功率转换装置 |
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申请号 | CN201580006787.5 | 申请日 | 2015-03-27 | 公开(公告)号 | CN105940600B | 公开(公告)日 | 2019-08-16 |
申请人 | 大金工业株式会社; | 发明人 | 谷口智勇; 关本守满; 小川卓郎; 远山瑛司; 林伸夫; | ||||
摘要 | 设置有存储部(62),该存储部(62)存储多个值,该值是与使对功率转换部(13)的 电流 (Iin)失真的干扰相关的值且与交流电源(30)的 电压 (Vin)的 相位 角 (θin)相关联。设置有功率转换控制部(50、60),该功率转换控制部(50、60)让存储在存储部(62)的值与交流电源(30)的电压(Vin)的相位角(θin)相关联,并用来对与功率转换部(13)的控制相关的操作量(iT*)进行补偿,由此对 开关 动作进行控制。 | ||||||
权利要求 | 1.一种功率转换装置,其特征在于:具有功率转换部(13)、电容器(12a)、存储部(62)以及功率转换控制部(50、60), |
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说明书全文 | 功率转换装置技术领域[0001] 本发明涉及一种功率转换装置。 背景技术[0002] 例如,在空调装置等中,为了将功率供向压缩机中的电机而使用了具有交直流转换电路和直交流转换电路的功率转换装置。这样的功率转换装置之例如下:作为设置在交直流转换电路和直交流转换电路之间的电容器(称为直流链电容器),采用了电容为通常的平滑电容器的1/100左右的小电容电容器,以谋求增大功率因数等(例如参照专利文献1)。 [0003] 专利文献1:日本公开专利公报特开2002-51589号公报 发明内容[0004] -发明要解决的技术问题- [0005] 话说回来,很多情况下,所述功率转换装置在交直流转换电路的输入侧(AC侧)和输出侧(DC侧)设置有电抗线圈。该电抗线圈与直流链电容器一起构成LC谐振电路,该谐振可能成为交直流转换电路的输出电流的波形、输出电压的波形失真的原因。也就是说,可能成为高次谐波成分增加的原因。而且,就是在不存在电抗线圈的情况下也有可能出现以下情况:由电源系统所具有的电感和功率转换装置内的电容器构成LC谐振电路,该LC谐振电路成为电流波形失真的原因。也就是说,电流与其指令值之间的偏差变大。 [0006] 然而,虽然需要抑制这样的高次谐波成分,但是措施却不容易想到。特别是,构成所述LC谐振电路的电容器的电容越小,LC谐振频率越高,就更难以采取措施。 [0007] 本发明正是为解决上述问题而完成的,其目的在于:减少功率转换装置中电流与其指令值之间的偏差。 [0008] -用于解决技术问题的技术方案- [0009] 为解决上述问题,第一方面的发明具有:功率转换部13、电容器12a、存储部62以及功率转换控制部50、60。 [0010] 所述功率转换部13利用多个开关元件Su、Sv、Sw、Sx、Sy、Sz的开关动作将交流电源30输出的交流或者从该交流转换成的直流转换为具有规定频率和电压的交流,[0011] 所述电容器12a将伴随着所述开关动作而产生的脉动电压平滑化; [0013] 所述功率转换控制部50、60让存储在所述存储部62的值与所述交流电源30的电压Vin的相位角θin相关联,并用来对与所述功率转换部13的控制相关的操作量iT*进行补偿,由此对所述开关动作进行控制。 [0014] 在该结构下,功率转换部13的开关动作基于存储部62所存储的值进行。 [0015] 第二方面的发明的特征在于:在第一方面的发明的基础上,所述与干扰相关的值是以下任意一个值: [0016] 对所述功率转换部13的电流、 [0017] 将所述交流电源30的输出转换为直流的交直流转换电路11的输出电流值|Iin|、[0018] 所述电容器12a的电压vdc、 [0019] 所述电容器12a的能量Ce、 [0020] 对所述功率转换部13的电流和对该功率转换部13的电流的指令值之间的偏差、[0021] 将所述交流电源30的输出转换为直流的交直流转换电路11的输出电流值|Iin|和指示该输出电流值|Iin|的电流指令|Iin*|之间的偏差、 [0022] 所述电容器12a的电压vdc和该电容器12a的电压vdc的指令值vdc*之间的偏差、以及 [0023] 所述电容器12a的能量Ce和该能量Ce的指令值Ce*之间的偏差。 [0024] 第三方面的发明的特征在于:在第一或第二方面的发明的基础上,所述功率转换控制部50、60根据存储在所述存储部62的值控制所述功率转换部13的功率。 [0025] 在该结构下,基于所存储的值控制功率转换部13的功率。 [0026] 第四方面的发明的特征在于:第一或第二方面的发明的基础上,所述功率转换控制部50、60根据存储在所述存储部62的值控制所述功率转换部13的电流。 [0027] 在该结构下,基于所存储的值控制功率转换部13的电流。 [0028] 第五方面的发明的特征在于:在第一到第四方面任一方面的发明的基础上,所述功率转换控制部50、60使用多种所述与干扰相关的值对所述操作量iT*进行补偿。 [0029] 在该结构下,基于所存储的多种值控制功率转换部13的功率或电流。 [0030] 第六方面的发明的特征在于:在第一到第五方面任一方面的发明的基础上,在存储在所述存储部62的值不连续的情况下,所述功率转换控制部50、60利用所述存储部62内的数据对不连续的地方进行插补。 [0031] -发明的效果- [0033] 图1示出本发明的第一实施方式所涉及的功率转换装置的结构。 [0034] 图2示例出交流电源的电流、交流电源的电压以及直流链电压的波形。 [0035] 图3示出第一实施方式所涉及的直交流转换电路的控制系。 [0036] 图4示出补偿部的结构。 [0037] 图5是说明补偿部进行的补偿动作的图。 [0038] 图6示例出电源电压、相位角、电流指令、输出电流值、偏差、第二电流指令值以及驱动电流指令值的波形。 [0039] 图7示出第一实施方式的变形例所涉及的补偿部的结构。 [0040] 图8是说明在存储周期比载波周期短的情况下如何对偏差存储部进行更新的图。 [0041] 图9示出第二实施方式所涉及的直交流转换电路的控制系。 [0042] 图10示出第三实施方式所涉及的直交流转换电路的控制系。 [0043] 图11示出反馈控制部的结构例。 [0044] 图12示出第四实施方式所涉及的直交流转换电路的控制系。 [0045] 图13示出第五实施方式所涉及的直交流转换电路的控制系。 [0046] 图14是说明如何对第六实施方式所涉及的偏差存储部进行更新的流程图。 具体实施方式[0047] 下面,参照附图详细地说明本发明的实施方式。需要说明的是,以下实施方式是从本质上说明本发明的示例,并没有限制本发明、其适用对象或者其用途的范围的意图。 [0048] (发明的第一实施方式) [0049] 图1示出本发明的第一实施方式所涉及的功率转换装置10的结构。该功率转换装置10例如用于将功率供向驱动空调装置(省略图示)的压缩机中的电机等。 [0050] 如图1所示,功率转换装置10包括交直流转换电路11、直流部12、直交流转换电路13、控制部50以及补偿部60。该功率转换装置10将从单相交流电源30供来的交流功率转换为具有规定频率和电压的交流功率后,供向电机20。电机20驱动所述压缩机,例如能够采用所谓的IPM(内部永久磁铁:Interior Permanent Magnet)电机。 [0051] 〈交直流转换电路〉 [0052] 交直流转换电路11经电抗线圈L1与交流电源30相连接,将来自交流电源30的交流整流为直流。该例中,交直流转换电路11是四个二极管D1~D4桥状连接而成的二极管桥电路。由这些二极管D1~D4对交流电源30的交流电压进行全波整流而将该交流电压转换为直流电压。 [0053] 〈直流部〉 [0054] 直流部12包括电容器12a。电容器12a连接在交直流转换电路11的正输出节点和负输出节点之间。这样一来,产生于该电容器12a两端的直流电压(以下,直流链电压vdc)就施加在直交流转换电路13的输入节点上。需要说明的是,在不将电抗线圈L1设置在交直流转换电路11的交流电源侧的情况下,电容器12a就经电抗线圈(定为电抗线圈L2)连接在交直流转换电路11的正极侧输出节点上。电抗线圈L1与电容器12a一起构成LC谐振电路;电抗线圈L2也和电容器12a一起构成LC谐振电路。在假设不设置电抗线圈L1、L2的情况下,也会由电源系统所具有的电感和电容器12a一起构成LC谐振电路。因为在该LC谐振电路产生的LC谐振有可能成为交直流转换电路11的输出电流的波形失真的原因,所以在本实施方式中,利用后面详细叙述的补偿部60,采取措施来减少输出电流的波形失真。 [0055] 该电容器12a具有静电电容,利用该静电电容仅能够将直交流转换电路13的开关元件(后述)进行开关动作之际所产生的脉动电压(电压变化)平滑化。也就是说,电容器12a是小电容电容器,即,电容器12a不具有将由交直流转换电路11整流后的电压(根据电源电压变化的电压)平滑化那样的静电电容。电容器12a可以采用例如薄膜电容器。 [0056] 因为电容器12a采用了小电容电容器,所以直流链电压vdc会在电源电压的两倍频率下发生脉动。