技术领域
[0001] 本
发明属于通信技术领域，更进一步涉及
信号处理技术领域中的单载波交织频分多址系统中的多用户信噪比盲估计方法。本发明可用于卫星通信、移动通信、电离层散射通信、
对流层散射通信等通信技术领域中，采用单载波交织频分多址系统(SC-IFDMA)，并对系统中各用户的信噪比进行盲估计的方法。
背景技术
[0002] 在通信系统中，常见的表征信道传输
质量的指标有：信道时延扩展、信噪比、误码率、误
帧率等。其中误码率、误帧率是通信系统传输质量的直接衡量指标，往往需要统计大量的数量才能得到，耗时较长，不利于即时使用。但信噪比(Signal to Noise Ratio，SNR)可以实时测量，它与误码率、误帧率也有直接的关系，所以常采用信噪比作为通信系统传输质量的衡量指标。高
精度的信噪比估计可以为功率控制、越区切换和信道速率匹配等提供准确的信道质量信息，充分发掘信道潜在的传输能
力，提升通信系统的性能。
[0003] 现有的信噪比估计方法总体上可以分为两种：一种是基于已知数值的导频数据估计信噪比的方法，另一种是盲估计方法。前者需要不断地在每条
子载波上发送大量的导频数据，提高估计的准确性，这样会降低通信系统的传输效率；后者是通过统计有用信号和噪声干扰的特征值估计信噪比，插入的导频数据也作为部分样本数据盲估计信噪比。
[0004] 中国科学院上海微系统与信息技术研究所在其
申请的
专利文献“一种信噪比估计方法”(申请号201410152838.2，申请日2014.04.16，公开号103916342A)中提出一种根据接收信号中插入的导频数据估计信道信噪比的方法。该方法首先从接收到的数据符号中获取到导频所在
位置的导频数值、信道估计值和高斯白噪声，然后根据导频数值、信道估计值和高斯白噪声获取相应导频所在位置的导频位置信息，最后根据导频位置、信道估计值和导频位置信息获取接收信号的信噪比估计值。该方法存在的不足之处是，在估计信噪比时，需要一定的先验信息，为提高信噪比估计的准确性，需要在频域信号中插入较多的导频数据，这样会降低数据传输的效率，但过少的导频会导致信噪比估计的准确度下降，不能很好的反应通信链路质量，影响系统的性能。
[0005] 上海鑫皇实业有限公司在其申请的专利文件“一种OFDM系统的信噪比盲估计方法”(申请号201510288359.8，申请日2015.05.29，公开号106302286A)中提出一种OFDM系统的信噪比盲估计方法。该方法首先对OFDM前导序列进行傅里叶变换，然后经傅里叶变换后的前导符号获取数据子载波
平均功率，经傅里叶变换后的前导符号获取虚载波平均功率，最后根据信号的平均功率和虚载波平均功率确定信噪比。该方法存在的不足之处是，需要使用前导符号估计信号的功率和噪声功率，若信道变化剧烈，前导符号估计出的信噪比不再适用于数据符号部分，而且前导符号的样本数据有限，导致低信噪比估计不准确。
发明内容
[0006] 本发明的目的在于针对上述
现有技术存在的不足，提出一种单载波交织频分多址系统中使用各用户时域信号盲估计信噪比的方法，适用于信道具有非线性功放，信号包络
波动小，低信噪比特性的通信环境，可以提升估计低信噪比的准确性，提高单载波交织频分多址系统的传输效率。
[0007] 为实现上述目的，本发明采取的技术方案，包括如下步骤：
[0008] (1)将输入的信号变换为频域信号：
[0009] 将各用户的的二进制信号，输入到单载波交织频分多址系统中，分别经交织和编码、数字调制、
串并转换后，进行点数等于M的离散傅里叶变换DFT，得到各用户的频域信号，其中M表示单载波交织频分多址系统中各用户占用的子载
波数目；
[0010] (2)将频域信号变换为时域信号：
[0011] 在各用户的频域信号中，插入在接收端各用户时域信号中作为部分样本数据盲估计信噪比的
