电路装置、电子设备和移动体 |
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| 申请号 | CN201510419175.0 | 申请日 | 2015-07-16 | 公开(公告)号 | CN105281691B | 公开(公告)日 | 2019-08-02 |
| 申请人 | 精工爱普生株式会社; | 发明人 | 神崎实; 笠原昌一郎; | ||||
| 摘要 | 电路 装置、 电子 设备和移动体。为了成为能够在较大的电 力 范围内稳定地向天线提供电力而输出发送 信号 的电路装置，电路装置包含： 电流 源，其在第1工作模式中提供第1电流，在第2工作模式中提供比第1电流大的第2电流；以及驱动部，其被提供来自电流源的电流，进行用于经由匹配电路向天线(ANT)输出发送信号的驱动。 | ||||||
| 权利要求 | 1.一种电路装置，其特征在于，包含： |
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| 说明书全文 | 电路装置、电子设备和移动体技术领域[0001] 本发明涉及电路装置、电子设备和移动体。 背景技术[0004] 然而，在迄今为止的无线通信的电路装置中，不能实现如下的功率放大器：抑制对电源电压变动等的依赖，在从高电力到低电力的较大电力范围内稳定地提供电力。 [0005] 专利文献1：日本特开2007-201698号公报 [0006] 非专利文献1：Mona M.Hella and Mohammed Ismail，"RF CMOS Power Amplifiers-Theory，Design and Implementation"，Kluwer Academic Publishers，p.21， 2002 [0007] 根据专利文献1的方法，通过使用运算放大器来调整扼流圈的施加电压，能够使输出电力恒定。但是，像专利文献1那样，使功率放大器从关闭状态变为起动状态的时间(到输出电平稳定为止的时间)较长，因此，在例如OOK(开关键控)方式的振幅调制等中，存在难以提高数据的发送速率这样的问题。 发明内容[0008] 根据本发明的几个目的，能够提供可在较大的电力范围内稳定地向天线提供电力而输出发送信号的电路装置、电子设备和移动体等。 [0009] [应用例1] [0010] 本应用例涉及电路装置，其包含：电流源，其在第1工作模式中提供第1电流，在第2工作模式中，提供比所述第1电流大的第2电流；以及驱动部，其被提供来自所述电流源的电流，进行用于经由匹配电路向天线输出发送信号的驱动。 [0011] 在本应用例中，通过电流源，在第1工作模式中提供第1电流，在第2工作模式中提供比第1电流大的第2电流，由驱动部进行用于经由匹配电路向天线输出发送信号的驱动。这样，在第1工作模式中，电流源提供第1电流，由此，能够向天线提供第1电力而输出发送信号，并且，在第2工作模式中，电流源提供第2电流，由此，能够向天线提供比第1电力大的第2电力而输出发送信号。因此，能够提供可在较大的电力范围内稳定地向天线提供电力而输出发送信号的电路装置等。 [0012] [应用例2] [0013] 在本应用例中，也可以是，所述驱动部包含：第1驱动部，其在所述第1工作模式中，被所述电流源提供电流，进行用于输出所述发送信号的驱动；以及第2驱动部，其具有比所述第1驱动部高的驱动能力，在所述第2工作模式中，被所述电流源提供电流，进行用于输出所述发送信号的驱动。 [0014] 这样，第1驱动部的驱动能力低于第2驱动部，因此能够以电力较低的第1电力输出发送信号，此外，第2驱动部的驱动能力高于第1驱动部，因此能够以电力较高的第2电力输出发送信号。 [0015] [应用例3] [0016] 在本应用例中，也可以是，所述驱动部具有缓冲器，该缓冲器被输入发送用输入信号和选择信号，所述缓冲器具有：第1缓冲器，其在通过所述选择信号选择了所述第1工作模式的情况下，向所述第1驱动部输出第1驱动信号，对所述第1驱动部进行驱动；以及第2缓冲器，其在通过所述选择信号选择了所述第2工作模式的情况下，向所述第2驱动部输出第2驱动信号，对所述第2驱动部进行驱动。 [0017] 这样，通过选择信号选择第1、第2各个工作模式，并与其对应地驱动第1、第2各个驱动部，输出发送信号，因此能够执行恰当的驱动。 [0018] [应用例4] [0019] 在本应用例中，也可以是，所述电流源在所述第1工作模式中，提供基于第1电流调整数据而被可变地设定的所述第1电流，在所述第2工作模式中，提供基于第2电流调整数据而被可变地设定的所述第2电流。 [0020] 这样，在第1、第2各个工作模式中，能够分别进行电流调整，因此，能够提供用于发送的恰当的电力，输出发送信号。另外，第1电流调整数据和第2电流调整数据可以是不同的数据，也可以是相同的数据。 [0021] [应用例5] [0022] 在本应用例中，也可以是，所述驱动部进行如下驱动：对使来自所述电流源的电流流向或不流向所述匹配电路侧进行切换。 [0023] 这样，进行使来自电流源的电流流向或不流向匹配电路侧的切换驱动，由此，能够向匹配电路侧提供交变电流，输出发送信号。 [0024] [应用例6] [0025] 在本应用例中，也可以是，所述电流源与线圈电连接，经由所述线圈向所述驱动部提供电流。 [0026] 这样，能够通过线圈减小电流的脉动，向驱动部等提供恰当的恒定电流，输出发送信号。 [0027] [应用例7] [0028] 在本应用例中，也可以具有与所述线圈的一端连接的第1端子以及与所述驱动部的输出节点连接的第2端子。 [0029] 这样，使电路装置的第1端子与线圈的一端连接，使与驱动部的输出节点连接的第2端子连接到例如线圈的另一端，由此，能够经由外装的线圈将来自电流源的电流提供给驱动部等。 [0030] [应用例8] [0031] 在本应用例中，也可以是，所述第1端子与电容器电连接。 [0032] 这样，在被施加了与电源电压对应的电压的第1端子上，能够使用电容器抑制该电压的变动。 [0033] [应用例9] [0034] 在本应用例中，也可以是，包含进行所述第1工作模式、所述第2工作模式的设定的寄存器部，在对所述寄存器部设定了所述第1工作模式的情况下，所述电流源提供所述第1电流，在对所述寄存器部设定了所述第2工作模式的情况下，所述电流源提供所述第2电流。 [0035] 这样，通过针对寄存器部的第1、第2各个工作模式的设定，能够控制电流源的供给电流，实现利用与电流源的第1电流、第2电流对应的第1电力、第2电力的发送信号输出。 [0036] [应用例10] [0038] 这样，能够通过外部的控制器来设定第1、第2各个工作模式，实现利用第1电力、第2电力的发送信号输出。 [0039] [应用例11] [0040] 在本应用例中，也可以是，包含振荡电路，该振荡电路使振动片振荡，生成振荡信号，该振荡信号用于生成所述发送信号的载波信号，设电路装置的与第1边相对的边为第2边，与所述第1边和所述第2边交叉的边为第3边，与所述第1边和所述第2边交叉且与所述第3边相对的边为第4边，在俯视电路装置时，针对由经过电路装置的中心且相互交叉的第1线和第2线划分出的区域，在将该区域设为了包含所述第1边和所述第3边交叉的角部的第1区域、包含所述第1边和所述第4边交叉的角部的第2区域、包含所述第2边和所述第3边交叉的角部的第3区域以及包含所述第2边和所述第4边交叉的角部的第4区域的情况下，所述振荡电路被配置在所述第3区域中，所述驱动部被配置在所述第2区域中。 [0041] 这样，在电路装置内，能够将作为噪声产生源的振荡电路和驱动部配置在相隔了相对的边之间的距离程度的位置处。因此，能够有效地抑制如下情况：由振荡电路和驱动部中的一方产生的噪声影响到另一方，从而产生性能的下降和电路的动作故障等。 [0042] [应用例12] [0043] 在本应用例中，也可以是，所述振动片和电路装置被收纳在1个封装中。 [0045] [应用例13] [0046] 本发明的另一应用例涉及包含上述任意一个应用例所述的电路装置的电子设备。 [0047] [应用例14] [0049] 图1是本实施方式的电路装置的结构例。 [0050] 图2是功率放大器的详细电路结构例。 [0051] 图3是本实施方式的电路装置的动作说明图。 [0052] 图4是本实施方式的电路装置的比较例。 [0053] 图5是比较例的动作说明图。 [0054] 图6是本实施方式的电路装置的第2结构例。 [0055] 图7是第2结构例中的功率放大器的详细电路结构例。 [0056] 图8是由寄生电容引起的问题的说明图。 [0057] 图9的(A)、图9的(B)是电流源的结构例及其说明图。 [0058] 图10是电流源的详细结构例。 [0059] 图11是应用于无线通信装置的情况下的电路装置的详细结构例。 [0060] 图12是振动片内置电路装置的结构例。 [0061] 图13是电路装置的布局配置的说明图。 [0062] 图14是电路装置的布局配置的说明图。 [0063] 图15是安装有振动片和电路装置的封装的详细结构例。 [0064] 图16是安装有振动片和电路装置的封装的详细结构例。 [0065] 图17是电子设备的结构例。 [0066] 图18是移动体的结构例。 [0067] 标号说明 [0068] ANT：天线；LDC：扼流圈；CAC、CDC：电容器；TB1：晶体管；TB2、TC1、TC2：驱动晶体管；TC21、TC22、TC23：晶体管；TM1、TM2：第1、第2端子；NA1、NA2：NAND电路；IVC：反相电路；BF11～BF23：缓冲电路；IS1、IS2：电流源；ACON1、ACON2：电流调整数据；IV11～IV51、IV12～IV52：反相电路；T11～T51、T12～T52、T13～T53：晶体管；CA1：第1电路区域；CA2：第2电路区域；D1～D4：第1～第4方向；HK1～HK4：第1～第4封装边；HS1～HS4：第1～第4边；L1、L2：第1、第2线；PANA：模拟用连接盘；PDG：数字用连接盘；PXG、PXD：振动片用连接盘；R1～R4：第1～第4区域；TANA：模拟用端子；TDG：数字用端子；WG1～WG3：第1～第3线组；10：功率放大器； 20：电流源；30：驱动部；31：第1驱动部；32：第2驱动部；40：前置缓冲器；41：第1前置缓冲器； 42：第2前置缓冲器；100：振荡电路；110：封装；120：电路装置；130：振动片；200：匹配电路； 202：无线通信电路；206：汽车；208：ECU；210：PLL电路；211：相位比较电路；212：电荷泵电路；213：低通滤波器；214：压控振荡器；215：输出分频器；216：分数分频器；250：控制电路； 252：接口部；254：寄存器部；260：时钟分频器；300：电源电路；310：第1调节器；320：第2调节器；400：无匙门禁模块；410：微型计算机；420：无线通信装置(电路装置)；440：天线；500：车体；510：微型计算机；520：无线通信装置；530：接口部；540：天线；550：门锁定控制部；560： 行李箱锁定控制部；570：灯控制部。 具体实施方式[0070] 1.电路装置的结构例 [0071] 图1示出本实施方式的电路装置的结构例。如图1所示，本实施方式的电路装置(无线通信装置)包含电流源20、驱动部30。由这些电流源20、驱动部30构成了功率放大器10。功率放大器10是向天线ANT提供电力的功率放大器。通过具有该功率放大器10的发送电路，例如能够输出RF(Radio Frequency：射频)等频带的无线发送信号。另外，本实施方式的电路装置不限于图1的结构，可以省略其构成要素的一部分，或者追加其它构成要素等，进行各种变形实施。 [0072] 电流源20在第1工作模式中提供第1电流。例如，提供作为恒定电流的第1电流。该第1工作模式是向天线侧提供第1电力而输出发送信号的工作模式。具体而言，是例如向天线ANT提供的电力较小的低电力模式。此外，电流源20在第2工作模式中提供比第1电流大的第2电流。例如，提供比第1电流的恒定电流大的作为恒定电流的第2电流。该第2工作模式是向天线侧提供比第1电力大的第2电力而输出发送信号的工作模式。具体而言，是例如向天线ANT提供的电力较大的高电力模式。 [0073] 具体而言，在图1中，电流源20例如与扼流圈LDC(广义上为线圈。或者是电感器)电连接。而且，电流源20经由扼流圈LDC(线圈)，向驱动部30提供电流。例如，电路装置具有第1端子TM1(第1连接盘)和第2端子TM2(第2连接盘)。第1端子TM1是与扼流圈LDC(线圈)的一端连接的端子。例如，作为外装部件的扼流圈LDC(线圈)的一端例如通过安装有电路装置的电路基板上的布线，与电路装置的第1端子TM1电连接。第2端子TM2是与驱动部30的输出节点连接的端子。例如，驱动部30的输出节点通过电路装置(IC)内的布线(铝布线等)与第2端子TM2(第2连接盘)电连接。该第2端子TM2可以与扼流圈LDC(线圈)的另一端连接。 [0074] 而且，在本实施方式中，驱动部30被提供来自电流源20的电流，进行用于经由匹配电路200向天线ANT输出发送信号的驱动。例如，驱动部30(切换部)进行如下驱动：对使来自电流源20的电流流向或不流向匹配电路200侧(负载侧)进行切换。具体而言，进行如下驱动：对使来自电流源20的电流流向电源侧(例如GND等低电位侧电源)，或流向匹配电路200侧(负载侧)进行切换。例如，驱动部30具有的驱动晶体管反复进行导通/截止，由此切换来自电流源20的电流IDC的流出路径，向匹配电路200侧(负载侧)输出交变电流IC。 [0075] 此外，在图1中，扼流圈LDC被设置为电路装置的外装部件，但也可以通过在电路装置内形成的电感元件来实现扼流圈LDC。或者，还能够实施不设置扼流圈LDC的变形。即，也可以不经由扼流圈LDC向驱动部30提供电流源20的电流。例如，通过使用较大电感的扼流圈LDC，即使在发送高频的发送信号时，也能够抑制电流的脉动，通过扼流圈LDC实现恒流源。但是，在即使不使用扼流圈LDC也能够在发送信号的频带等中利用电流源20生成足够恒定的电流的情况下等，能够省略扼流圈LDC的结构。 [0076] 此外，图1的电容器CAC是AC耦合用(DC截止用)的电容器。匹配电路200是用于进行阻抗匹配等的电路。该匹配电路200例如能够由去除谐波成分(2次、3次谐波成分等)的谐振电路等构成。 [0077] 图2示出本实施方式的功率放大器10(电流源20、驱动部30)的详细电路结构例，图3示出其动作说明图。另外，功率放大器10不限于图2的结构，也可以省略其构成要素的一部分，或追加其它构成要素等，进行各种变形实施。 [0078] 电流源20例如由P型(广义上为第1导电型)的晶体管TB1(MOS晶体管)构成。晶体管TB1被设置在作为高电位侧电源的VDD的节点与扼流圈LDC的一端的节点NB1之间。具体而言，晶体管TB1的源极与VDD的节点连接，漏极与节点NB1连接。此外，对晶体管TB1的栅极输入电压VBS(偏置电压)。例如，将电源VDD的电压与电压VBS的电压差控制成即使在VDD的电压变动的情况下也恒定。由此，即使在存在电源VDD的电压变动的情况下，在作为电流源20的晶体管TB1中也流过恒定的电流IDC。 [0079] 扼流圈LDC的一端的节点NB1与电容器CDC电连接。以图1为例，节点NB1为第1端子TM1的节点。因此，第1端子TM1例如与稳定用的外部电容器CDC连接。即，电容器CDC作为电路装置的外装部件而与电路装置的第1端子TM1连接。例如，在本实施方式中，在VDD的节点与节点NB1之间设置电流源20，由此，节点NB1的电压VY与电源电压对应。而且，电容器CDC作为用于使与该电源电压对应的电压VY的电位变动稳定的电容器而发挥作用。 [0080] 驱动部30由N型(广义上为第2导电型)的驱动晶体管TB2(MOS晶体管)构成。驱动晶体管TB2(开关晶体管)被设置在功率放大器10的输出节点NB2与作为低电位侧的电源的GND的节点之间。具体而言，驱动晶体管TB2的漏极与输出节点NB2连接，源极与GND的节点连接。例如，输出节点NB2为扼流圈LDC的另一端与驱动晶体管TB2的漏极的连接节点。而且，向驱动晶体管TB2的栅极输入与发送用输入信号对应的输入信号VIN。 [0081] 在驱动晶体管TB2变为导通时，电流IDS经由驱动晶体管TB2流向GND侧。来自电流源20的电流IDC为恒定电流，IDC＝IDS+IC的关系成立。因此，驱动晶体管TB2通过输入信号VIN进行导通/截止，由此切换电流IDC的流出路径，使得交变电流IC流向匹配电路200侧(负载侧)。