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集成了新型 本振泄露补偿网络的毫米波双平衡混频器

阅读：221发布：2023-02-05

专利汇可以提供集成了新型本振泄露补偿网络的毫米波双平衡混频器专利检索，专利查询，专利分析的服务。并且本发明公开了一种集成了新型本振泄露补偿网络的毫米波双平衡混频器，其包括本振端变压器、二极管环、射频端变压器、本振匹配网络、射频匹配网络、中频匹配及滤波网络、新型本振泄露补偿网络、高频旁路电容；所述二级管环包括四个相同的二极管，新型本振泄露补偿网络包括包括两个相同的电阻、两个相同的电容和一段传输线。通过改变新型本振泄露补偿网络中电阻的大小和传输线的长度可以有效抵消混频器中固有的本振泄露分量，提升混频器本振到射频端口的隔离度；通过将传输线蜿蜒布线可以减小其占用芯片的面积；此外，新型本振泄露补偿网络的引入对混频器的变频增益几乎没有影响。，下面是集成了新型本振泄露补偿网络的毫米波双平衡混频器专利的具体信息内容。

权利要求

1.一种集成了新型本振泄露补偿网络的毫米波双平衡混频器，其特征在于：该混频器包括本振端变压器、二极管环、射频端变压器、本振匹配网络、射频匹配网络、中频匹配及滤波网络、新型本振泄露补偿网络、高频旁路电容；新型本振泄露补偿网络中第一电阻R1的一端与本振端口、本振匹配网络的一端连接，第一电阻R1的另一端与第一电容C1的一端连接，第一电容C1的另一端与传输线的一端连接，传输线的另一端与第二电容C2的一端连接，第二电容C2的另一端与第二电阻R2的一端连接，第二电阻R2的另一端与射频端口、射频匹配网络的一端连接；
其中，混频器的本振信号通过本振端变压器的初级线圈输入，射频信号通过射频端变压器的初级线圈输入；连接本振端变压器次级线圈的中心抽头接地，连接射频端变压器次级线圈的中心抽头引出中频信号，中频端高频旁路电容接地；新型本振泄露补偿电路连接在本振端口和射频端口之间。
2.根据权利要求1所述的集成了新型本振泄露补偿网络的毫米波双平衡混频器，其特征在于：到达混频器射频端口的固有本振泄露分量和额外本振泄露分量分别表示为：
vLO1-RF(t)＝VLO1cos(2πfLOt-θ1)  (1)
vLO2-RF(t)＝VLO2cos(2πfLOt-θ2)  (2)
其中，t表示时间，fLO分别表示本振信号的频率，VLO1和VLO2分别为固有本振泄露分量和额外本振泄露分量的幅度，θ1和θ2分别为固有本振泄露分量和额外本振泄露分量的相位；因此，泄露到射频端口的总的本振分量为：
vLO-RF(t)＝VLO1cos(2πfLOt-θ1)+VLO2cos(2πfLOt-θ2)  (3)
为抵消混频器射频端口的本振泄露分量从而提升混频器本振到射频端口的隔离度，需使经过新型本振泄露补偿网络的额外本振泄露分量幅度与固有本振泄露分量的幅度相等、但相位与固有本振泄露分量的相位相反，即满足VLO2＝VLO1，θ2＝θ1±(2n+1)π，其中n为自然数。
3.根据权利要求1-3任一所述的集成了新型本振泄露补偿网络的毫米波双平衡混频器，其特征在于：所述二级管环包括二极管D1-D4,新型本振泄露补偿网络包括电阻R1-R2、电容C1-C2、传输线；其中第一电阻R1和第二电阻R2的阻值相等，第一电容C1和第二电容C2的容值相等；新型本振泄露补偿网络中第一电阻R1的一端与本振端口、本振匹配网络的一端连接，第一电阻R1的另一端与第一电容C1的一端连接，第一电容C1的另一端与传输线的一端连接，传输线的另一端与第二电容C2的一端连接，第二电容C2的另一端与第二电阻R2的一端连接，第二电阻R2的另一端与射频端口、射频匹配网络的一端连接；本振变压器的初级线圈的一端接地，另一端与本振匹配网络的另一端连接；射频变压器的初级线圈的一端接地，另一端与射频匹配网络的另一端连接；本振变压器的次级线圈的一端与第一晶体管D1的阴极、第二晶体管D2的阳极连接，另一端与第三晶体管D3的阴极、第四晶体管D4的阳极连接，次级线圈中心抽头接地；射频变压器的次级线圈的一端与第二晶体管D2的阴极、第三晶体管D3的阳极连接，另一端与第四晶体管D4的阴极、第一晶体管D1的阳极连接，次级线圈中心抽头与高频旁路电容C3的一端、中频匹配及滤波网络的一端连接；高频旁路电容C3的另一端接地，中频匹配及滤波网络的另一端接中频端口。