图2示例出交流电源30的电流、交流电源30的电压Vin以及直流链电压vdc的波形。在该例中,直流链电压vdc具有大脉动,即直流链电压vdc的最大值Vmax在其最小值Vmin的两倍以上。 [0057] 〈直交流转换电路〉 [0058] 直交流转换电路13的输入节点与电容器12a相连接,脉动的直流电压(直流链电压vdc)供向该直交流转换电路13。直交流转换电路13利用多个开关元件(后述)的开关动作将直流部12的输出转换为三相交流U、V、W后,供向电机20。也就是说,电机20是直交流转换电路13的负载。 [0059] 本实施方式中的直交流转换电路13是通过将多个开关元件桥式连接起来而构成的。该直交流转换电路13为了将三相交流输出给电机20而包括六个开关元件Su、Sv、Sw、Sx、Sy、Sz。详细而言,直交流转换电路13包括三个让两个开关元件彼此串联的开关臂,各开关臂的上臂中的开关元件Su、Sv、Sw和下臂中的开关元件Sx、Sy、Sz的中点分别连接在电机20的各相的线圈上。而且,在各开关元件Su、Sv、Sw、Sx、Sy、Sz上逆向并联有回流二极管Du、Dv、Dw、Dx、Dy、Dz。 [0060] 直交流转换电路13利用这些开关元件Su、Sv、Sw、Sx、Sy、Sz的开关动作对从直流部12输入的直流链电压vdc进行切换,将它转换成具有规定频率和电压的三相交流电压后供向电机20。由控制部50对该开关动作进行控制。也就是说,直交流转换电路13将直流转换成具有规定频率和电压的交流,其中,该直流是对从交流电源30输出的交流进行转换而得到的。该直交流转换电路13是本发明中的功率转换部之一例。 [0061] 〈控制部〉 [0062] 图3示出第一实施方式所涉及的直交流转换电路13的控制系。控制部50包括微计算机(省略图示)和让该微计算机工作的程序。该控制部50伴随着控制开关元件Su、Sv、Sw、Sx、Sy、Sz的开关动作来控制直交流转换电路13的电流。也就是说,由控制部50控制直交流转换电路13的输出,从而控制电机20工作。作为控制电机20工作的控制方式例如有d-q轴矢量控制。本实施方式中的控制部50包括:速度控制部51、乘法器52、加法器53、dq轴电流指令值生成部54、坐标转换部55、dq轴电流控制部56以及PWM运算部57。 [0063] 由速度控制部51求电机20的机械角的转角频率ω和机械角的指令值ω*之间的偏差。速度控制部51还对该偏差进行比例积分(PI)运算,并将运算结果作为第一电流指令值im*输出给乘法器52。 [0064] 乘法器52将交流电源30的电压Vin的相位角θin的正弦值的绝对值|sinθin|和第一电流指令值im*相乘,并将相乘的结果作为第二电流指令值iT*输出。该第二电流指令值iT*是电机电流振幅的指令值,是本发明中的、与功率转换部的控制相关的操作量之一例。 [0065] 加法器53将第二电流指令值iT*和在补偿部60生成的补偿电流指令值icomp*(后述)相加,将相加的结果(以下,称为驱动电流指令值idq*)输出给dq轴电流指令值生成部54。 [0066] dq轴电流指令值生成部54从驱动电流指令值idq*和流向电机20的电流的相位β的指令值β*求d轴电流指令值id*和q轴电流指令值iq*,并将该d轴电流指令值id*和q轴电流指令值iq*输出给dq轴电流控制部56。具体而言,dq轴电流指令值生成部54将指令值β*的正弦* * * * *值-sinβ与驱动电流指令值idq相乘以生成d轴电流指令值id ;将指令值β的余弦值cosβ与驱动电流指令值idq*相乘以生成q轴电流指令值iq*。 [0068] q轴电流控制部56生成d轴的电压指令值Vd*和q轴的电压指令值Vq*,以便d轴电流指令值id*和d轴电流值id之间的偏差、以及q轴电流指令值iq*和q轴电流值iq之间的偏差分别变小,并将所述d轴的电压指令值Vd*和q轴的电压指令值Vq*输出给PWM运算部57。 [0069] d轴、q轴的电压指令值Vd*、Vq*、直流链电压vdc、电角θe输入PWM运算部57中。PWM运算部57基于这些值生成控制直交流转换电路13中的各开关元件Su、Sv、Sw、Sx、Sy、Sz的开关动作的控制信号G(以下,也称为PWM输出)并将该输出信号G输出给直交流转换电路13。PWM输出G的更新在规定的周期(以下,称为载波周期Tc或更新周期Tc)下进行。 [0070] 〈补偿部〉 [0071] 补偿部60生成用于补偿第二电流指令值iT*(后述)的补偿电流指令值icomp*。该例中,由控制部50和补偿部60构成本发明中的功率转换控制部之一例。补偿部60包括微计算机(省略图示)和让该微计算机工作的程序。图4示出补偿部60的结构例。