: k番目の位相制御部の第1端子は、[k/2]番目の位相制御部の第(k mod 2)+2端子と接続しており、 3)2N-1≦k≦2N-1の場合: k番目の位相制御部の第2端子および第3端子は、信号変換部と接続しており、 c2)各位相制御部は、一つの2分配器と、二つの減衰器と、一つの二端子対回路とを含み、第1端子に接続している2分配器の二つの端子は二つの減衰器に接続しており、二端子対回路の一方の一対の端子は二つの減衰器に接続しており、二端子対回路の他方の一対の端子は第2端子と第3端子に接続している、 と理解することも可能である。

<実施形態> このようなフェーズドアレーアンテナの実施形態(図1と図2を参照。ただし、図1ではN=1の場合の実施例を例示し、図2ではN=2の場合の実施例を例示している。また、これ以降、iは1以上2N以下の各整数を表すとする)は、 a)2N個のアンテナ素子900−iと、 b)無変調連続波などの周波数fのローカル信号を生成する信号生成部960と、 c)ローカル信号を2N等分配し、この2N等分配で得られた分割ローカル信号のそれぞれが2N個のアンテナ素子900−iのうち対応するアンテナ素子に対応する位相θiを持つように(つまり、2N個の分割ローカル信号のうちj番目の分割ローカル信号が、これに対応するj番目のアンテナ素子900−jに対応する位相θjを持つように)、2N個の分割ローカル信号のそれぞれの位相を制御し、2N個の搬送波を生成する搬送波生成部10と、 d)2N個のアンテナ素子900−iのそれぞれに対応する位相θi(j番目のアンテナ素子900−jに対応する位相はθjである)を持つ2N個の搬送波(つまり、搬送波生成部10が生成した2N個の搬送波である)を用いて、2N個のアンテナ素子900−iに対応する2N個の入力信号の変調または復調、あるいは、2N個のアンテナ素子900−iに対応する2N個の入力信号が当該搬送波の周波数よりも低い変調信号または当該搬送波の周波数よりも高い復調信号の場合に当該2N個の入力信号の周波数変換を行う信号変換部90と(この例では、信号変換部90は、2N個の増幅器910−iと2N個の信号変換器920−iで構成されており、j番目の信号変換器920−jが、j番目のアンテナ素子900−jに対応する入力信号の変調または復調、あるいは、j番目のアンテナ素子900−jに対応する入力信号が搬送波の周波数fよりも低い変調信号または搬送波の周波数fよりも高い復調信号の場合に当該j番目の入力信号の周波数変換を行う)、 e)分配器930と を含む。ただし、 c1)搬送波生成部10は、 それぞれ第1端子12−k−1と、第2端子12−k−2と、第3端子12−k−3を有する2N-1個の位相制御部12−kを含み(ただし、kは1以上2N-1以下の各整数を表わす)、 記号[X]はXを超えない最大の整数を表わすとし、 記号(m mod n)はmのnを法とする剰余を表すとして、 1)k=1の場合: k番目の位相制御部12−kの第1端子12−k−1は、信号生成部960と接続しており、 2)2≦k≦2N-1の場合: k番目の位相制御部12−kの第1端子12−k−1は、[k/2]番目の位相制御部12−[k/2]の第(k mod 2)+2端子12−[k/2]−((k mod 2)+2)と接続しており、 3)2N-1≦k≦2N-1の場合: k番目の位相制御部12−kの第2端子12−k−2および第3端子12−k−3は、信号変換部90と接続しており(この例では、k番目の位相制御部12−kの第2端子12−k−2は、2k−2N+1番目の信号変換器920−(2k−2N+1)と接続されており、k番目の位相制御部12−kの第3端子12−k−3は、2k−2N+2番目の信号変換器920−(2k−2N+2)と接続されている)、 c2)位相制御部12−kは、一つの2分配器14と、二つの減衰器16−A,16−Bと、一つの二端子対回路18とを含み、位相制御部12−kの第1端子12−k−1に接続している2分配器14の二つの端子の一方は減衰器16−Aに接続しており、2分配器14の二つの端子の他方は減衰器16−Bに接続しており、二端子対回路18の一方の一対の端子は二つの減衰器16−A,16−Bに接続しており、二端子対回路18の他方の一対の端子は位相制御部12−kの第2端子12−k−2と位相制御部12−kの第3端子12−k−3に接続している(二端子対回路18の一例として90度ハイブリッドカプラを例示できるが、分配後の2出力間に位相差を与えることのできる二端子対回路であれば任意の回路を用いることができる)。

