技术领域
[0001] 本
专利申请属于加热炉温度采集和控制技术领域，更具体地说，是涉及一种加热炉
温度控制过程中的误差矫正方法。
背景技术
[0002] 温度是加热炉控制的一个重要参数，温度的精确程度直接影响着产品的性能
质量。工业生产中被广泛应用的测温元件-
热电偶具有结构简单测温范围宽、测温
精度高等特点。但其在应用中存在以下几方面的问题：1）冷端补偿：热电偶的热电势是冷端为0℃时测得的，而在实际应用过程中外界
环境温度是变化的，所以应该实时的对冷端温度进行补偿。2）非线性的热电偶温度的输出和热电势关系是非线性的，因此在温度
采样过程中必须加入非线性处理。3）作为传统的控制输出方式，通断时间比控制在其整个基本周期内被完整的分成两段，不能实现均匀加热，且基本周期和控制周期要选择适当，否则会引起截断误差。
发明内容
[0003] 本发明需要解决的技术问题是提供一种加热炉温度控制过程中的误差矫正方法，以有效地降低温度采集和控制过程中的误差，从而提高了加热炉炉温的控制精度。
[0004] 为了解决上述问题，本发明所采用的技术方案是：一种加热炉温度控制过程中的误差矫正方法，包括从温度采集、处理、输出三个阶段进行矫正，分别进行冷端温度动态补偿、非线性的
软件处理、波序控制。
[0005] 本发明技术方案的进一步改进在于：冷端温度动态补偿是指利用
二极管D1的温度和热电偶U2的端
电压的线性特性设计基于
PN结构特性的补偿
电路，补偿电路包括二极管D1、
电阻R1-电阻R7、
放大器U3、热电偶U2，二极管D1两端接在VCC和地之间，电阻R1和电阻R2
串联后与二极管D1并联，限流电阻R3与二极管D1并联，限流电阻R3的活动触头连接热电偶U2的冷端T0，热电偶U2的测量端TC经电阻R5连接放大器U3的反向端2脚，放大器U3的正向端3脚经电阻R4连接在电阻R1和电阻R2之间，电阻R5和放大器U3的反向端2脚之间经电阻R6接地，电阻R4和放大器U3的正向端3脚之间经电阻R7接此号输出端，放大器U3的1脚也接此号输出端；依据热电偶U2的冷端T0的温度、测量端TC的温度，查热电偶分度表计算得热电偶U3的热电势K1，由于测量端TC的电压为0V，通过公式：0=K1+U3-k*R2/(R1+R2)，计算得到电阻R3的电压U3，通过流过R3的
电流I，计算得到R3的阻值；其中k为比例系数，也可以叫修正系数。
[0006] 本发明技术方案的进一步改进在于：电阻R1和电阻R2的阻值满足R2=(R1+R2)/50，k=0.6。
[0007] 本发明技术方案的进一步改进在于：非线性的软件处理是指，
应用软件处理的方式来矫正曲线的非线性，将采样值均匀的分成i段，令其值依次为Q0，Q1，Q2，…，Qi；根据模拟量热电势到采样值的变化因子，依次列出对应热电势为E0，E1，E2，…，Ei；再利用热电偶的分度表，查找出各个热电势对应的温度，依次为T0，T1，T2…，Ti；以上每个表中的值在另外两个中有唯一的值对应，从而形成了相互映射关系，热电势只是中间变量，在温度转化中只要T表和E表就可以实现采样值到时间温度的转化。在采样值向温度值的转换实现过程中。
[0008] 本发明技术方案的进一步改进在于：具体过程如下：获取模拟量热电势的采样值Q，假设Q位于区间（QJ，QJ+1）上，将所属区间映射到温度表中对应的区间（TJ，TJ+1）上，先计算出该区间上比例因子∮，最后得出Q值所对应的温度T值，计算公式如下：T=TJ+∮(Q-QJ)= [TJ(TJ+1- TJ)/( QJ+1- QJ)]( Q-QJ)，∮为比例因子。
[0009] 本发明技术方案的进一步改进在于：波序控制是指，将全周波作为最小调节量，保证了正、负半波对称，减少了对