如图4所示,补偿部60包括:减法器61、偏差存储部62、第一索引生成部63、电源相位运算部64、第二索引生成部 65以及补偿量运算部66。 [0072] -减法器61- [0073] 由减法器61求交直流转换电路11的输出电流值|Iin|和指示该输出电流值|Iin|的电流指令|Iin*|之间的偏差。该偏差与使对直交流转换电路13的电流(即,输出电流值|Iin|)失真的干扰相关。也就是说,该偏差是本发明中的、与使对功率转换部的电流Iin失真的干扰相关的值之一例。需要说明的是,电流值|Iin|是测量值。而且,例如用|sinθin|乘以交直流*转换电路11的输入电流值Iin的主波成分的振幅来生成电流指令|Iin|。 [0074] -偏差存储部62- [0075] 偏差存储部62包括多个存储区域(排列),该偏差存储部62存储由减法器61求出的偏差。该偏差存储部62是本发明中的存储部之一例。设定偏差存储部62的存储区域的数量(设为K),以便相当于交流电源30的电压的周期(以下,电源周期)的π/K[rad]的期间(以下,称为存储周期Tm)成为载波周期Tc以下的期间。通过如上所述地设定K,偏差存储部62就能够在电源周期的一半周期(以下,称为电源半周期)内存储K个偏差。需要说明的是,在本实施方式中,存储周期Tm和载波周期Tc一致。 [0076] -第一索引生成部63- [0077] 第一索引生成部63基于开始进行控制处理(电流控制等)时的相位角θin=θin1计算确定偏差存储部62的存储区域的索引idx。该例中,idx=θin1/(π/K)。因此,索引idx的范围为0~K-1。 [0078] 让偏差存储部62将相位角θin1下的所述偏差存储在与已计算出的索引idx相对应的存储区域内。也就是说,偏差存储部62存储多个偏差,所述偏差是电流指令|Iin*|和输出电流值|Iin|之间的偏差且与交流电源30的电压Vin的相位角θin相关联。需要说明的是,通过如上所述地让索引idx与相位角θin相对应,与存储周期Tm的干扰相关的值(偏差)就会排列着存储在偏差存储部62中。 [0079] -电源相位运算部64- [0080] 由电源相位运算部64求对第二电流指令值iT*进行补偿的时刻下的相位角θin2。该例中,电源相位运算部64根据开始进行控制处理(电流控制等)时的相位角θin1输出更新周期Tc终点的相位角θin2,在该更新周期Tc下,控制处理的输出作为PWM信号使用。 [0081] -第二索引生成部65- [0082] 第二索引生成部65基于由电源相位运算部64求出的相位角θin=θin2计算确定偏差存储部62的存储区域的索引idx。索引idx的计算方法与第一索引生成部63中的计算方法相同,idx=θin2/(π/K)。 [0083] -补偿量运算部66- [0084] 由补偿量运算部66计算补偿电流指令值icomp*。具体而言,补偿量运算部66首先利用在第二索引生成部65计算出的索引idx从偏差存储部62的存储区域中读出偏差。下面,将该已读出的偏差设定为Iin_err。补偿量运算部66然后用icomp*=Gp×Iin_err计算补偿电流指令值icomp*。该Gp是增益,例如只要通过实验等适当地设定该Gp即可。已计算出的补偿电流指令值icomp*输出给控制部50中的加法器53。在本实施方式中,补偿量运算部66和加法器53构成电流指令补偿部。 [0085] 〈功率转换装置的工作情况〉 [0086] 图5是说明补偿部60进行的补偿动作的图。图5中,示出了从第m个到第m+2个载波周期Tc(不过,m是0以上的整数)。图6示例出电源电压Vin、相位角θin、电流指令|Iin*|、输出* *电流值|Iin|、偏差Iin_err、第二电流指令值iT以及驱动电流指令值idq的波形。图6中示出了三个电源半周期(从第n-1个到第n+1个电源半周期)的波形。 [0087] 载波周期Tc一开始,控制部50就开始进行控制处理。例如,第m个载波周期Tc下的控制处理一开始,控制部50就测量输出电流值|Iin|和相位角θin。在控制部50的速度控制部* * *51中基于转角频率ω和指令值ω之间的偏差生成第一电流指令值im。第一电流指令值im在乘法器52中被调制后,作为第二电流指令值iT*输出。 [0088] 另一方面,在补偿部60,由第二索引生成部65基于已检测到的相位角θin1计算索引idx。这里,已计算出的值是idx=j2。补偿量运算部66从偏差存储部62读出与已计算出的索引idx=j2相对应的偏差Iin_err(j2)。在补偿量运算部66使用已读出的偏差Iin_err(j2)计算补偿电流指令值icomp*。 [0089] 在加法器53中将该补偿电流指令值icomp*与第二电流指令值iT*相加(补偿)。