说明书全文

集成了新型本振泄露补偿网络的毫米波双平衡混频器

技术领域

[0001] 本发明属于微波毫米波技术领域，涉及一种毫米波双平衡混频器，尤其涉及一种集成了低成本、小型化的新型本振泄露补偿网络从而获得更高本振抑制度的毫米波双平衡混频器。

背景技术

[0002] 混频器是微波毫米波通信、导航、射电天文、雷达等系统中的关键器件，其性能对于整个系统有着重要的影响。混频器的主要性能指标包括变频增益、功耗、噪声系数、线性度和端口隔离度等。对于端口隔离度而言，其中最为棘手的是本振到射频端口的隔离。对于发射机来说，混频器本振到射频端口的泄露不仅会增加发射机的输出杂散，影响邻近信道的其他业务或用户，而且还会导致混频器后级的功率放大器提前饱和，影响发射机的输出功率和线性度；对于零中频接收机来说，泄露到混频器射频端口的本振分量经过低噪声放大器和天线的反射后会再次进入混频器与其自身进行混频(自混频)，从而引起直流偏移，严重影响接收机的性能。

[0003] 为了提高混频器本振到射频端口的隔离度，最直接的方法是在混频器的射频端口使用高品质因数的滤波器将泄露的本振分量滤除。然而，在毫米波芯片设计中，片上滤波器不仅品质因数低，而且还会占用较大的芯片面积。而且，毫米波芯片中最常用的零中频收发架构要求本振频率和射频频率相等，因此本振到射频端口的泄露无法通过滤波器滤除，这就要求混频器结构本身具有本振抑制功能。相比于传统的基波混频器，谐波混频器天生具有更高的本振抑制度，然而其变频损耗、噪声系数、输出功率、线性度等其他性能指标通常都比基波混频器差。采用双平衡混频器结构理论上可以完全消除本振到射频端口的泄露，但现实中变压器或巴伦的非理想特性和器件的不一致性仍然会造成本振到射频端口的泄露。此外，芯片的衬底耦合效应也会导致本振到射频的泄露。还有一种提高本振到射频端口隔离度的方法是在混频器的本振端口和射频端口之间引入本振泄露补偿网络，该网络传统上由两个定向耦合器、可调衰减器和可调移相器组成。然而，两个定向耦合器的使用占据了较大的芯片面积，可调衰减器和可调移相器的使用也增加了混频器的成本和复杂度。

[0004] 因此，需要发明一种低成本、小型化的新型本振泄露补偿网络，将其集成到毫米波双平衡混频器中，实现更高的本振到射频端口的隔离度。

发明内容

[0005] 本发明提供一种集成了低成本、小型化的新型本振泄露补偿网络的，具有更高本振抑制度的毫米波双平衡混频器。

[0006] 本发明采用如下技术方案：

[0007] 一种集成了新型本振泄露补偿网络的毫米波双平衡混频器，包括本振端变压器、二极管环、射频端变压器、本振匹配网络、射频匹配网络、中频匹配及滤波网络、新型本振泄露补偿网络、高频旁路电容；所述二级管环包括四个相同的二极管，新型本振泄露补偿网络包括包括两个相同的电阻、两个相同的电容和一段传输线。

[0008] 其中，混频器的本振信号通过本振端变压器的初级线圈输入，射频信号通过射频端变压器的初级线圈输入；连接本振端变压器次级线圈的中心抽头接地，连接射频端变压器次级线圈的中心抽头引出中频信号，并通过高频旁路电容接地；新型本振泄露补偿电路连接在本振端口和射频端口之间，其中传输线尽量蜿蜒布线以减小其占用芯片的面积。

[0009] 针对双平衡混频器中固有的，由变压器或巴伦的非理想特性、器件的不一致性以及衬底耦合等因素造成的本振信号到射频端口的泄露(固有本振泄露分量)，本发明在本振端口和射频端口之间使用一种新型本振泄露补偿网络引入了额外的本振泄露分量，通过改变新型本振泄露补偿网络中电阻的阻值和传输线的长度可以分别控制额外本振泄露分量的幅度和相位，使其幅度和与固有本振泄露分量的幅度相等、相位与固有本振泄露分量的相位相反，从而有效抵消混频器射频端口的本振泄露分量，提升混频器本振到射频端口的隔离度。