电网的不良影响；对于基频的选择，由于太小会导致
分辨率和控制精度的降低，太大又会加大控制周期，容易引起较大的超调量，因此选择基频为200，则控制周期为0.02S*200=4S，每个全波周期都标上相应的序号；当导通率为100%时，200个周波全导通；当导通率≤50时，导通波间隔为（200-n）/n，n为导通周
波数；当导通率≤50时截止波的间隔为n/(200-n)；在导通率为50%时，导通波间隔为1，那么当导通率小于50%时，在200全波中插入导通波，当导通率大于50%，在200全波中插入截止波。
[0010] 本发明技术方案的进一步改进在于：如果导通率为25%，则每隔3个截止周波有1个导通周波，那么插入导通波的
位置为1、5、9、13、…、197；如果导通率为75%，则每隔1个截止周波有3个导通周波，那么插入截止波的位置为1、5、9、13、…、197。
[0011] 由于采用了上述技术方案，本发明取得的有益效果是：本设计是针对加热炉温度采样和控制开发过程中冷端补偿、非线性处理、控制输出这三点问题提出的。利用二极管的温度和端电压的线性特性设计的补偿电路简单，且具有动态补偿作用；利用软件强大的存储和查找功能实现小区间上直线对温度和采样值曲线的拟合，从而矫正了采样过程中的非线性误差，容易实现且有效；波序控制是在通断时间比控制的
基础上提出的，将导通或截止分布到整个控制周期，能够均匀加热。在
波形分布均匀的前提下，控制周期的长度基本不会对导通率造成影响，从而实现了加热炉温度控制过程中误差的改进。经过这三方面的处理，有效地降低了温度采集和控制过程中的误差，从而提高了加热炉炉温的控制精度。
附图说明
[0012] 图1为本发明的冷端温度动态补偿电路图；图2为本发明的非线性的软件处理的采样值到温度值映射图；
图3为本发明的波序控制中当n=3、50、100、200时的波形图。
具体实施方式
[0013] 下面结合
实施例对本发明做进一步详细说明。
[0014] 本发明公开了一种加热炉温度控制过程中的误差矫正方法，从温度采集、处理、输出三个阶段进行矫正，分别进行冷端温度动态补偿、非线性的软件处理、波序控制。
[0015] 冷端温度动态补偿是指利用二极管D1的温度和热电偶U2的端电压的线性特性设计基于PN结构特性的补偿电路，补偿电路包括二极管D1、电阻R1-电阻R7、放大器U3、热电偶U2，二极管D1两端接在VCC和地之间，电阻R1和电阻R2串联后与二极管D1并联，限流电阻R3与二极管D1并联，限流电阻R3的活动触头连接热电偶U2的冷端T0，热电偶U2的测量端TC经电阻R5连接放大器U3的反向端2脚，放大器U3的正向端3脚经电阻R4连接在电阻R1和电阻R2之间，电阻R5和放大器U3的反向端2脚之间经电阻R6接地，电阻R4和放大器U3的正向端3脚之间经电阻R7接此号输出端，放大器U3的1脚也接此号输出端；依据热电偶U2的冷端T0的温度、测量端TC的温度，查热电偶分度表计算得热电偶U3的热电势K1，由于测量端TC的电压为0V，通过公式：0=K1+U3-k*R2/(R1+R2)，计算得到电阻R3的电压U3，通过流过R3的电流I，计算得到R3的阻值；其中k为比例系数，也可以叫修正系数。
[0016] 电阻R1和电阻R2的阻值满足R2=(R1+R2)/50，k=0.6。
[0017] 非线性的软件处理是指，应用软件处理的方式来矫正曲线的非线性，将采样值均匀的分成i段，令其值依次为Q0，Q1，Q2，…，Qi；根据模拟量热电势到采样值的变化因子，依次列出对应热电势为E0，E1，E2，…，Ei；再利用热电偶的分度表，查找出各个热电势对应的温度，依次为T0，T1，T2…，Ti；以上每个表中的值在另外两个中有唯一的值对应，从而形成了相互映射关系，热电势只是中间变量，在温度转化中只要T表和E表就可以实现采样值到时间温度的转化。在采样值向温度值的转换实现过程中。