実施形態のフェーズドアレーアンテナが送信機として機能する場合: 分配器930は入力されたベースバンド信号を2N分配する。分配器930の2N個の出力が、2N個の信号変換器920−iに入力される上記「2N個の入力信号」に相当する。つまり、分配器930のj番目の出力は、j番目の信号変換器920−jに入力される。また、j番目の増幅器910−jは、j番目の信号変換器920−jの出力を増幅する。j番目の増幅器910−jの出力は、j番目のアンテナ素子900−jに供給される。

実施形態のフェーズドアレーアンテナが受信機として機能する場合: j番目の増幅器910−jは、j番目のアンテナ素子900−jからの信号を増幅する。j番目の増幅器910−jの出力は、j番目の信号変換器920−jの上記「2N個の入力信号」のj番目の入力信号に相当する。分配器930は2N個の信号変換器920−iの出力を合成してベースバンド信号を出力する。なお、分配器930は、通常、合成器としての機能を持つ(分配器を合成器と呼称しても差し支えない)。

実施形態によると、位相制御部12−kが二つの減衰器16−A,16−Bと一つの二端子対回路18とを含む構成を有するため、高価な移相器を用いることなく、高精度の位相制御を実現できる。また、減衰器として減衰量を変更可能な可変減衰器を用いることも、減衰量が一定の固定減衰器を用いることもできる。可変減衰器の減衰量を変更する機構については周知であるから説明を省略する。実施形態において一部または全部の「減衰器」を「固定減衰器」に読み替えた変形例も、あるいは、実施形態において一部または全部の「減衰器」を「可変減衰器」に読み替えた変形例も、本発明の実施形態に含まれる。

なお、実施形態のフェーズドアレーアンテナと図9に示す従来のフェーズドアレーアンテナ99との対比を容易にするため、実施形態のフェーズドアレーアンテナとフェーズドアレーアンテナ99との間で同じ構成要素には同じ参照符号を附している。

また、実施形態の説明では、フィルタ(例えばリーク成分や高調波成分を除去するフィルタ)、増幅器(例えば緩衝増幅器や中間増幅器)など、実際には使用されるが本発明の実施形態の説明と理解において非本質的な回路構成要素を省略している。したがって、実施形態の説明で使用している「接続」との用語は、当該「接続」との用語に係る構成要素が直接的に(換言すれば、他の構成要素を介さずに)接続されていることに限定する意味ではなく、実際の必要に応じて、当該「接続」との用語に係る構成要素が間接的に(換言すれば、他の構成要素を介して)接続されている場合も許容することを含意する。

上述の説明における「○番目」との用語は、実施形態の構成を体系的に説明するために使用した用語である。当該用語それ自体によって、つまり、構成要素の順序それ自体によって、本発明は限定されるものではない。また、当該用語の使用は、そのような限定を意図するものでもない。

さらに、上述の説明における「第○」との用語は、実施形態の構成を明確に説明するために使用した用語である。当該用語それ自体によって、つまり、構成要素の序列それ自体によって、本発明は限定されるものではない。また、当該用語の使用は、そのような限定を意図するものでもない。

さらに、上述の説明における構成要素の個数は、機能の観点から計数されている。したがって、実際の実施物では、複数の機能が一つの物理的実体によって実現されてもよいし、一つの機能が複数の物理的実体によって実現されてもよい。

以下、実施形態による位相制御の実体を、実施形態のフェーズドアレーアンテナが送信機として機能する場合を例にして、実施例1と実施例2を参照して説明する。

<実施例1> 図1に示す実施例1のフェーズドアレーアンテナ1では、搬送波生成部10は一つの位相制御部12−1を含み、この位相制御部12−1は、一つの2分配器14と、二つの減衰器16−A,16−Bと、一つの二端子対回路18とを含む。二端子対回路18は90度ハイブリッドカプラである。

90度ハイブリッドカプラによる位相変化はよく知られている。入力信号が90度ハイブリッドカプラの入力側の一対の端子P1,P2のうち端子P1に入力された場合、90度ハイブリッドカプラの出力側の一対の端子P3,P4において端子P4に対する端子P3での出力信号の位相差は90度である(図8(a)参照)。また、入力信号が90度ハイブリッドカプラの入力側の一対の端子P1,P2のうち端子P2に入力された場合、90度ハイブリッドカプラの出力側の一対の端子P3,P4において端子P4に対する端子P3での出力信号の位相差は−90度である(図8(b)参照)。そして、端子P1と端子P2に同時に同一の入力信号を入力した場合、端子P3での出力信号と端子P4での出力信号は互いに同じ振幅と同じ位相を持つ(つまり、端子P4に対する端子P3での出力信号の位相差は0度である。図8(c)参照)。