[0010] 本发明具有如下优点：

[0011] 1)本发明在双平衡混频器结构的基础上引入新型本振泄露补偿网络，能够有效提高混频器本振到射频端口的隔离度，同时几乎不影响混频器的变频增益特性；

[0012] 2)本发明使用的新型本振泄露补偿网络结构简单，通过蜿蜒布线可以有效减小芯片的面积和成本；

[0013] 3)本发明使用的新型本振泄露补偿网络结构可以集成和应用到多种混频器结构中，应用范围广泛。附图说明

[0014] 图1是本发明的电路原理图；

[0015] 图2是本发明本振到射频端口的隔离度的测试结果；

[0016] 图3是本发明在中频频率为5.8GHz时的变频增益的测试结果。

具体实施方式

[0017] 下面结合附图对本发明作更进一步的说明。

[0018] 如图1所示，本发明提供的一种集成了新型本振泄露补偿网络的毫米波双平衡混频器，包括本振端变压器1、二极管环2、射频端变压器3、本振匹配网络4、射频匹配网络5、中频匹配及滤波网络6、新型本振泄露补偿网络7、高频旁路电容C3；所述二级管环2包括二极管D1-D4,新型本振泄露补偿网络5包括电阻R1-R2、电容C1-C2、传输线8；其中第一电阻R1和第二电阻R2的阻值相等，第一电容C1和第二电容C2的容值相等。具体电路连接关系如下：新型本振泄露补偿网络7中第一电阻R1的一端与本振端口、本振匹配网络4的一端连接，第一电阻R1的另一端与第一电容C1的一端连接，第一电容C1的另一端与传输线8的一端连接，传输线8的另一端与第二电容C2的一端连接，第二电容C2的另一端与第二电阻R2的一端连接，第二电阻R2的另一端与射频端口、射频匹配网络5的一端连接；本振变压器1的初级线圈的一端接地，另一端与本振匹配网络4的另一端连接；射频变压器2的初级线圈的一端接地，另一端与射频匹配网络5的另一端连接；本振变压器1的次级线圈的一端与第一晶体管D1的阴极、第二晶体管D2的阳极连接，另一端与第三晶体管D3的阴极、第四晶体管D4的阳极连接，次级线圈中心抽头接地；射频变压器3的次级线圈的一端与第二晶体管D2的阴极、第三晶体管D3的阳极连接，另一端与第四晶体管D4的阴极、第一晶体管D1的阳极连接，次级线圈中心抽头与高频旁路电容C3的一端、中频匹配及滤波网络6的一端连接；高频旁路电容C3的另一端接地，中频匹配及滤波网络6的另一端接中频端口。

[0019] 针对双平衡混频器中固有的，由变压器或巴伦的非理想特性、器件的不一致性以及衬底耦合等因素造成的本振信号到射频端口的泄露(固有本振泄露分量)，本发明在本振端口和射频端口之间使用一种新型本振泄露补偿网络引入了额外的本振泄露分量，假设到达混频器射频端口的固有本振泄露分量和额外本振泄露分量分别表示为：

[0020] vLO1-RF(t)＝VLO1cos(2πfLOt-θ1) (1)

[0021] vLO2-RF(t)＝VLO2cos(2πfLOt-θ2) (2)

[0022] 其中，t表示时间，fLO分别表示本振信号的频率，VLO1和VLO2分别为固有本振泄露分量和额外本振泄露分量的幅度，θ1和θ2分别为固有本振泄露分量和额外本振泄露分量的相位。因此，泄露到射频端口的总的本振分量为：

[0023] vLO-RF(t)＝VLO1cos(2πfLOt-θ1)+VLO2cos(2πfLOt-θ2) (3)[0024] 在式(3)中，VLO1和θ1的大小是固定的，VLO2的大小可以通过改变电阻R1、R2的阻值来调节，θ2的大小可以通过改变传输线8的长度来调节。

[0025] 为抵消混频器射频端口的本振泄露分量从而提升混频器本振到射频端口的隔离度，需使经过新型本振泄露补偿网络的额外本振泄露分量幅度与固有本振泄露分量的幅度相等、但相位与固有本振泄露分量的相位相反，即满足VLO2＝VLO1和θ2＝θ1±(2n+1)π，其中n为自然数。此外，传输线8应尽量蜿蜒走线以减小其占用的芯片面积。

[0026] 而且，由于电阻R1、R2的阻值在千欧级，新型本振泄露补偿网络7的引入对混频器的变频增益几乎不会有大的影响。

[0027] 图2是本发明本振到射频端口的隔离度的测试结果。由图可见，在未使用本振泄露补偿网络时，本振到射频端口的隔离度在43dB以内，使用本振泄露补偿网络后，本振到射频端口的隔离度可以提高到48dB以上，在本振频率为36GHz处甚至达到了56dB。

[0028] 图3是本发明在中频频率为5.8GHz时的变频增益的测试结果。在使用本振泄露补偿网络后，混频器在射频频率为39.5-44.5GHz内的变频增益为-8.6±0.3dB，由图可见，新型本振泄露补偿网络的使用仅使混频器的变频增益的恶化了0.2dB。

[0029] 本发明采用III-V族化合物半导体集成电路工艺实现。

[0030] 以上所述仅是本发明的优选实施方式，应当指出：对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明原理的前提下，还可以做出若干改进和润饰，这些改进和润饰也应视为本发明的保护范围。

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