另外，RL表示与图1的天线ANT对应的负载(负载电阻)。 [0082] 图4是本实施方式的比较例的功率放大器310的结构例，图5是其动作说明图。该比较例的功率放大器310与上述非专利文献1中公开的功率放大器对应。在该功率放大器310中，与图1、图2的本实施方式的功率放大器10不同，没有设置电流源20。在对本实施方式的动作进行详细说明之前，首先对该比较例的功率放大器310的动作进行说明。 [0083] LDC为电感较大的线圈，流过LDC的电流IDC的脉动较小，可以大致视作直流。图4的N型驱动晶体管TA(开关晶体管)根据输入信号VIN反复导通/截止，切换电流IDC的流出路径，将与发送信号对应的交变电流IC输出到匹配电路200侧(负载侧)。 [0085] 图5示出比较例的功率放大器310的输出节点NA的电压VX。该输出节点NA是扼流圈LDC的另一端与驱动晶体管TA的漏极的连接节点。如图5所示，输出节点NA的电压VX是以电源VDD的电压为中心值、且峰值为2×VDD的电压波形。即，功率放大器310向负载RL(在无线发送电路中，与天线对应)提供的电力依赖于电源VDD的电压。因此，例如在将电池作为电源而使电路动作的情况下，随着放电进展、电源电压下降，存在功率放大器310的输出电力逐渐下降这样的问题。 [0086] 与此相对，如上述专利文献1的现有技术那样，还考虑如下方法：附加降压电源，将扼流圈的施加电压控制为期望的电压。由此，除了能够不依赖于电池的端子电压而使输出电力恒定以外，还能够通过电压的设定，使输出电力任意地变化。 [0087] 但是，降压电源利用使用了运算放大器的负反馈电路来调整电压，因此，如果从功率放大器的停止状态(驱动晶体管截止)起实施起动，则到输出电平稳定为止需要比较长的时间。因此，例如像OOK(开关键控)那样，要反复功率放大器的起动/停止来进行振幅调制时，难以提高数据速率。 [0088] 关于这点，在本实施方式中，如图1、图2所示，在电源VDD的节点与扼流圈LDC之间设置了电流源20。例如，设置由P型的晶体管TB1构成、并提供恒定电流的电流源20。 [0089] 例如，在本实施方式中，从电流源20(恒流源)流出的电流IDC通过晶体管TB1的栅极与源极之间的电压VBS-VDD来确定。因此，通过根据电压VDD改变VBS，电流IDC变得与电源VDD的变动无关。这样，根据本实施方式，能够使输出电力不依赖于VDD。 [0090] 此外，根据本实施方式，通过以可变的方式改变电流源20的电流IDC，能够对输出电力进行增减。例如，在作为低电力模式的第1工作模式中，电流源20提供较小的第1电流作为电流IDC。另一方面，在作为高电力模式的第2工作模式中，电流源20提供较大的第2电流作为电流IDC。 [0091] 之所以能够这样改变电流IDC，是因为在本实施方式中，在电源VDD与扼流圈LDC之间设置了能够流过可变的电流的电流源20。例如，在图4的比较例中，扼流圈LDC的一端与电源VDD的节点直接连接，因此，不能够实现有效利用了这样的电流源的电流的可变控制。即，在本实施方式中，有效地灵活运用为了降低输出电力对电源电压的依赖性而设置的电流源20，以可变的方式改变电流，由此，成功地对应无线通信中的低电力模式(广义上为第1工作模式)以及高电力模式(广义上为第2工作模式)。此外，根据本实施方式的功率放大器10，与上述专利文献1的现有技术不同，不需要使用了运算放大器的负反馈，因此，例如具有还能够应对高速率的OOK这样的优点。 [0092] 而且，作为改变电流IDC的方法，考虑以可变的方式改变构成晶体管TB1的晶体管(单元/晶体管)的并联数的方法、或以可变的方式改变电压VBS的方法等各种方法。 [0093] 此外，根据本实施方式，如图3所示，功率放大器10的输出节点NB2的电压VX为以电压VY为中心值且峰值为2×VY的电压波形。因此，与图4、图5的比较例相比，虽然在电力效率方面稍微不利，但由于电压VX较低，具有能够降低对驱动晶体管TB2的施加电压(漏极/源极间电压)这样的优点。因此，作为驱动晶体管TB2，能够使用低耐压但高速的晶体管。例如，在VDD＝3V的情况下，如果通过电流源20中的电压VBS等的调整而设定为VY＝1.5V左右，则能够使用例如3V左右耐压的高速的晶体管作为驱动晶体管TB2。因此，例如还能够适当地发送高频的频带(例如300MHz～1THz)的RF的发送信号(载波信号)。 [0094] 此外，在本实施方式中，利用扼流圈LDC和电流源20实现了双重的恒定电流生成功能。而且，如上所述，电流源20根据工作模式提供可变的电流，由此实现了例如无线通信装置的低电力模式(第1工作模式)和高电力模式(第2工作模式)。例如，在日本国内中，在无线通信的电力(电场强度)较小的微弱无线中，不需要无线站的许可证。因此，例如在300MHz～1THz等频带中，在日本国内使用的电子设备(无匙门禁用的遥控器等)中组装有电路装置的情况下，将电路装置设定为低电力模式(第1工作模式)。即，以电流源20提供较小的第1电流的方式，调整恒定电流。而且，在低电力模式中，电路装置例如通过即使电力较小通信质量也较高的FSK的调制方式等来生成发送信号。另一方面，当在外国使用的电子设备中组装有电路装置的情况下，将电路装置设定为高电力模式(第2工作模式)。即，以电流源20提供较大的第2电流的方式，调整恒定电流。而且，在高电力模式中，电路装置通过ASK的调制方式等生成发送信号。这样，根据本实施方式，对应于组装有电路装置的电子设备来设定第1、第 2工作模式，由此，能够与较大的电力范围对应地将电路装置组装到各种规格的电子设备中。 [0095] 而且，在本实施方式中，通过如上述那样设置电流源20，即使在电源电压(VDD)变动的情况下，也能够将输出电力的变动抑制为恒定。因此，根据本实施方式，可实现如下的电路装置(功率放大器)：其能够输出不依赖于电源电压的稳定电力，并且，覆盖从高电力到低电力的较大的输出电平。此外，电流源20为使用了P型的晶体管TB1的简单电路结构，不需要使用运算放大器的负反馈，因此，还能够缩短使功率放大器10从截止状态变为导通状态的时间。因此，例如即使在采用了OOK方式的振幅调制等的情况下，与上述专利文献1的现有例相比，也能够提高数据的发送速率。 [0096] 而且，在以上说明中，对设置第1、第2这两个工作模式作为电路装置的工作模式的情况进行了说明，但本实施方式不限于此。例如，作为工作模式，也可以设置3个以上的工作模式。例如，可以设置低电力模式、中等电力模式、高电力模式这样的工作模式。例如，在设置3个工作模式的情况下，使得电流源20在第1工作模式(低电力模式)中提供第1电流，在第2工作模式(中等电力模式)中提供比第1电流大的第2电流，在第3工作模式(高电力模式)中提供比第2电流大的第3电流即可。 [0097] 2.第2结构例 [0098] 图6示出本实施方式的电路装置的第2结构例。在图6的第2结构例中，驱动部30包含第1驱动部31和第2驱动部32。此外，驱动部30可以包含前置缓冲器40(广义上为缓冲器)。 [0099] 第1驱动部31在第1工作模式(例如低电力模式)中，从电流源20被提供电流(IDC)，进行用于输出发送信号的驱动。例如，第1驱动部31在第1工作模式中，进行如下驱动：对使来自电流源20的电流流向电源侧还是流向匹配电路200侧进行切换。 [0100] 第2驱动部32具有比第1驱动部31高的驱动能力。例如，使用驱动能力高的晶体管(W/L的尺寸较大的晶体管)作为驱动晶体管。而且，第2驱动部32在第2工作模式(例如高电力模式)中，从电流源20被提供电流(IDC)，进行用于输出发送信号的驱动。例如，第2驱动部32在第2工作模式中，进行如下驱动：对使来自电流源20的电流流向电源侧还是流向匹配电路200侧进行切换。 [0101] 另外，在第1工作模式中，第1驱动部31进行使用了来自电流源20的电流的驱动，第2驱动部32的驱动动作停止(动作被设为禁止)。另一方面，在第2工作模式中，第2驱动部32进行使用了来自电流源20的电流的驱动，第1驱动部31的驱动动作停止。 [0102] 此外，向前置缓冲器40(缓冲器)输入发送用输入信号TIN和选择信号SEL。发送用输入信号TIN与发送信号对应，是用于无线通信的调制后(ASK、FSK等)的信号。