这样一来,第二电流指令值iT*就得到补偿,以便输出电流Iin的、由电流指令|Iin*|和输出电流值|Iin|之间的偏差(与干扰相关的值)引起的失真减少。补偿后的第二电流指令值iT*被作为驱动电流指令值idq*输出给dq轴电流指令值生成部54。 [0090] 这里,用于计算补偿电流指令值icomp*的偏差Iin_err是现在的电源半周期n以前的电源半周期n-1下的偏差。也就是说,使用在相当于第n-1个电源半周期的索引idx=j2的相位下存储的偏差Iin_err(j2)对相当于第n个电源半周期的索引idx=j2的相位下的第二电流指令值iT*进行补偿(参照图6)。图6中示例出增益Gp=1的情况。 [0091] 就这样,在控制部50中,由dq轴电流指令值生成部54利用补偿后的第二电流指令值iT*即驱动电流指令值idq*生成d轴电流指令值id*和q轴电流指令值iq*;由dq轴电流控制部56生成d轴的电压指令值Vd*和q轴的电压指令值Vq*。一生成d轴的电压指令值Vd*和q轴的电* 压指令值Vq,就由PWM运算部57将控制信号G输出给直交流转换电路13。这样一来,直交流转换电路13工作,以便交直流转换电路11的输出电流波形的失真减少。之所以利用这样存储起来的偏差(与干扰相关的值)能够减少电容器12a和电抗线圈L1、L2引起的LC谐振,是因为该LC谐振是稳定的重复波形之故。 [0092] 另一方面,在补偿部60,由偏差存储部62基于在每一个载波周期Tc下检测到的干扰更新应该存储该干扰的存储区域。例如在第m个载波周期Tc下,补偿部60一结束输出补偿电流指令值icomp*,就基于在第m个载波周期Tc开始时检测到的输出电流值|Iin|和相位角θin1对偏差存储部62的内容进行更新。具体而言,由第一索引生成部63从该相位角θin1计算索引。该例中,idx=j1。因此,在补偿部60,第j1个偏差Iin_err(j1)被更新。 [0093] 在第m+1个载波周期Tc下也进行同样的动作。在第m+1个载波周期Tc下,idx=j1+1,这是因为存储周期Tm和载波周期Tc一致之故。在第m+1个载波周期Tc下,如果现在处于第n个电源半周期,就使用在相当于第n-1个电源半周期的索引idx=j2+1的相位下存储的偏差Iin_err(j2+1),对相当于第n个电源半周期的索引idx=j2+1的相位下的第二电流指令值iT*进行补偿。而且,在第m+1个载波周期Tc下,第j2+1个偏差Iin_err(j2+1)被更新。 [0094] 需要说明的是,在本实施方式中,从各载波周期Tc下的开始进行控制处理的那一时刻的相位角θin求索引idx。而且,在开始进行控制处理的那一时刻也对输出电流值|Iin|进行检测。像本实施方式那样,在载波周期Tc与存储周期Tm相等的情况下,索引idx的更新时刻和开始进行控制处理的时刻同步,在每一个控制周期索引增加一个。因此,在每一个电源半周期,偏差存储部62的数据全都被更新,没有遗漏。 [0095] 〈本实施方式的效果〉 [0096] 在本实施方式中,对偏差(与干扰相关的值)进行存储,基于在电源半周期前已存储的值对与直交流转换电路13的电流控制相关的操作量iT*进行了补偿。因此,在本实施方式中,能够减少电流与其指令值之间的偏差。更具体而言,很容易地就能够减少交直流转换电路11的输出电流的失真(也就是说,对直交流转换电路13的输入电流的失真),该失真是由于LC谐振那样的重复波形的干扰引起的。而且,形成LC谐振电路的电容器的电容越小,该方式就越有用。如果形成LC谐振电路的电容器的电容小,所述LC谐振的频率就高,则要求补偿动作的速度更高。在本实施方式中,因为利用已存储的偏差求补偿值,所以补偿能够实现高速。 [0097] (第一实施方式的变形例) [0098] 在第一实施方式的变形例中,说明将存储周期Tm设定得比载波周期Tc短之例。图7示出第一实施方式的变形例所涉及的补偿部60的结构。如图7所示,本变形例中的补偿部60在第一实施方式的补偿部60中新增加了数据插补部68。 [0099] 图8是说明在存储周期Tm比载波周期Tc短的情况下如何对偏差存储部62进行更新的图。图8中,示出了第m个到第m+1个载波周期Tc(不过,m是0以上的整数)。如图8所示,在存储周期Tm比载波周期Tc短的情况下,更新索引idx的时刻和开始进行控制处理的时刻不同步。 [0100] 因此,在连续的载波周期Tc下有可能出现索引idx增加两个这样的情况。在图8之例中,第m个载波周期Tc开始时的索引idx为j1,第m+1个载波周期Tc开始时的索引idx为j1+2。如果用在每一个载波周期Tc下检测到的干扰对存储区域进行更新,那么,在这样索引idx增加了两个的情况下,与索引idx=j1+1相对应的存储区域的数据就不会被更新。