したがって、二つの減衰器16−A,16−Bを用いずに、位相制御部12−1の第1端子12−1−1に接続している2分配器14の二つの端子を90度ハイブリッドカプラの入力側の一対の端子P1,P2に接続すると、互いに同じ振幅と同じ位相を持つ端子P3での出力信号および端子P4での出力信号が搬送波となる。この2個の搬送波を用いて変調等された信号をアンテナ素子900−iで送信したときのフェーズドアレーアンテナ1の指向性パターンは2個の搬送波の振幅と位相で定まる一種類に限定される。

これに対して、位相制御部12−1の第1端子12−1−1に接続している2分配器14の二つの端子の一方を減衰器16−Aに接続し、2分配器14の二つの端子の他方を減衰器16−Bに接続し、90度ハイブリッドカプラ(二端子対回路18)の一対の端子P1,P2を二つの減衰器16−A,16−Bに接続し、90度ハイブリッドカプラ(二端子対回路18)の一対の端子P3,P4を位相制御部12−1の第2端子12−1−2と位相制御部12−1の第3端子12−1−3に接続した構成(図1参照)において、2分配器14で等分配された信号を同時に一対の端子P1,P2に入力した場合の、端子P3での出力信号の位相θ1は式(1)で与えられ、端子P4での出力信号の位相θ2は式(2)で与えられる。但し、式(1)(2)においてAは、減衰器16−Aの出力信号の振幅と減衰器16−Bの出力信号の振幅との比(以下、振幅比と呼称する)である。なお、説明の都合、ここでは振幅比を採用しているが、減衰器16−Aによる減衰量に対する減衰器16−Bによる減衰量の比である減衰比を採用してもよい。

このように、端子P4に対する端子P3の位相差θ12は振幅比Aに依存する。つまり、二つの減衰器16−A,16−Bによって90度ハイブリッドカプラ(二端子対回路18)の出力端子間の信号位相差θ12を変更できる。したがって、端子P3での出力信号および端子P4での出力信号(つまり、2個の搬送波)を用いて変調等された信号をアンテナ素子900−iで送信したときのフェーズドアレーアンテナ1は、振幅比Aに応じた指向性パターンを持つ。

振幅比Aを-10dBから+10dBまでの間で変更した場合の位相差θ12の計算結果を図3に示す。ここで、振幅比Aの負値は減衰器16−Bによる減衰が減衰器16−Aによる減衰よりも相対的に大きいことを意味し、振幅比Aの正値は減衰器16−Bによる減衰が減衰器16−Aによる減衰よりも相対的に小さいことを意味する。図3に示されるように、位相差θ12をおよそ-50度から+50度までの間で変更できることがわかる。この位相差θ12の制御によってフェーズドアレーアンテナ1の指向性パターンを制御できる。

<実施例2> 図2に示す実施例2のフェーズドアレーアンテナ2では、搬送波生成部10は三つの位相制御部12−1,12−2,12−3を含み、位相制御部12−1,12−2,12−3はそれぞれ、一つの2分配器14と、二つの減衰器16−A,16−Bと、一つの二端子対回路18とを含む。二端子対回路18はいずれも90度ハイブリッドカプラである。位相制御部12−1,12−2,12−3それぞれの位相制御機能は実施例1で説明したとおりである。したがって、フェーズドアレーアンテナ2における搬送波生成部10の位相制御機能は、三つの位相制御部12−1,12−2,12−3の位相制御機能の組み合わせによって実現される。

この場合、好ましくは、k番目の位相制御部12−kにおける振幅比Akは、sを1以上N以下の各整数を表わすとして、2s-1≦t≦2s-1を満たす各整数tについてAtが等しくなるように設定される。換言すれば、k番目の位相制御部12−kにおける減衰比Rkは、2s-1≦t≦2s-1を満たす各整数tについてRtが等しくなるように設定される。

図4に、位相制御部12−2での振幅比A2を-10dBから+10dBまでの間で変更した場合の位相差θ12の計算結果と(ただし、θ1はAをA2に書き改めた場合の式(1)で表され、θ2はAをA2に書き改めた場合の式(2)で表される)、位相制御部12−3での振幅比A3を-10dBから+10dBまでの間で変更した場合の位相差θ34の計算結果を示す(ただし、θ3はAをA3に書き改めた場合の式(1)で表され、θ4はAをA3に書き改めた場合の式(2)で表される)。この計算では、位相制御部12−1での振幅比A1を固定した。図4では、位相差θ12を実線で示し、位相差θ34を破線で示しているが、両者は同じ変化を示すため、実線のみが表示されている。式(1)と式(2)から明らかなように、位相差θ12と位相差θ34はそれぞれ位相制御部12−1での振幅比A1に依存しない。