该发送用输入信号TIN在后述的图11中例如从分数-N型PLL电路210(无线通信电路202)被输入。选择信号SEL是用于选择第1、第2这各个工作模式的信号。该选择信号SEL在后述的图11中例如从控制电路250被输入。即，外部的控制器(微型计算机等)对寄存器部254进行工作模式的设定，控制电路250基于该设定内容，生成选择信号SEL。 [0103] 而且，前置缓冲器40(缓冲器)具有第1前置缓冲器41(广义上为第1缓冲器)和第2前置缓冲器42(广义上为第2缓冲器)。第1前置缓冲器41(第1缓冲器)在通过选择信号SEL选择了第1工作模式的情况下，向第1驱动部31输出第1驱动信号VIN1，驱动第1驱动部31。由此，第1驱动部31在第1工作模式中，进行使用了来自电流源20的电流(IDC)的驱动(电流的流出路径的切换)。 [0104] 另一方面，第2前置缓冲器42(第2缓冲器)在通过选择信号SEL选择了第2工作模式的情况下，向第2驱动部32输出第2驱动信号VIN2，驱动第2驱动部32。由此，第2驱动部32在第2工作模式中，进行使用了来自电流源20的电流(IDC)的驱动(电流的流出路径的切换)。 [0105] 图7示出第2结构例中的功率放大器10(电流源20、驱动部30)的详细电路结构例。 [0106] 在图7中，电流源20的结构与图2相同，因此省略详细说明。在图7中，驱动部30具有第1驱动部31和第2驱动部32。而且，第1驱动部31由驱动晶体管TC1构成，第2驱动部32由驱动晶体管TC2构成。 [0107] N型(第2导电型)的驱动晶体管TC1被设置在功率放大器10的输出节点NB2和低电位侧电源GND的节点之间。例如，驱动晶体管TC1的漏极与输出节点NB2连接，源极与GND的节点连接。此外，向驱动晶体管TC1的栅极输入来自前置缓冲器40的第1前置缓冲器41的第1驱动信号VIN1。而且，在第1工作模式(低电力模式)中，第1驱动信号VIN1变为高电平(有效)，从而驱动晶体管TC1导通。由此，来自电流源20的电流(IDC)作为电流IDS1，经由驱动晶体管TC1流向GND侧。即，在第1工作模式中，基于第1驱动信号VIN1，使得驱动晶体管TC1导通/截止，由此进行使来自电流源20的电流流向GND侧还是流向负载侧的切换驱动。 [0108] 而且，驱动晶体管TC1用于作为低电力模式的第1工作模式，其晶体管尺寸(W/L)较小，驱动能力较低。此外，如上所述，在第1工作模式中，从电流源20提供较小的第1电流。 [0109] N型的驱动晶体管TC2被设置在功率放大器10的输出节点NB2与低电位侧电源GND的节点之间。例如，驱动晶体管TC2的漏极与输出节点NB2连接，源极与GND的节点连接。此外，向驱动晶体管TC2的栅极输入来自前置缓冲器40的第2前置缓冲器42的第2驱动信号VIN2。而且，在第2工作模式(高电力模式)中，第2驱动信号VIN2变为高电平(有效)，从而驱动晶体管TC2导通。由此，来自电流源20的电流(IDC)作为电流IDS2，经由驱动晶体管TC2流向GND侧。即，在第2工作模式中，基于第2驱动信号VIN2，使得驱动晶体管TC2导通/截止，由此，进行使来自电流源20的电流流向GND侧还是流向负载侧的切换驱动。 [0110] 而且，驱动晶体管TC2用于作为高电力模式的第2工作模式，其晶体管尺寸(W/L)较大，驱动能力较高。即，如图7所示，驱动晶体管TC2由在输出节点NB2与GND的节点之间并联连接的晶体管TC21、TC22、TC23(单元/晶体管)构成，能够使较大的电流流向GND侧。此外，如上所述，在第2工作模式中，从电流源20提供比第1工作模式中的第1电流大的第2电流。 [0111] 前置缓冲器40包含第1前置缓冲器41和第2前置缓冲器42。第1前置缓冲器41包含NAND电路NA1、缓冲电路BF11。第2前置缓冲器42包含NAND电路NA2、缓冲电路BF21、BF22、BF23、反相电路IVC。 [0112] 向NAND电路NA1输入发送用输入信号TIN和选择信号SEL。进而，NAND电路NA1的输出信号被缓冲电路BF11缓冲，作为第1驱动信号VIN1被输入到驱动晶体管TC1的栅极。 [0113] 向NAND电路NA2输入发送用输入信号TIN和由反相电路IVC得到的选择信号SEL的反相信号。进而，NAND电路NA2的输出信号被缓冲电路BF21、BF22、BF23缓冲，作为第2驱动信号VIN2被输入到驱动晶体管TC2的栅极。这里，缓冲电路BF23的驱动能力(晶体管尺寸)高于BF22，BF22的驱动能力高于BF21。 [0114] 在图7中，在第1工作模式中，选择信号SEL为高电平，在发送用输入信号TIN变为高电平、低电平时，与其对应地，第1驱动信号VIN1也变为高电平、低电平。由此，进行利用了驱动晶体管TC1的切换驱动，进行使来自电流源20的第1工作模式用的第1电流流向GND侧或流向负载侧的电流控制。此时，驱动晶体管TC2保持截止。 [0115] 另一方面，在第2工作模式中，选择信号SEL为低电平，在发送用输入信号TIN变为高电平、低电平时，与其对应地，第2驱动信号VIN2也变为高电平、低电平。由此，进行利用了驱动晶体管TC2的切换驱动，进行使来自电流源20的第2工作模式用的第2电流流向GND侧或流向负载侧的电流控制。此时，驱动晶体管TC1保持截止。 [0116] 图8是针对因驱动晶体管的寄生电容等而产生的问题的说明图。该图8是与图2对应的功率放大器10的结构例，驱动晶体管TB2由在输出节点NB2和GND的节点之间并联连接的晶体管TB21、TB22、TB23构成。此外，前置缓冲器40包含缓冲电路BF1、BF2、BF3、BF4，缓冲电路BF4的驱动能力高于BF3，BF3的驱动能力高于BF2，BF2的驱动能力高于BF1。 [0117] 例如，在图8的功率放大器10中，为了提高其输出功率，需要增加电流IDS，而与其对应地，驱动晶体管TB2(开关晶体管)的尺寸也不得不增大。具体而言，如图8的A1所示，利用较大尺寸的晶体管TB21、TB22、TB23的并联连接，来实现驱动晶体管TB2。 [0118] 此时，为了驱动晶体管尺寸较大的驱动晶体管TB2，需要具有相应的驱动能力的前置缓冲器40。例如，使缓冲电路BF1、BF2、BF3、BF4的驱动能力随着朝向后级而逐渐增大，最末级的缓冲电路BF4的驱动能力变得相当大。 [0119] 但是，如图8的A1所示，在构成驱动晶体管TB2的晶体管TB21、TB22、TB23的栅极/漏极之间(节点NB3和NB2之间)，存在寄生电容CP1、CP2、CP3。而且，晶体管TB21、TB22、TB23的尺寸相当大，以便应对高电力模式，因此，与其对应地，寄生电容CP1、CP2、CP3也成为相当大的电容。因此，在利用驱动能力较高的前置缓冲器40来对驱动晶体管TB2进行驱动时，电力经由寄生电容CP1、CP2、CP3向输出节点NB2侧泄漏。即，输出节点NB2的电压VX发生波动。而且，功率放大器10的输出电力的下限电平由该泄漏电力确定，不能设定比该下限电平低的输出电力。例如，在作为低电力模式的第1工作模式中，即使将电流源20的供给电流设定为较小的第1电流，由于经由寄生电容CP1、CP2、CP3产生的泄漏电力，功率放大器10的输出功率也上升，从而不能实现正确的低电力模式。其结果是，难以实现覆盖较大范围的输出电平的电路装置。 [0120] 在这方面，在图6、图7的第2结构例中，设置低电力用的驱动晶体管TC1(第1驱动部)和高电力用的驱动晶体管TC2(第2驱动部)，并将这些晶体管并联连接。而且，基于选择信号SEL，对使驱动晶体管TC1和TC2中的哪一个导通/截止进行切换。 [0121] 例如在选择信号SEL被设定为高电平的情况下，如果发送用输入信号TIN变为高电平、低电平，则与其对应地，第1驱动信号VIN1变为高电平、低电平，驱动晶体管TC1被导通/截止。此时，选择信号SEL变为高电平，由此，第2驱动信号VIN2被固定在低电平，驱动晶体管TC2(TC21、TC22、TC23)变为截止。因此，即使发送用输入信号TIN反复地变为高电平和低电平，也不会产生经由图8的寄生电容CP1、CP2、CP3产生的泄漏电力。因此，通过来自电流源20的低电力模式用的第1电流和低电力模式用的驱动晶体管TC1的切换驱动，能够实现低电力模式的无线通信。 [0122] 此外，在选择信号SEL被设定为低电平的情况下，如果发送用输入信号TIN变为高电平、低电平，则与其对应地，第2驱动信号VIN2变为高电平、低电平，驱动晶体管TC2被导通/截止。此时，选择信号SEL变为低电平，由此，第1驱动信号VIN1被固定在低电平，驱动晶体管TC1变为截止。而且，通过来自电流源20的高电力模式用的第2电流和高电力模式用的驱动晶体管TC2的切换驱动，能够实现高电力模式的无线通信。 [0123] 这样，根据第2结构例的电路装置，能够降低泄漏电力，能够使输出电力下降到更低的电平。因此，能够输出不依赖于电源电压的稳定的电力，并且，能够实现可覆盖从高电力到低电力的较大范围的输出电平的电路装置。 [0124] 而且，在图6、图7中，示出了设置用于第1、第2工作模式的两个驱动部31、32(两个驱动晶体管)的情况，但本实施方式不限于此。例如，也可以构成为与3个以上的工作模式对应地设置3个以上的驱动部(3个以上的驱动晶体管)。 [0125] 3.电流源 [0126] 图9的(A)示出电流源20的结构例。另外，电流源20的结构不限于图9的(A)，能够实施各种变形。 [0127] 电流源20包含电流源IS1、IS2(第1、第2电流源)。电流源IS1、IS2在电源VDD的节点与节点NB1之间并联连接。即，电流源IS1、IS2在电源VDD的节点与扼流圈LDC的一端之间并联连接。 [0128] 而且，在本实施方式中，电流源20在第1工作模式中，提供基于第1电流调整数据ACON1而被可变地设定的第1电流。即，能够基于第1电流调整数据ACON1，可变地调整在作为低电力模式的第1工作模式下提供的第1电流。此外，电流源20在第2工作模式中，提供基于第2电流调整数据ACON2而被可变地设定的第2电流。即，能够基于第2电流调整数据ACON2，可变地调整在作为高电力模式的第2工作模式下提供的第2电流。另外，第1工作模式中的第1电流调整数据ACON1和第2工作模式中的第2电流调整数据ACON2可以是相同的数据，也可以是不同的数据。 [0129] 具体而言，如图9的(A)所示，基于5位的第1电流调整数据ACON1，可变地调整电流源IS1的供给电流。还基于5位的第2电流调整数据ACON2，可变地调整电流源IS2的供给电流。例如，在后述的图11中，外部的控制器(微型计算机等)对寄存器部254进行电流源的供给电流(供给电力)的设定，控制电路250将基于该设定内容的第1电流调整数据ACON1、第2电流调整数据ACON2输出到电流源20。 [0130] 在该情况下，电流源IS2的电流大于电流源IS1的电流。而且，如图9的(B)所示，在作为低电力模式的第1工作模式中，提供来自电流源IS1的电流作为电流源20的电流，电流源IS2的电流被截止。电流源IS1的电流远小于电流源IS2的电流，由此实现低电力模式。 [0131] 另一方面，在作为高电力模式的第2工作模式中提供来自电流源IS1、IS2双方的电流来作为电流源20的电流。即，提供电流源IS1、IS2的电流的相加电流，由此实现高电力模式。例如，在高电力模式中提供低电力模式的2倍以上的电流(期望为5倍～10倍以上的电流)。另外，在高电力模式中，也能够实施仅提供来自电流源IS2的电流的变形。 [0132] 图10示出IS1、IS2的各电流源的具体的电路结构例。而且，电流源的结构不限于图10，可以省略其构成要素的一部分，或追加其它构成要素，或变更其连接结构等，可以实施各种变形。 [0133] 图10的电流源(IS1、IS2)包含P型(第1导电型)的晶体管T11～T51、T12～T52、T13～T53和反相电路IV11～IV51、IV12～IV52。 [0134] 晶体管T13、T23、T33、T43、T53的尺寸以二进制方式被加权，例如其尺寸比为1：2：4：8：16。此外，向电流源输入5位的电流调整数据(ACON1、ACON2)的各个位的信号D1、D2、D3、D4、D5，D1为最低位的信号，D5为最高位的信号。使用这些电流调整数据(ACON1、ACON2)的信号D1～D5，能够进行例如32级的电流调整。 [0135] 向晶体管T11的栅极输入信号D1的反相信号，向晶体管T12的栅极输入信号D1的同相信号。向晶体管T11的源极提供电压VBS，向晶体管T12的源极提供电源VDD。而且，晶体管T11、晶体管T12的漏极与节点N1连接，节点N1与晶体管T13的栅极连接。晶体管T13被设置在电源VDD的节点与节点NB1之间。 [0136] 在信号D1为低电平的情况下，晶体管T11截止，晶体管T12导通。由此，节点N1成为作为VDD电平的高电平，P型的晶体管T13截止。 [0137] 另一方面，在信号D1为高电平的情况下，晶体管T11导通，晶体管T12截止。由此，节点N1被设定为电压VBS，向晶体管T13的栅极输入电压VBS。由此，晶体管T13向节点NB1提供与电压VBS对应的电流。 [0138] 晶体管T21、T22、T23、以及T31、T32、T33、以及T41、T42、T43、以及T51、T52、T53的连接结构也与晶体管T11、T12、T13相同。因此，在信号D2、D3、D4、D5为低电平时，晶体管T23、T33、T43、T53截止。另一方面，在信号D2、D3、D4、D5为高电平时，向晶体管T23、T33、T43、T53的栅极输入电压VBS，晶体管T23、T33、T43、T53向节点NB1提供与电压VBS对应的电流。 [0139] 如上所述，在图10的结构的电流源(IS1、IS2)中，根据电流调整数据(ACON1、ACON2)的信号D1～D5，调整供给电流。具体而言，在作为第1工作模式的低电力模式中，例如能够在0mA～0.8mA的范围内调整供给电流，在作为第2工作模式的高电力模式中，例如能够在0mA～14mA的范围内调整供给电流。因此，在第1、第2这各个工作模式中，能够向驱动部30提供与电流调整数据(ACON1、ACON2)对应的电流，从而更细致地调整各工作模式下的输出电力。 [0140] 4.应用于无线通信装置的应用例 [0141] 图11示出在无线通信装置中应用了本实施方式的电路装置的情况下的详细结构例。电路装置120包含振荡电路100、和基于来自振荡电路100的振荡信号进行无线通信处理的无线通信电路202。无线通信电路202由分数-N型PLL电路210、功率放大器10、控制电路250、天线调谐电路280构成。此外，电路装置120包含寄存器部254、时钟分频器260、电源电路300。 [0142] 振荡电路100使振动片130(参照后述的图12)振荡，生成振荡信号，该振荡信号用于生成发送信号的载波信号。 [0143] 分数-N型PLL电路210将来自振荡电路100的振荡信号作为基准时钟信号，进行分数倍频(包含整数倍频)，生成载波信号，并对该载波信号进行调制而生成无线发送信号(发送用输入信号)。 [0145] 相位比较电路211将经由分数分频器216反馈的PLL振荡信号的相位与基准时钟的相位进行比较，输出基于其相位差的电压信号。电荷泵电路212将来自相位比较电路211的电压信号转换成电流信号。低通滤波器213将来自电荷泵电路212的电流信号转换成电压信号并进行低通滤波处理。压控振荡器214以与来自低通滤波器213的电压值对应的频率进行振荡。分数分频器216将来自压控振荡器214的PLL振荡信号以分数(整数+小数)的分频比进行分频。能够通过该分数分频进行基准时钟的分数倍频。 [0146] 例如以如下方式进行该分数的分频。即，分数分频器216具有切换多个整数分频比的分频器和增量累加(ΔΣ)调制器。增量累加调制器通过增量累加调制而生成使得平均值成为期望分数的切换信号，利用该切换信号切换多个整数分频比。例如，若按1：1来切换N分频和N+1分频，则平均成为N+0.5的分数分频比。 [0147] 输出分频器215对来自压控振荡器214的PLL振荡信号进行分频，作为无线发送信号(发送用输入信号)输出。即，输出分频器215输出的信号的频率为载波频率。 [0148] 天线调谐电路280是用于使无线发送信号的输出电力最大化(最优化)的电路。例如，由于作为半导体装置的电路装置有制造偏差，因而连接了天线时的输出功率产生个体差异，但天线调谐电路280对该个体差异进行调整(例如在制造工序中进行调整)。天线调谐电路280例如由可变电容等构成，以使得无线发送信号的输出功率达到最大的方式调整可变电容的电容值。