块状导频，按照交织式映射公式，分别将各用户的M条子载波映射到总数为N的子载波上，进行点数与N相等的逆快速傅里叶变换IFFT，得到多用户时域信号，其中N表示单载波交织频分多址系统中多用户子载波的总数；
[0012] (3)发送已调制信号：
[0013] 在多用户时域信号中加入长度为C的循环前缀，将经过
并串转换后生成的多用户已调制信号以子帧为单位发送出去，其中C表示单载波交织频分多址系统中循环前缀占用的子载波数目；
[0014] (4)接收含有噪声的信号：
[0015] 多用户已调制信号经过平坦信道或者
频率选择性衰落信道，受到信道高斯白噪声的干扰，到达接收端，接收端接收到含有噪声的信号；
[0016] (5)多用户信号分离获得各用户时域信号：
[0017] (5a)将含有噪声的信号进行串并转换，去除长度为C的循环前缀，得到含有噪声的多用户时域信号；
[0018] (5b)将含有噪声的多用户时域信号进行点数等于N的快速傅里叶变换FFT，得到含有噪声的多用户频域信号；
[0019] (5c)将含有噪声的多用户频域信号，按照交织式解映射公式，将N条子载波分别解映射到M条子载波上，得到含有噪声的各用户频域信号；
[0020] (5d)将含有噪声的各用户频域信号进行点数等于M的逆快速傅里叶变换IFFT，再按照交织式映射公式，分别将各用户的M条子载波映射到总数为N的子载波上，进行点数与N相等的逆快速傅里叶变换IFFT，得到各用户时域信号；
[0021] (6)计算噪声的平均功率：
[0022] 利用噪声平均功率公式，计算各用户时域信号每个子帧中每个单载波交织频分多址符号噪声的平均功率；
[0023] (7)计算单载波交织频分多址符号的平均功率：
[0024] 利用符号平均功率公式，计算各用户时域信号每个子帧中每个单载波交织频分多址符号的平均功率；
[0025] (8)计算单载波交织频分多址符号的信噪比：
[0026] 利用符号信噪比公式，计算各用户时域信号每个子帧中每个单载波交织频分多址符号的信噪比；
[0027] (9)计算每个子帧的信噪比：
[0028] 利用子帧信噪比公式，计算各用户时域信号每个子帧的信噪比，所估计的信噪比指的是多用户已调制信号中各个用户受信道高斯白噪声干扰的信噪比。
[0029] 本发明与现有技术相比具有以下优点：
[0030] 第一，由于本发明在单载波交织频分多址系统中，在各用户的频域信号中，插入在接收端各用户时域信号中作为部分样本数据盲估计信噪比的块状导频，克服了现有技术中基于已知数值的导频数据估计信噪比的方法，需在频域信号中插入较多导频数据，并在接收端用这些已知数值的导频数据估计信道的信噪比，会降低单载波交织频分多址系统传输效率的缺点，使得本发明能够直接使用各用户时域信号对信道的信噪比进行盲估计，提升了单载波交织频分多址系统的传输效率。
[0031] 第二，由于本发明单载波交织频分多址系统中，直接计算各用户时域信号每个子帧中每个单载波交织频分多址符号噪声的平均功率和单载波交织频分多址符号的平均功率，进而估计单载波交织频分多址系统中每个子帧的信噪比，克服了现有技术中样本数据有限，不能准确估计信噪比的缺点，使得本发明能够利用大量的各用户时域信号估计信噪比，提高信噪比估计的准确性，尤其是低信噪比估计的准确性。
附图说明
[0033] 图2是本发明单载波交织频分多址系统子帧结构示意图；
[0034] 图3是本发明各用户时域信号估计信噪比与现有技术的基于已知数值的导频数据估计信噪比仿真对比图；
[0035] 图4是本发明各用户时域信号信噪比估计结果与理论信噪比归一化均方误差及现有技术的基于已知数值的导频数据估计信噪比结果与理论信噪比归一化均方误差对比图。
具体实施方式
[0036] 下面结合附图对本发明做进一步的描述。
[0037] 参照附图1，对本发明实现的具体步骤描述如下。