也就是说,存在偏差存储部62的存储区域不被从头开始依次连续地更新的情况。换句话说,存在出现更新被遗漏的存储区域这样的情况。因此,在本变形例中,由数据插补部68将索引增加了两个以上这一情况检测出来,根据上次求出的偏差和这次求出的偏差将未被更新的存储区域的数据插补进来。 [0101] 图8之例中,在第m个载波周期Tc下,应该存储在该载波周期Tc检测到的干扰的存储区域(idx=j1)被更新。接下来,一开始进行第m+1个载波周期Tc下的控制处理,第一索引生成部63就计算索引idx=j1+2。于是,偏差Iin_err(j1+2)即被存储到与该索引idx=j1+2相对应的存储区域内(参照图8)。 [0102] 数据插补部68对现在的索引idx=j1+2和在前一个载波周期Tc即第m个载波周期Tc下计算出来的索引idx=j1进行比较。该例中,与前一个载波周期Tc相比,索引idx增加了两个,故可知索引idx=j1+1下的数据未被更新。于是,数据插补部68根据索引idx=j1下的数据和索引idx=j1+2下的数据进行插补,并生成索引idx=j1+1下的数据,再将该索引idx=j1+1下的数据存储到偏差存储部62中。这样一来,在本变形例中,在存储在存储部62的值不连续的情况下(存在数据未被更新的存储区域的情况下),利用存储部62内的数据对不连续的地方(数据未被更新的存储区域)进行插补。 [0103] 在本变形例中,根据上述插补处理,能够防止在偏差存储部62产生长期未被更新的存储区域。也就是说,根据本变形例,即使存储周期Tm和载波周期Tc不同步,也能够更可靠地减少交直流转换电路11的输出电流的失真。也就是说,本变形例也能够减少电流与其指令值之间的偏差。 [0104] 需要说明的是,在连续的载波周期Tc下索引idx增加了三个以上那样的情况下,也能够如上所述,用已更新完的存储区域的数据对未更新的存储区域的数据进行更新。 [0105] (发明的第二实施方式) [0106] 图9示出第二实施方式所涉及的直交流转换电路13的控制系。在本实施方式中,如图9所示,在第一实施方式的控制系中进一步新增加了一个补偿部60和一个减法器67。新增加的补偿部60的结构与第一实施方式中的补偿部60相同,但输入的信号与第一实施方式中的补偿部60不同。需要说明的是,为识别两个补偿部60,图9中对该参考符号加了分支号-1、-2。该例中,补偿部60-1是一开始就有的;补偿部60-2是新增加的。 [0107] 在新增加的补偿部60-2中,由减法器61求电容器能量Ce和该电容器能量Ce的指令值Ce*之间的偏差。详细而言,减法器61将从指令值Ce*减去电容器能量Ce后得到的值作为偏差输出。这里,电容器能量Ce是累积在直流部12的电容器12a内的能量。电容器能量Ce的值能够从直流链电压vdc计算出来。指令值Ce*是该电容器能量Ce的指令值,从直流链电压vdc的目标值计算出来。确定直流链电压vdc的目标值,以便该直流链电压vdc的波形大致为正弦波。 [0108] 电容器能量Ce和指令值Ce*之间的偏差与交流电源30的电压Vin的相位角θin相关联后,存储在新增加的补偿部60-2的偏差存储部62中。该偏差也是本发明中的、与让对功率转换部的电流Iin失真的干扰相关的值之一例。 [0109] 减法器67从一开始就有的补偿部60-1的输出中减去由新增加的补偿部60-2求出的补偿电流指令值icomp**。减法器67的输出被作为第二电流指令值iT*的补偿值输出给加法器53。该例中,由两个补偿部60-1、60-2和加法器53构成电流指令补偿部。 [0110] 在本实施方式中,根据上述结构,除了根据交直流转换电路11的输出电流值|Iin|进行补偿以外,还根据累积在直流部12的电容器12a内的电容器能量Ce进行补偿。通过根据电容器能量Ce进行补偿,能够减少进出于直流部的电容器12a的电流引起的干扰,从而能够*让交直流转换电路11的输出电流值|Iin|更接近电流指令|Iin|。 [0111] 具体而言,在本实施方式中,在直流部12的电容器能量Ce比电容器能量的指令值Ce*多的情况下,对第二电流指令值iT*进行补偿,以便直交流转换电路13的输出功率进一步增加;而在电容器能量Ce比电容器能量的指令值Ce*少的情况下,对第二电流指令值iT*进行补偿,以便直交流转换电路13的输出功率进一步减少。 [0112] 就这样,在本实施方式中,也能够使用已存储的偏差(与干扰相关的值)求补偿值,故能够实现高速的补偿。 [0113] (发明的第三实施方式) [0114] 图10示出第三实施方式所涉及的直交流转换电路13的控制系。该例是在第一实施方式的控制系中新增加了反馈控制部80而得到的。