另外，也可以省略天线调谐电路280。 [0149] 为了进行无线通信，有必要对上述载波进行调制，例如如下进行调制。即，控制电路250从微型计算机410(参照图17)接收发送数据，并根据该发送数据对分数分频器216的分频比进行调制。由此调制PLL的振荡频率(倍频率)，因而能够进行利用了所谓的FSK调制的无线通信。 [0150] 在无线通信中，通信中可使用的频率例如根据各国的法令而不同。因此，有必要生成多个频率的载波，以往，对应于载波频率，组合使用了振荡频率不同的石英振子。为了实现该组合，石英振子需要使用外置的石英振子。关于这点，在本实施方式中，通过使用分数-N型PLL电路210，即使是相同振荡频率的石英振子，也能够通过分数倍频产生多个频率的载波。由此，能够将振动片130和电路装置120单封装化(参照图12、图15、图16)。 [0151] 但是，越是利用单封装化使得装置小型化，越难以去除数字/模拟之间的串扰。关于这点，根据本实施方式，如后述那样，电路区域、连接盘以及端子按照数字和模拟而分离在不同的边上，成为在封装110(参照图12、图15、图16)的内外难以产生数字/模拟之间的串扰的结构。这样，在本实施方式中，兼顾实现了单封装化和串扰的抑制。 [0152] 此外，在本实施方式中，电路装置120包含寄存器部254。在该寄存器部254中，进行上述第1工作模式、第2工作模式的设定。具体而言，在控制电路250中设置有接口部252。通过该接口部252，图17所示的微型计算机410(广义上为外部的控制器)对寄存器部254设定第1工作模式、第2工作模式。 [0153] 例如，接口部252为SPI(Serial Peripheral Interface：串行外设接口)等串行接口。接口部252使用经由连接盘PEN、PSCK输入的使能信号、时钟信号，经由连接盘PSDIO进行数据的写入和读出。例如，接口部252经由连接盘PSDIO接收来自微型计算机410的数据，并写入到寄存器部254中。例如，将表示以第1、第2工作模式(低电力模式、高电力模式)中的哪一个工作模式进行动作的位(标志)写入到寄存器部254中。而且，功率放大器10的电流源20、驱动部30进行所设定的工作模式下的电流供给和驱动。 [0154] 此外，关于第1、第2这各个工作模式下的电流调整数据，例如也是由外部的微型计算机410经由接口部252在寄存器部254中进行设定。由此，在第1、第2这各个工作模式中，能够对流过电流源20的电流进行微调，调整发送时的输出电力等。 [0155] 5.振动片内置电路装置 [0156] 图12示出振动片内置电路装置的例子。图12的振动片内置电路装置包含：振动片130；与振动片130连接的电路装置120(半导体装置、半导体芯片)；以及收纳振动片130和电路装置120的封装110。 [0157] 而且，在电路装置120中，沿着俯视电路装置120(半导体基板)时的第1方向D1侧的第1边HS1，设置有模拟用连接盘PANA。并且，沿着第1方向D1的相反方向的第2方向D2侧的边即与第1边HS1相对的第2边HS2，设置有数字用连接盘PDG。 [0158] 在封装110中，在第1方向D1侧的第1封装的边HK1上设置有与模拟用连接盘PANA连接的模拟用端子TANA。并且，在第2方向D2侧的第2封装的边HK2上设置有与数字用连接盘PDG连接的数字用端子TDG。 [0159] 更具体而言，振动片130是通过施加电压而产生固有频率振动的固体振动片(压电振动片)。例如，振动片130是石英振动片(例如AT切型振动片)。或者，也可以是陶瓷振动片等。振动片130在封装110内被配置在电路装置120的第3方向D3侧(或第4方向D4侧)。第3方向D3、第4方向D4是与第1方向D1和第2方向D2交叉(例如垂直)的方向。而且，在图12中，在电路装置120的基板的厚度方向上进行俯视时，振动片130的一部分(或全部)被配置成与电路装置120重叠。 [0160] 封装110将振动片130和电路装置120密封，经由设置在封装110上的端子，对电路装置120与外部电路以及布线(例如印刷基板布线)进行连接。例如，封装110由陶瓷制或塑料制的框，以及在该封装表面或封装内形成的金属制的接线柱、电极连接盘、布线和端子等构成。 [0161] 数字用连接盘PDG、数字用端子TDG是用于输入或输出数字信号的连接盘、端子。数字信号是由高电位侧的第1电平(例如电源电平)和低电位侧的第2电平(例如地电平)这二值表示的信号。数字电路是处理该数字信号的电路。 [0162] 模拟用连接盘PANA、模拟用端子TANA是用于输入或输出模拟信号的连接盘、端子。模拟信号是可在第1电平和第2电平之间取任意电平的电压信号、或者是可取任意电流值的电流信号。模拟电路是处理该模拟信号的电路。 [0163] 另外，“模拟”“数字”的定义不限定于上述定义。例如，在上述图11的无线通信装置的电路装置120中，准备了模拟电路用的电源和数字电路用的电源。在该情况下，也可以根据属于哪个电源、即根据从哪个电源线提供了电源电压来区分数字电路、模拟电路。 [0164] 此外，虽然上述连接盘和端子沿着边设置，但这里的“沿着边”不限于连接盘和端子与边接触的情况，也包含连接盘和端子与边隔开的情况(例如配置在内侧的情况)。并且，无需使连接盘和端子沿着边排列成一条直线，各连接盘和各端子与边的距离可以不同。例如，也可以交错(之字形、蛇行)排列。 [0165] 根据以上的实施方式，通过在封装110中内置振动片130，能够实现小型的振动片内置电路装置，并且，能够抑制数字信号与模拟信号的串扰。 [0166] 具体而言，通过将模拟用连接盘PANA和数字用连接盘PDG分离在电路装置120的相对的2个边(HS1、HS2)上，能够抑制电路装置120内的串扰。即，由于连接模拟电路和模拟用连接盘PANA的模拟用布线、与连接数字电路和数字用连接盘PDG的数字用布线朝相反方向延伸，因而容易避免模拟用布线和数字用布线的并行和交叉来进行布局设计，能够抑制布线间和电路间的串扰。 [0167] 并且，通过将模拟用端子TANA和数字用端子TDG分离在封装110的相对的2个边(HK1、HK2)上，能够抑制封装110内和封装110外的串扰。即，由于能够朝相反方向配置连接模拟用连接盘PANA和模拟用端子TANA的模拟用线、与连接数字用连接盘PDG和数字用端子TDG的数字用线，因而模拟用线和数字用线不会并行，能够抑制线间的串扰。此外，在包含振动片内置电路装置的系统中，在安装有振动片内置电路装置的电路基板上，能够将数字部和模拟部分离地配置于第1封装边HK1侧和第2封装边HK2侧，因此，能够抑制电路基板上的串扰。 [0168] 例如，在包含无线通信装置(振动片内置电路装置)的通信系统中，能够将作为数字部的微型计算机410(参照图17)和作为模拟部的匹配电路200以及天线ANT配置在无线通信装置的两侧。由此，能够在电路基板上实现非常简单的布线，并且不会使模拟信号的布线和数字信号的布线接近，能够抑制电路基板上的串扰。 [0169] 此外，通过使振动片130和电路装置120单封装化，能够收敛(缩小)振荡频率的误差。在无线通信中，公知的是接收频带越窄、接收灵敏度就越高，由于发送侧的频率误差减小，能够使接收频带变窄，提高接收灵敏度。这意味着，能够以更小的发送功率进行通信。例如在无匙门禁模块等中，能够通过节约发送功率，节约有限的电力(电池)。 [0170] 接下来，对电路装置120的布局配置例进行说明。图13是示出从形成有电路的面侧俯视电路装置120时的电路的布局配置的图。 [0171] 在电路装置120中，在第1方向D1侧的第1电路区域CA1中设置有具有与模拟用连接盘PANA连接的电路的模拟电路。并且，在第2方向D2侧的第2电路区域CA2中设置有具有与数字用连接盘PDG连接的电路的数字电路。 [0172] 在图13的电路装置120中，作为模拟用连接盘PANA，包含：无线信号发送用的连接盘PRFC(图1、图6的第1端子TM1)、连接盘PPAQ(图1、图6的第2端子TM2)以及无线信号用的地电压供给用的连接盘PVSPA。此外，在电路装置120中，作为数字用连接盘PDG，包含：输入输出测试信号的连接盘PTST；输入使能信号的连接盘PEN；输入串行接口的时钟信号的连接盘PSCK；输入输出各种信息(控制命令、寄存器设定内容、无线发送数据)的连接盘PSDIO；输出时钟信号的PCKQ；以及用于连接振荡电路100和振动片130的连接盘PXG、PXD。 [0173] 第1电路区域CA1是设置在第1方向D1侧即第1边HS1侧的区域。即，第1电路区域CA1是至少与第1边HS1接触的(或者接近的)区域，是不与第2边HS2接触的(或者不接近的)区域。在该第1电路区域CA1中配置有模拟用连接盘PRFC、PPAQ、PVSPA，例如在第1电路区域CA1内进行这些连接盘与模拟电路之间的布线。另外，在第1电路区域CA1中，可以配置输入系统的电源电压的连接盘PVDD和输入系统的地电压的连接盘PVSS。 [0174] 第2电路区域CA2是设置在第2方向D2侧即第2边HS2侧的区域。即，第2电路区域CA2是至少与第2边HS2接触的(或者接近的)区域，是不与第1边HS1接触的(或者不接近的)区域。在该第2电路区域CA2中配置有数字用连接盘PTST、PEN、PSCK、PSDIO、PCKQ、PXG、PXD，这些连接盘与数字电路之间的布线例如在第2电路区域CA2内进行。 [0175] 根据以上的实施方式，能够在第1电路区域CA1内连接从模拟电路到模拟用连接盘PANA的布线、以及模拟电路间的布线。并且，能够在第2电路区域CA2内连接从数字电路到数字用连接盘PDG的布线、以及数字电路间的布线。由此，在电路装置120内，能够使模拟电路和数字电路、模拟信号布线和数字信号布线明确地分离。即，不需要将模拟信号布线引绕至数字电路或数字信号布线的附近，因此，能够避免数字/模拟之间的耦合。 [0176] 并且，通过将模拟电路配置在第1方向D1侧，将数字电路配置在第2方向D2侧，自然使得模拟用连接盘PANA配置于第1边HS1，数字用连接盘PDG配置于第2边HS2。由此，在封装110中，模拟用端子TANA和数字用端子TDG被配置在不同的边，能够进一步抑制串扰。 [0177] 接下来，对与振动片130连接的振动片用连接盘PXG、PXD的配置进行说明。如图13所示，振动片用连接盘PXG、PXD沿着与第1边HS1和第2边HS2交叉的第3边HS3进行设置。 [0178] 第3边HS3例如是从电路装置120的中央部观察时处于第3方向D3上的边。第3方向D3是与电路装置120的基板平面平行的面内的方向，是与第1方向D1和第2方向D2交叉的(例如垂直的)方向。在电路装置120在俯视时是长方形或正方形的情况下，第3边HS3是与第1边HS1和第2边HS2垂直的边。 [0179] 例如，在无线通信装置中，存在着由基准泄漏引起的不必要辐射的问题。作为基准泄漏的产生源之一，考虑有振动片130和振荡电路100。振动片130在由于压电效应进行振动时，出现与振动片130的变形(压力)对应的极化，与振荡电路100之间产生电荷的移动。即，振动片130和振荡电路100为非常大的噪声产生源。 [0180] 关于这点，根据图13的布局配置，沿着第3边HS3设置振动片用连接盘PXG、PXD，沿着第1边HS1设置模拟用连接盘PANA。由此，与模拟用连接盘PANA连接的接合线在第1方向D1上延伸，与振动片用连接盘PXG、PXD连接的接合线在第3方向D3上延伸。由于第1方向D1和第3方向D3是交叉的方向，因而不会产生接合线的接近或交错，在振荡信号和模拟信号之间难以产生串扰。 [0181] 此外，在与第1边HS1交叉的第3边HS3上设置振动片用连接盘PXG、PXD，由此，与振动片用连接盘PXG、PXD之间的距离沿着第1边HS1而逐渐增加。即，能够使得需要进一步避免数字噪声的影响的信号远离于振动片用连接盘PXG、PXD。例如，在无线通信装置中使用PLL电路，能够利用PLL电路的低通滤波器(环路滤波器)使得基准泄漏有一定程度的下降。但是，在低通滤波器的后级的功率放大器10等中出现了基准泄漏的情况下，难以在之后进行去除。在图13中，将发送信号输出用的连接盘PRFC、PPAQ、PVSPA配置在远离第3边HS3的位置，基于该点，也能够有效地抑制来自振动片130的基准泄漏。此外，还能够抑制功率放大器10的驱动部30中的切换噪声给振荡电路100的振荡带来不良影响的状况。 [0182] 图14是对俯视电路装置120时的电路的布局配置进行说明的图。 [0183] 如图14所示，在第1电路区域CA1中，在电路装置120的与第3边HS3相比更靠近第4边HS4的区域PA中，配置有功率放大器10的驱动部30(电流源20)等。此外，在第2电路区域CA2中，在与第4边HS4相比更靠近第3边HS3的区域OSC中，配置有振动片130的振荡电路100。 [0184] 第4边HS4是与第1边HS1和第2边HS2交叉的边，且是与第3边HS3相对的边，是例如从电路装置120的中央部观察时处于第4方向D4上的边。第4方向D4是与电路装置120的基板平面平行的面内的方向，是与第1方向D1和第2方向D2交叉的(例如垂直的)方向，是与第3方向D3平行且朝向第3方向D3的相反侧(方向相差180度)的方向。在电路装置120在俯视时是长方形或正方形的情况下，第4边HS4是与第1边HS1和第2边HS2垂直、且与第3边HS3平行的边。 [0185] 从配置有驱动部30(功率放大器10)的区域PA到第4边HS4的距离短于从区域PA到第3边HS3的距离。并且，从配置有振荡电路100的区域OSC到第3边HS3的距离短于从区域OSC到第4边HS4的距离。距离可以进行各种定义，例如可以将从区域中心向下引到各边的垂线的长度设为距离。或者，也可以将从区域中的离各边最近的点向下引到各边的垂线的长度设为距离。 [0186] 另外，区域PA、区域OSC与第1边HS1、第2边HS2之间的位置关系没有特别限制，然而若考虑区域PA设置在第1电路区域CA1中、区域OSC设置在第2电路区域CA2中这点，则期望的是，区域PA是相比第2边HS2更靠近第1边HS1的区域，区域OSC是相比第1边HS1更靠近第2边HS2的区域。 [0187] 具体而言，在俯视电路装置120时，由通过电路装置120的中心PT并相互交叉的第1线L1和第2线L2划分电路装置120。该划分出的区域是：第1区域R1，其包含第1边HS1和第3边HS3交叉的角部CN1；第2区域R2，其包含第1边HS1和第4边HS4交叉的角部CN2；第3区域R3，其包含第2边HS2和第3边HS3交叉的角部CN3；以及第4区域R4，其包含第2边HS2和第4边HS4交叉的角部CN4。在该情况下，振荡电路100(区域OSC)配置在第3区域R3中，驱动部30(功率放大器10、区域PA)配置在第2区域R2中。 [0188] 电路装置120的中心PT可以进行各种定义，例如是连接第1边HS1的中点和第2边HS2的中点的线、与连接第3边HS3的中点和第4边HS4的中点的线的交点。或者，也可以是由第1～第4边HS1～HS4构成的四边形的对角线的交点。 [0189] 第1线L1例如是与第1边HS1和第2边HS2平行的线，第2线L2例如是与第3边HS3和第4边HS4平行的线。在电路装置120是长方形的情况下，例如第1线L1和第2线L2是垂直的线。 在该情况下，第1区域R1～第4区域R4为尺寸相等的4个区域。另外，角部(CN1～CN4)是2个边的交点，是四边形的拐角(角)。 [0190] 如在图13等中说明的那样，当在作为模拟部的最末级的驱动部30中施加有基准泄漏等数字噪声时，很难在后级中去除数字噪声。 [0191] 关于这点，在图14的布局中，通过将振荡电路100的区域OSC配置在第3边HS3附近，将驱动部30(功率放大器10)的区域PA配置在第4边HS4附近，由此，将作为数字噪声产生源的振荡电路100和进行模拟输出的驱动部30配置在远离的位置处。例如，在第1边HS1和第2边HS2是长边的情况下，作为短边的第3边HS3与第4边HS4的间隔大于该长边的间隔。即，能够尽可能地将噪声产生源(振荡电路100)配置在远离驱动部30的位置处。此外，能够将噪声产生源(驱动部30)配置在远离振荡电路100的位置处。 [0192] 此外，在对电路装置120(为了方便)进行划分后的第1区域R1～第4区域R4中的第2区域R2、第3区域R3中，配置驱动部30和振荡电路100，由此能够使得驱动部30和振荡电路100在对角方向上远离。这是在电路装置120中距离最远的配置，能够期待更有效地抑制一方产生的噪声给另一方带来不良影响的情况。 [0193] 此外，使振荡电路100与驱动部30远离，伴随于此，与振荡电路100连接的连接盘PXG、PXD和与驱动部30(功率放大器10)连接的连接盘PRFC、PPAQ、PVSPA被配置在远离的位置处。由此，与这些连接盘连接的接合线朝相反方向延伸，在接合线之间，也能够抑制一方的噪声给另一方带来不良影响。 [0194] 另外，在图14中，以第2线L2为边界配置了模拟电路区域(第1电路区域CA1)和数字电路区域(第2电路区域CA2)，然而不限定于此。例如，模拟电路区域和数字电路区域也可以由不是1条直线的分隔线来分离，该分隔线也无需通过电路装置120的中心。 [0195] 图15、图16示出安装有振动片130和电路装置120的封装110的详细结构例。图15是从上方(方向DZ侧)观察封装110的俯视图，是封装110的上盖打开的状态的俯视图。图16是从第2方向D2侧观察封装110的剖视图。 [0196] 这里，方向DZ是与第1方向D1～第4方向D4垂直的方向，在将封装110安装到了电路基板上时，相当于所安装的面的法线方向。 [0197] 如图15所示，在封装110内设置有：第1线组WG1，其用于连接模拟用连接盘PANA和模拟用端子TANA；第2线组WG2，其用于连接数字用连接盘PDG和数字用端子TDG；以及第3线组WG3，其用于连接振动片130和振动片用连接盘PXG、PXD。 [0198] 具体而言，第1线组WG1对电路装置120的模拟用连接盘PRFC、PPAQ、PVSPA和设置在封装110中的模拟用电极连接盘SRFC、SPAQ、SVSPA进行连接。此外，第2线组WG2对电路装置120的数字用连接盘PTST、PEN、PSCK、PSDIO和设置在封装110中的数字用电极连接盘STST、SEN、SSCK、SSDIO进行连接。 [0199] 这些模拟用电极连接盘SRFC、SPAQ、SVSPA、数字用电极连接盘STST、SEN、SSCK、SSDIO通过封装110的封装内布线，与模拟用端子TRFC、TPAQ、TVSPA、数字用端子TTST、TEN、TSCK、TSDIO连接。 [0200] 此外，在封装110内，设置有对电路装置120的电源用连接盘PVDD、PVSS和封装110的电源用电极连接盘SVDD、SVSS进行连接的线组。电源用电极连接盘SVDD、SVSS通过封装110的封装内布线，与电源用端子TVDD、TVSS连接。 [0201] 并且，振动片130和振动片用连接盘PXG、PXD利用第3线组WG3和封装110的封装内布线连接。 [0202] 即，如图16所示，第3线组WG3对电路装置120的振动片用连接盘PXG、PXD和设置在封装110中的第1振动片用电极连接盘SXG、SXD进行连接。第1振动片用电极连接盘SXG、SXD利用封装内布线，与设置在封装110中的第2振动片用电极连接盘SXG2、SXD2连接。并且，利用导电性的粘接剂对第2振动片用电极连接盘SXG2、SXD2和振动片130的端子进行连接。 [0203] 根据以上的实施方式，模拟用的第1线组WG1从电路装置120的第1边HS1朝向外侧而与封装110的电极连接盘连接，数字用的第2线组WG2从电路装置120的第2边HS2朝向外侧而与封装110的电极连接盘连接。由此，模拟用的接合线和数字用的接合线朝相反方向远离，并且其目标电极连接盘、以及连接该电极连接盘和端子的封装内布线也在数字和模拟中设置在更远离的位置处。 [0204] 并且，振动片用的第3线组WG3从电路装置120的第3边HS3朝向外侧而与封装110的电极连接盘连接。由此，振动片用的接合线远离模拟用的接合线(线不交叉，但方向是交叉的方向)，并且其目标电极连接盘、以及连接该电极连接盘和端子的封装内布线也远离于模拟用的电极连接盘和封装内布线。 [0205] 这样，成为这样的结构：模拟、数字、振动片的信号以电路装置120为起点，朝向外侧逐渐远离，并且成为这样的结构：在封装110的内外，非常难以发生模拟信号和数字信号的耦合。 [0206] 此外，设置用于连接振动片130和振动片用连接盘PXG、PXD的封装内布线，由此，能够在封装110内高效地配置电路装置120和振动片130，实现封装110的小型化(安装面积的缩小)。即，在封装110内，能够进行立体的配置。 [0207] 此外，在本实施方式中，能够以俯视时重叠的方式配置振动片130和电路装置120，能够使振动片130单封装化并减小封装110的安装面积。并且，虽然内置有振动片130，但是振动片130和电路装置120之间的布线简单(布线少)，有助于抑制封装110内的串扰。并且，通过使振动片130单封装化，不需要在安装基板上设置使振荡信号通过的布线。由于存在布线越长、来自该布线的辐射就越大的趋势，因而可以使用封装110内的短布线传递振荡信号，这有助于削减从振荡信号的布线辐射的EMC噪声。 [0208] 6.电子设备 [0209] 接下来，使用图17，对包含本实施方式的电路装置(无线通信装置)的电子设备的结构例进行说明。以下，电子设备是无匙门禁模块，对包含该无匙门禁模块的无匙门禁系统进行说明，但是不限于此，本实施方式的电路装置能够应用于各种电子设备(无匙门禁模块以外的遥控装置等进行无线通信的各种电子设备)。 [0210] 无匙门禁系统包含无匙门禁模块400(广义上为电子设备)和车身500。无匙门禁模块400包含：发送用的天线440；作为电路装置的无线通信装置420(无线发送装置)，其经由天线440发送无线电波；以及微型计算机410(广义上为外部控制器)，其控制无线发送。车身500包含：接收用的天线540；无线通信装置520(无线接收装置、RF接收器)，其经由天线540接收无线电波；微型计算机510，其控制无线接收和基于接收数据的处理等；接口部530，其将微型计算机510和车身500这各个部分连接；门锁定控制部550，其控制门的上锁/解锁；行李箱锁定控制部560，其控制行李箱的上锁/解锁；以及灯控制部570，其控制灯(例如方向指示灯、前照灯等)的点亮/熄灭/闪烁等。 [0211] 在无匙门禁模块400中设置有未图示的按钮等，当用户操作了按钮时，该操作信息通过无线通信被通知到车身500侧。然后，微型计算机510解释操作信息，进行门或行李箱的解锁/上锁、以及用于将其报知给用户的方向指示灯闪烁等。 [0212] 7.移动体 [0213] 图18示出包含作为本实施方式的电路装置的无线通信装置420的移动体的例子。本实施方式的无线通信装置420能够组装到例如车、飞机、摩托车、自行车或者船舶等各种移动体内。移动体具有例如发动机和电动机等驱动机构、方向盘或转向盘等转向机构、各种电子设备，是在陆地、空中、海上移动的设备/装置。 [0214] 图18概略示出了作为移动体的具体例的汽车206。在汽车206中，组装有无线通信装置420(电路装置)、和控制汽车206的各个部分(例如发动机、制动器、空调以及电动车窗等)的ECU 208(Electronic Control Unit：电子控制单元)。ECU 208还连接有另一无线通信装置，ECU 208根据从无线通信装置420接收到的信息进行汽车206的控制。或者，从ECU 208将控制信息发送到无线通信装置420，从而控制与无线通信装置420连接的设备的动作。 例如，可以取得室温等一些感测信号，并从无线通信装置420发送给ECU 208。或者，可以从ECU 208向无线通信装置420发送门锁解除等指示。通过这样使用无线通信，能够进行无导线的通信，能够进行越过难以设置导线的可动部的通信，并省略制造工序中的导线设置作业等。 [0215] 另外，如上述那样对本实施方式作了详细说明，然而本领域技术人员能够容易理解到，能够进行实质上不脱离本发明的新事项和效果的多个变形。因此，这样的变形例全部包含在本发明的范围内。例如，能够在说明书或附图的任何部位，将说明书或附图中至少一次地与更广义或同义的不同用语(第1工作模式、第2工作模式、线圈、缓冲器、第1缓冲器、第2缓冲器、控制器等)一同记述的用语(低电力模式、高电力模式、扼流圈、前置缓冲器、第1前置缓冲器、第2前置缓冲器、微型计算机等)置换为该不同用语。此外，电路装置、电子设备以及移动体的结构和动作等也不限于本实施方式中说明的内容，可以实施各种变形。 |
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