[0018] 具体过程如下：获取模拟量热电势的采样值Q，假设Q位于区间（QJ，QJ+1）上，将所属区间映射到温度表中对应的区间（TJ，TJ+1）上，先计算出该区间上比例因子∮，最后得出Q值所对应的温度T值，计算公式如下：T=TJ+∮(Q-QJ)= [TJ(TJ+1- TJ)/( QJ+1- QJ)]( Q-QJ)，∮为比例因子。
[0019] 波序控制是指，将全周波作为最小调节量，保证了正、负半波对称，减少了对电网的不良影响；对于基频的选择，由于太小会导致分辨率和控制精度的降低，太大又会加大控制周期，容易引起较大的超调量，因此选择基频为200，则控制周期为0.02S*200=4S，每个全波周期都标上相应的序号；当导通率为100%时，200个周波全导通；当导通率≤50时，导通波间隔为（200-n）/n，n为导通周波数；当导通率≤50时截止波的间隔为n/(200-n)；在导通率为50%时，导通波间隔为1，那么当导通率小于50%时，在200全波中插入导通波，当导通率大于50%，在200全波中插入截止波。
[0020] 如果导通率为25%，则每隔3个截止周波有1个导通周波，那么插入导通波的位置为1、5、9、13、…、197；如果导通率为75%，则每隔1个截止周波有3个导通周波，那么插入截止波的位置为1、5、9、13、…、197
举例说明如下：
针对加热炉温度采集和控制过程中产生误差的三个问题的解决方案：从温度采集、处理、输出三个阶段进行矫正。在图1中，PN结的结电压是二极管D1的温度电压；要补偿的电压是图中T0端电压；冷端补偿电压是图1中T0端电压；测量端是图1中TC端；涉及到的0.6是比例系数，也可以叫修正系数。
[0021] 1）冷端温度动态补偿：热电偶冷端温度的补偿方式是基于PN结构特性提出的，在 -100℃ 100℃内PN结具有比较理想的线性。当PN结处于25℃时查表得出结电压为0.6V，其~结电压可以随温度的变化率约为-2mV/℃。当外界温度从0℃上升到25℃时查热电偶分度表得热电偶要补偿的电压是1.0025 mV，而二极管温度端电压变化是-50 mV，可得下式：-50 mV×[R2/(R1+R2)]=-1.0025 mV (1)。
[0022] 从式(1)中可以看出，所补偿的电压（T0端电压）为PN结电压的1/50，即当R2=(R1+R2)*1/50就满足要求。假设R1为4.9kΩ，则R2为100Ω。其电路图如附图1所示。
[0023] 假设外界温度为30℃时，查热电偶分度表计算得需要冷端补偿的电压为1.203 mV，PN结的端电压变化为60 mV，同样冷端补偿电压为PN结的端电压的1/50，故此电路可以实现热电偶冷端温度的动态补偿。由于PN结的温度和端电压成反向，即其端电压随着温度的升高而减小，因此通常将补偿电压加在放大器的反向端。要保证热电偶正常工作其冷端补偿回路必须满足测量端TC为0℃时，输出
信号为0V。当冷端T0端的温度为25℃时，测量端TC温度为318℃时，查热电偶分度表获得热电势输出为K1，
输出电压为0V，故有：0= K1+U3-0.6 R2/(R1+R2) (2)，在(2)式中，U3表示R3两端的电压，查热电偶分度表计算得U3为11.97mv，当流过R3的电流为1 mA时，计算得R3约为11.97Ω，这个结果与热电偶的中间温度定律基本一致。