[0038] 步骤1，将输入的信号变换为频域信号。
[0039] 将各用户的的二进制信号，输入到单载波交织频分多址系统中，分别经交织和编码、数字调制、串并转换后，进行点数等于M的离散傅里叶变换DFT，得到各用户的频域信号，其中M表示单载波交织频分多址系统中各用户占用的子载波数目。
[0040] 步骤2，将频域信号变换为时域信号。
[0041] 参照附图2所示的单载波交织频分多址系统子帧结构示意图，白色实线方框表示单载波交织频分多址系统中各用户的数据，黑色实线方框表示在各用户的频域信号中，插入在接收端各用户时域信号中作为部分样本数据盲估计信噪比的块状导频，白色虚线勾画出的方框表示单载波交织频分多址系统中单载波交织频分多址符号。
[0042] 在各用户的频域信号中，插入在接收端各用户时域信号中作为部分样本数据盲估计信噪比的块状导频，按照交织式映射公式，分别将各用户的M条子载波映射到总数为N的子载波上，进行点数与N相等的逆快速傅里叶变换IFFT，得到多用户时域信号，其中N表示单载波交织频分多址系统中多用户子载波的总数。
[0043] 交织式映射公式如下：
[0044]
[0045] 其中，Xk表示交织式映射后总数为N的第k条子载波，k表示多用户子载波的序号，k的取值是k＝0,1,2,...,N-1，Xp表示交织式映射前总数为M第p条子载波，p表示各用户子载波的序号，p的取值是p＝0,1,2,...,M-1，Q表示子载波映射间隔，其数值大小等于单载波交织频分多址系统中可容纳的用户数， u表示不同用户映射的起始位置，其取值范围是0≤u≤Q-1。
[0046] 多用户时域信号是指，子载波的总数为N，单载波交织频分多址符号为F*L二维时频结构的多用户时域信号，其中，F表示单载波交织频分多址系统
中子帧的总数，*表示相乘操作，L表示每个子帧中单载波交织频分多址符号的总数。
[0047] 步骤3，发送已调制信号。
[0048] 在多用户时域信号中加入长度为C的循环前缀，将经过并串转换后生成的多用户已调制信号以子帧为单位发送出去，其中C表示单载波交织频分多址系统中循环前缀占用的子载波数目。
[0049] 步骤4，接收含有噪声的信号。
[0050] 多用户已调制信号经过平坦信道或者
频率选择性衰落信道，受到信道高斯白噪声的干扰，到达接收端，接收端接收到含有噪声的信号。
[0051] 步骤5，多用户信号分离获得各用户时域信号。
[0052] 将含有噪声的信号进行串并转换，去除长度为C的循环前缀，得到含有噪声的多用户时域信号；
[0053] 将含有噪声的多用户时域信号进行点数等于N的快速傅里叶变换FFT，得到含有噪声的多用户频域信号；
[0054] 将含有噪声的多用户频域信号，按照交织式解映射公式，将N条子载波分别解映射到M条子载波上，得到含有噪声的各用户频域信号；
[0055] 将含有噪声的各用户频域信号进行点数等于M的逆快速傅里叶变换IFFT，再按照交织式映射公式，分别将各用户的M条子载波映射到总数为N的子载波上，进行点数与N相等的逆快速傅里叶变换IFFT，得到各用户时域信号。
[0056] 交织式解映射公式如下：
[0057]
[0058] 其中， 表示交织式解映射后总数为M第p条子载波，p表示各用户子载波的序号，p的取值是p＝0,1,2,...,M-1， 表示交织式解映射前总数为N的第k条子载波，k表示多用户子载波的序号，k的取值是k＝0,1,2,...,N-1，u表示不同用户映射的起始位置，其取值范围是0≤u≤Q-1，Q表示子载波映射间隔，其数值大小等于单载波交织频分多址系统中可容纳的用户数，
[0059] 步骤6，计算噪声的平均功率。
[0060] 根据各用户时域信号按子载波序号具有周期性重复的性质，重复形式与映射的起始位置u有关，利用噪声平均功率公式，计算各用户时域信号每个子帧中每个单载波交织频分多址符号噪声的平均功率。