反馈控制部80利用反馈控制对电流指令* *|Iin|进行补偿,以便输出电流值|Iin|和电流指令|Iin|之间的偏差减少。 [0115] 图11示出反馈控制部80的结构例。如图11所示,反馈控制部80包括减法器81和PI运算器82。由减法器81求输出电流值|Iin|与其电流指令|Iin*|之间的偏差。PI运算器82对减法器81的输出进行比例积分(PI)运算,并将运算后得到的值作为补偿电流指令值icomp***输***出。补偿电流指令值icomp 与补偿部60的输出相加后被输入控制部50的加法器53中。 [0116] 通过这样设置反馈控制部80,就能够减少交直流转换电路11的输出电流的失真,该失真的原因除了所述LC谐振那样的稳定的干扰以外,还有不稳定的干扰。需要说明的是,通过适当地调节补偿部60的增益Gp和反馈控制部80的增益之间的平衡,就能够使反馈控制部80进行的控制不对补偿部60进行的控制造成过多的影响。 [0117] (发明的第四实施方式) [0118] 图12示出第四实施方式所涉及的直交流转换电路13的控制系。本实施方式中的控制部50包括速度控制部51、乘法器52、加法器53、坐标转换部55、功率控制部58、dq轴电流控制部56以及PWM运算部57。 [0119] 由速度控制部51求电机20的机械角的转角频率ω和机械角的指令值ω*之间的偏差。速度控制部51还对该偏差进行比例积分(PI)运算,并将该运算结果作为第一功率指令值p*输出给乘法器52。 [0120] 乘法器52例如将交流电源30的电压Vin的相位角θin的正弦值的平方sin2(θin)和第一功率指令值p*相乘,并将相乘的结果作为第二功率指令值p**输出。该第二功率指令值p**是由直交流转换电路13(功率转换部)输出的功率的指令值,是本发明中的、与功率转换部的控制相关的操作量之一例。 [0121] 加法器53将第二功率指令值p**和在补偿部60生成的补偿功率指令值pcomp*(后述)相加,并将相加的结果(以下,称为驱动功率指令值p***)输出给功率控制部58。 [0122] 功率控制部58从驱动功率指令值p***和电机转速ω求电机扭矩指令值,生成与该电机扭矩指令值相对应的d轴电流指令值和q轴电流指令值,并将该d轴电流指令值和q轴电流指令值输出给dq轴电流控制部56。具体而言,由d轴电感、q轴电感、交链数、绕线电阻、磁极对数等电机常数生成与电机扭矩指令相对应的d轴电流指令值和q轴电流指令值。 [0123] 坐标转换部55从电机20的转子(省略图示)的转角(电角)θe和直交流转换电路13的相电流iu、iv、iw计算d轴电流值id和q轴电流值iq。 [0124] dq轴电流控制部56生成d轴的电压指令值Vd*和q轴的电压指令值Vq*,以便d轴电流* *指令值id 和d轴电流值id之间的偏差、以及q轴电流指令值iq和q轴电流值iq之间的偏差分别变小,并将该d轴的电压指令值Vd*和q轴的电压指令值Vq*输出给PWM运算部57。 [0125] d轴的电压指令值Vd*、q轴的电压指令值Vq*、直流链电压vdc、电角θe输入PWM运算部57中。PWM运算部57基于这些值生成控制直交流转换电路13中的各开关元件Su、Sv、Sw、Sx、Sy、Sz的开关动作的控制信号G(以下,也称为PWM输出),并将该控制信号G输出给直交流转换电路13。PWM输出G的更新在规定的周期(以下,称为载波周期Tc或更新周期Tc)下进行。 [0126] 〈补偿部〉 [0127] 补偿部60生成用于补偿第二功率指令值p**(后述)的补偿功率指令值pcomp*。补偿部60包括微计算机(省略图示)和让该微计算机工作的程序。本实施方式中的补偿部60也和图4所示之例一样,包括:减法器61、偏差存储部62、第一索引生成部63、电源相位运算部64、第二索引生成部65以及补偿量运算部66。 [0128] -减法器61- [0129] 由减法器61求交直流转换电路11的输出电流值|Iin|和指示该输出电流值|Iin|的电流指令|Iin*|之间的偏差。该偏差是本发明中的、与使对功率转换部的电流Iin失真的干扰相关的值之一例。需要说明的是,电流值|Iin|是测量值。而且,例如用|sinθin|乘以交直流转换电路11的输入电流值Iin的主波成分的振幅来生成电流指令|Iin*|。 [0130] -偏差存储部62- [0131] 偏差存储部62包括多个存储区域(排列),存储由减法器61求出的偏差。该偏差存储部62是本发明中的存储部之一例。设定偏差存储部62的存储区域的数量(设为K),以便相当于交流电源30的电压周期(以下,电源周期)的π/K[rad]的期间(以下,称为存储周期Tm)成为载波周期Tc以下的期间。