[0024] 2）非线性的软件处理：由于热电偶的温度和热电势的关系是非线性的，且其变化比较复杂。利用反馈电路能在一定程度上矫正这种非线性，但却无法达到比较理想的效果。而根据热电势的变化曲线分段补偿的，能够很好的矫正非线性，但电路设计比较复杂很难实现。
[0025] 在此，应用软件处理的方式来矫正曲线的非线性，将采样值均匀的分成i段，令其值依次为Q0，Q1，Q2，…，Qi;根据模拟量（热电势）到采样值的变化因子，依次列出对应热电势为E0，E1，E2，…，Ei;再利用热电偶的分度表，查找出各个热电势对应的温度，依次为T0，T1，T2…，Ti。以上每个表中的值在另外两个中有唯一的值对应，从而形成了相互映射关系。热电势只是中间变量，在温度转化中只要T表和E表就可以实现采样值到时间温度的转化。在采样值向温度值的转换实现过程中，具体过程如下：获取采样的结果Q值（Q是指采样值得量化因子，是模拟量热电势的采样值），假设Q位于区间（QJ，QJ+1）上，将所属区间映射到温度表中对应的区间（TJ，TJ+1）上，先计算出该区间上比例因子∮，最后得出Q值所对应的温度T值。采样值到温度值映射表如图2所示。
[0026] 计算公式如下：T=TJ+∮(Q-Qi)= [TJ(TJ+1- TJ)/( QJ+1- QJ)]( Q-Qi)。
[0027] 3)波序控制：首先分析一下通断时间比控制和波序控制两者共同存在的问题，即基本周期的选取以及其对控制周期的影响。对于通断时间比控制基本周期的选取，鉴于其将基本周期分为导通和截止两部分的特性，为了保证控制精度，应当选择的控制周期为基本周期的整数倍。如果不是整数倍就会造成截止误差。若选择1S为基本周期，有100个半波，分辨率为 1%。若选择5.5S为控制周期，导通率为50%，即基本周期的前50个半
波导通，后50个半波截断，那么，这时的整个控制周期内的导通率不是50%而是52.4%了。也就是说
控制器所要求的输出被执行器所篡改，这是由于控制周期的选择不当导致的，是一种人为导致的非线性误差。
[0028] 由上面的推理可知基本周期的加长，意味着半波波形的增多，同时也提高了输出分辨率。但基本周期过长又会导致控温精度的降低（周期的加长意味着导通与绝对的绝对时间加长，容易引起更大的超调量）此外控制周期也只能在有限的几个基本周期的倍率上选择。而对于波序控制，控制周期的长短不会影响导通率，也就是说，对于均匀分布的波形，无论控制周期选取多少，其导通率是恒定的，故对控制精度不会造成影响。对于通断时间比控制与波形控制的分析，结合其各自的优点，提出以下方案：将全周波作为最小调节量，保证了正、负半波对称，减少了对电网的不良影响。对于基频的选择，太小会导致分辨率和控制精度的降低；太大又会加大控制周期，容易引起较大的超调量。本文选择基频为200，则控制周期为4S(0.02S*200)。每个全波周期都标上相应的序号。当导通率为100%时，200个周波全导通；当导通率≤50时，导通波间隔为（200-n）/n (n为导通周波数)；当导通率≤50时截止波的间隔为n/(200-n)。在导通率为50%时，导通波间隔为1，那么当导通率小于50%时，在200全波中插入导通波（如导通率为25%，则每隔3个截止周波有1个导通周波，那么插入导通波的位置为1，5，9，13，…，197），当导通率大于50%，在200全波中插入截止波（如导通率为
75%，则每隔1个截止周波有3个导通周波，那么插入截止波的位置为1，5，9，13，…，197）。当n=3，n=50，n=100，n=200的波形图如附图3所示。
[0029] 其他导通率可按上面的推理得出。这种方法既保持了波序控制的优点又克服了以半周波为最小调节量方法的缺点。