[0061] 噪声平均功率公式如下：
[0062]
[0063] 其中， 表示第v个用户时域信号中第d个子帧的第t个单载波交织频分多址符号噪声的平均功率，v表示单载波交织频分多址系统中各用户的序号，其取值是v＝0,1,2,...,Q-1，Q表示子载波映射间隔，其数值大小等于单载波交织频分多址系统中可容纳的用户数， d表示单载波交织频分多址系统中子帧的序号，其取值是d＝0,1,2,...,F-
1，F表示单载波交织频分多址系统中子帧的总数，t表示单载波交织频分多址符号的序号，其取值是t＝0,1,2,...,L-1，L表示每个子帧中单载波交织频分多址符号的总数，k表示多用户子载波的序号，k的取值是k＝0,1,2,...,N-1，∑表示求和操作，||·||2表示求二阶矩操作，[·]表示求
实部和
虚部的绝对值操作，Yt,k表示各用户时域信号每个子帧的第t个单载波交织频分多址符号中第k条子载波， 表示各用户时域信号每个子帧的第t个单载波交织频分多址符号中第 条子载波，b表示按含有噪声的时域信号重复次数的序号，其取值是b＝0,1,2， 表示各用户时域信号中每个子帧的第t个单载波交织频分多址符号中第 条子载波， 表示各用户时域信号中每个子帧的第t个单载波交织频分多址符号中第 条子载波。
[0064] 步骤7，计算单载波交织频分多址符号的平均功率。
[0065] 利用符号平均功率公式，计算各用户时域信号每个子帧中每个单载波交织频分多址符号的平均功率。
[0066] 符号平均功率公式是指，利用以下两种公式中的任意一种，计算各用户时域信号每个子帧的每个单载波交织频分多址符号的平均功率：
[0067]
[0068]
[0069] 其中， 表示第v个用户时域信号中第d个子帧的第t个单载波交织频分多址符号的平均功率，v表示单载波交织频分多址系统中各用户的序号，其取值是v＝0,1,2,...,Q-1，Q表示子载波映射间隔，其数值大小等于单载波交织频分多址系统中可容纳的用户数，d表示单载波交织频分多址系统中子帧的序号，其取值是d＝0,1,2,...,F-1，F表示单载波交织频分多址系统中子帧的总数，t表示单载波交织频分多址符号的序号，其取值是t＝0,1,2,...,L-1，L表示每个子帧中单载波交织频分多址符号的总数，k表示多用户子载波的序号，k的取值是k＝0,1,2,...,N-1，∑表示求和操作，||·||2表示求二阶矩操作，Yt,k表示第v个用户时域信号中第d个子帧的第t个单载波交织频分多址符号的第k条子载波，表示第v个用户时域信号中第d个子帧的第t个单载波交织频分多址符号噪声的平均功率，[·]表示求实部和虚部的绝对值操作，b表示按含有噪声的时域信号重复次数的序号，其取值是b＝0,1,2， 表示第v个用户时域信号中第d个子帧的第t个单载波交织频分多址符号的第 条子载波， 表示第v个用户时域信号中第d个子帧的第t个单载波交织频分多址符号的第 条子载波。
[0070] 步骤8，计算单载波交织频分多址符号的信噪比。
[0071] 利用符号信噪比公式，计算各用户时域信号每个子帧中每个单载波交织频分多址符号的信噪比。
[0072] 符号信噪比公式如下：
[0073]
[0074] 其中， 表示第v个用户时域信号中第d个子帧的第t个单载波交织频分多址符号的信噪比，v表示单载波交织频分多址系统中各用户的序号，其取值是v＝0,1,2,...,Q-1，Q表示子载波映射间隔，其数值大小等于单载波交织频分多址系统中可容纳的用户数，d表示单载波交织频分多址系统中子帧的序号，其取值是d＝0,1,2,...,F-1，F表示单载波交织频分多址系统中子帧的总数，t表示单载波交织频分多址符号的序号，其取值是t＝0,1,2,...,L-1，L表示每个子帧中单载波交织频分多址符号的总数，k表示多用户子载波的序号，k的取值是k＝0,1,2,...,N-1， 表示表示第v个用户时域信号中第d个子帧的第t个单载波交织频分多址符号的平均功率， 表示第v个用户时域信号中第d个子帧的第t个单载波交织频分多址符号噪声的平均功率。