図4を参照すると、例えば、A2=A3=-3.5dBのとき位相差θ12と位相差θ34はそれぞれ22.3度であり、A2=A3=0dBのとき位相差θ12と位相差θ34はそれぞれ0度であり、A2=A3=3.5dBのとき位相差θ12と位相差θ34はそれぞれ-22.3度である。

次に、位相制御部12−2の振幅比A2と位相制御部12−3の振幅比A3が共に等しくA2=A3=-3.5dB,0dB,+3.5dBとし、位相制御部12−1の振幅比A1を-10dBから+10dBまでの間で変化させた場合の位相差θ23の計算結果を図5に示す。図5を参照すると、例えば、振幅比A2=A3=-3.5dB、振幅比A1=-7.6dBのとき、位相差θ23は22.3度である。つまり、図4と図5から、A2=A3=-3.5dB、A1=-7.6dBとすれば、隣接するアンテナ素子間の信号位相差θmm+1(m=1,2,3)を等しく22.3度とすることができる。同様に、A2=A3=0dB、A1=0dBとすれば、隣接するアンテナ素子間の信号位相差θmm+1(m=1,2,3)を等しく0度とすることができ、A2=A3=3.5dB、A1=7.6dBとすれば、隣接するアンテナ素子間の信号位相差θmm+1(m=1,2,3)を等しく-22.3度とすることができる。このように振幅比A1,A2,A3を減衰器によって制御することで、隣接するアンテナ素子間の信号位相差を制御することができる。

上記説明のとおり、振幅比A2と振幅比A3が等しい場合には位相差θ12と位相差θ34は振幅比A1によらず等しく、振幅比A1に応じて位相差θ23を変更できる。例えば、位相差θ12と位相差θ34を0度とするためにA2=A3=0dBとした場合、振幅比A1を-10dBから+10dBまでの間で変更すれば、位相差θ23は-50度から+50度までの間で変更できる。

振幅比A2と振幅比A3を同じ値に設定した場合、図2に示すフェーズドアレーアンテナ2は、位相差θ12によって形成される指向性を持つ2ブランチアレーアンテナ(アンテナ素子900−1,900−2を含む)を単一アンテナとし、位相差θ34によって形成される指向性を持つ2ブランチアレーアンテナ(アンテナ素子900−3,900−4を含む)を単一アンテナとして、これら2個の単一アンテナを用いて、位相差θ23によって形成される指向性を持つ2ブランチアレーアンテナとして設計することが可能となる。例えば、図2に示すフェーズドアレーアンテナ2を隣接アンテナ素子間の信号位相差が0度となるように設計した場合のフェーズドアレーアンテナ2の指向性パターンを図6に示す。図6に示すグラフの横軸は、アンテナ素子の配列方向と垂直な方向を基準とする度(ただし、垂直方向を90度とする)である。図6から、90度方向でメインローブの利得が最大となっており、130度方向では-10dB程度のサイドローブがあることがわかる。例えば、メインローブに対応するセルに隣接するセルが130度方向にある場合、130度方向の利得(-11.5dB)を減衰することが望まれる。このとき、図4に基づいて振幅比A2および振幅比A3を-3.5dBとし(つまり、位相差θ12と位相差θ34をそれぞれ22.3度とする)、図5に基づいて振幅比A1を-0.85dBとした(つまり、位相差θ23を-10度とする)ときのフェーズドアレーアンテナ2の指向性パターンを図7に示す。図7から、130度方向の利得が-18.5dB(-7dBの利得低下)であることがわかる。このように、各位相制御部での振幅比あるいは減衰比を適切に設定することによって、フェーズドアレーアンテナの位相制御だけでなく、フェーズドアレーアンテナの指向性パターンを制御することも可能である。

本明細書で説明した各態様/実施形態は、LTE(Long Term Evolution)、LTE-A(LTE-Advanced)、SUPER 3G、IMT-Advanced、4G、5G、FRA(Future Radio Access)、W-CDMA(登録商標)、GSM(登録商標)、CDMA2000、UMB(Ultra Mobile Broadband)、IEEE 802.11(Wi-Fi)、IEEE 802.16(WiMAX)、IEEE 802.20、UWB(Ultra-WideBand)、Bluetooth(登録商標)、その他の適切なシステムを利用するシステム及び/又はこれらに基づいて拡張された次世代システムに適用されてもよい。

以上、本発明の実施形態について説明したが、当業者にとって、本発明が本明細書中で説明された実施形態に限定されないことは明らかである。本発明は、特許請求の範囲の記載によって定まる本発明の趣旨及び範囲を逸脱することなく修正及び変更態様として実施され得る。本明細書の記載は、例示説明を目的とするものであり、特段の断りが無い限り、本発明に対して何ら制限的な意味を有しない。

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