[0075] 步骤9，计算每个子帧的信噪比。
[0076] 利用子帧信噪比公式，计算各用户时域信号每个子帧的信噪比，所估计的信噪比指的是多用户已调制信号中各个用户受信道高斯白噪声干扰的信噪比。
[0077] 子帧信噪比公式如下：
[0078]
[0079] 其中， 表示第v个用户时域信号中第d个子帧的信噪比，v表示单载波交织频分多址系统中各用户的序号，其取值是v＝0,1,2,...,Q-1，Q表示子载波映射间隔，其数值大小等于单载波交织频分多址系统中可容纳的用户数， d表示单载波交织频分多址系统中子帧的序号，其取值是d＝0,1,2,...,F-1，F表示单载波交织频分多址系统中子帧的总数，L表示每个子帧中单载波交织频分多址符号的总数，表示求和操作， 表示第v个用户时域信号中第d个子帧的第t个单载波交织频分多址符号的信噪比，t表示单载波交织频分多址符号的序号，其取值是t＝0,1,2,...,L-1。
[0080] 下面结合仿真图对本发明的效果做进一步的描述。
[0081] 1.仿真条件：
[0082] 运用MATLABR2013a
软件对本发明和现有技术的基于已知数值的导频数据估计信噪比的方法进行对比仿真，其结果如图3和图4所示。
[0083] 2.仿真内容与结果分析：
[0084] 图3是本发明各用户时域信号估计信噪比与现有技术的基于已知数值的导频数据估计信噪比仿真对比图，其横轴表示信噪比，单位是dB，纵轴表示估计出的信噪比，单位是dB。本发明的仿真实验中取单载波交织频分多址系统中单用户占用的子载波数目M＝32，单载波交织频分多址系统中子载波的总数N＝256，单载波交织频分多址系统中子帧的总数F＝24，每个子帧中单载波交织频分多址符号的总数L＝15，子载波映射间隔Q＝8，映射的起始位置u＝0，使用如下的本发明符号平均功率公式，计算单载波交织频分多址符号的平均功率，进而估计各用户时域信号每个子帧的信噪比。
[0085]
[0086] 与本发明估计信噪比的方法对应的现有技术是基于已知数值的导频数据估计每个子帧的信噪比，将上述两种方法估计信噪比的结果与理论信噪比进行比较。图3中以星型标示的实线表示理论信噪比曲线，以三
角形标示的实线表示基于已知数值的导频估计出的信噪比曲线，以五角星标示的实线表示本发明估计出的信噪比曲线。
[0087] 由三条曲线可以看出，基于已知数值的导频数据估计出的信噪比，可以估计到-6dB，采用本发明估计出的信噪比，可以估计到-18dB。据此，本发明通过使用大量的各用户时域信号，能够有效提高信噪比估计的范围，获得更好的估计性能，同时，使用本发明技术与现有技术相比可以节省单载波交织频分多址系统的开销，提高信号的传输效率。
[0088] 图4是本发明各用户时域信号信噪比估计结果与理论信噪比归一化均方误差及现有技术的基于已知数值的导频数据估计信噪比结果与理论信噪比归一化均方误差对比图，其横轴表示信噪比，单位是dB，纵轴表示归一化均方误差。本发明的仿真实验仿真条件同上，分别计算估计出的信噪比与真实信噪比的相对误差，得到归一化均方误差。
[0089] 图4中以三角形标示的实线表示已知数值的导频估计出的信噪比与理论信噪比的归一化均方误差，以五角星标示的实线表示本发明估计出的信噪比与理论信噪比的归一化均方误差。由两条曲线可以看出，基于已知数值的导频数据估计出的信噪比的归一化均方误差要高于本发明，这是由于使用现有技术可采用已知数值的导频数据数量有限，估计的误差较大。使用本发明在信噪比估计正确的前提下，归一化均方误差在10-1以下。进一步证明采用本发明的方法可以提升信噪比估计的准确性。