通过如上所述地设定K,偏差存储部62就能够在电源周期的一半周期(以下,电源半周期)内存储K个偏差。需要说明的是,在本实施方式中,存储周期Tm和载波周期Tc一致。 [0132] -第一索引生成部63- [0133] 第一索引生成部63基于开始进行控制处理(电流控制等)时的相位角θin=θin1,计算出确定偏差存储部62的存储区域的索引idx。该例中,idx=θin1/(π/K)。因此,索引idx的范围为0~K-1。 [0134] 让偏差存储部62将相位角θin1下的所述偏差存储在与已计算出的索引idx相对应的存储区域内。也就是说,偏差存储部62存储多个偏差,所述偏差是电流指令|Iin*|和输出电流值|Iin|之间的偏差且与交流电源30的电压Vin的相位角θin相关联。需要说明的是,通过如上所述让索引idx与相位角θin相对应,存储周期Tm下的与干扰相关的值(偏差)就会排列着存储在偏差存储部62中。 [0135] -电源相位运算部64- [0136] 由电源相位运算部64求对第二电流指令值iT*进行补偿的时刻下的相位角θin2。该例中,电源相位运算部64根据开始进行控制处理(电流控制等)时的相位角θin1输出更新周期Tc终点的相位角θin2,在该更新周期Tc下,控制处理的输出作为PWM信号使用。 [0137] -第二索引生成部65- [0138] 第二索引生成部65基于由电源相位运算部64求出的相位角θin2计算确定偏差存储部62的存储区域的索引idx。索引idx的计算方法与第一索引生成部63中的计算方法相同,idx=θin1/(π/K)。 [0139] -补偿量运算部66- [0140] 由补偿量运算部66计算补偿功率指令值pcomp*。具体而言,补偿量运算部66首先利用在第二索引生成部65计算出的索引idx从偏差存储部62的存储区域中读出偏差。下面,将该已读出的偏差设定为Iin_err。补偿量运算部66然后用pcomp*=-|Vin·sin(θin2)|×Iin_err计算补偿功率指令值pcomp*。已计算出的补偿功率指令值pcomp*输出给控制部50的加法器53。 [0141] 〈功率转换装置的工作情况〉 [0142] 借用图5说明本实施方式中的功率转换装置的工作情况。图5中示出了从第m个到第m+2个载波周期Tc(不过,m是0以上的整数)。 [0143] 载波周期Tc一开始,控制部50就开始进行控制处理。例如,第m个载波周期Tc下的控制处理一开始,控制部50就测量输出电流值|Iin|和相位角θin1。在控制部50的速度控制部51中基于转角频率ω和指令值ω*之间的偏差生成第一功率指令值p*。第一功率指令值p*在乘法器52中与sin2(θin)相乘而被调制后,作为第二功率指令值p**输出。 [0144] 另一方面,在补偿部60,由第二索引生成部65基于已检测到的相位角θin1计算索引idx。这里,已计算出的值为idx=j2。补偿量运算部66从偏差存储部62读出与已计算出的索引idx=j2相对应的偏差Iin_err(j2)。在补偿量运算部66使用已读出的偏差Iin_err(j2)计算补偿功率指令值pcomp*。 [0145] 在加法器53中将该补偿功率指令值pcomp*与第二功率指令值p**相加(补偿)。这样** *一来,第二功率指令值p 就得到补偿,以便输出电流Iin的、由电流指令|Iin|和输出电流值|Iin|之间的偏差(与干扰相关的值)引起的失真减少。补偿后的第二功率指令值p**被作为驱动功率指令值p***输出给功率控制部58。 [0146] 这里,用于计算补偿功率指令值pcomp*的偏差Iin_err是现在的电源半周期n以前的电源半周期n-1下的偏差。也就是说,使用在相当于第n-1个电源半周期的索引idx=j2的相位下存储的偏差Iin_err(j2)对相当于第n个电源半周期的索引idx=j2的相位下的第二功率指令值p**进行补偿。 [0147] 就这样,在控制部50中,利用补偿后的第二功率指令值p**即驱动功率指令值p***生成d轴电流指令值id*和q轴电流指令值iq*;由dq轴电流控制部56生成d轴的电压指令值Vd*和q轴的电压指令值Vq*。一生成d轴的电压指令值Vd*和q轴的电压指令值Vq*,就由PWM运算部57将控制信号G输出给直交流转换电路13。这样一来,直交流转换电路13工作,以便交直流转换电路11的输出电流波形的失真减少。之所以利用这样存储起来的偏差(与干扰相关的值)能够减少电容器12a和电抗线圈L1、L2引起的LC谐振,是因为该LC谐振是稳定的重复波形之故。 [0148] 另一方面,在补偿部60,由偏差存储部62基于在每一个载波周期Tc下检测到的干扰更新应该存储该干扰的存储区域。例如在第m个载波周期Tc下,补偿部60一结束输出补偿功率指令值pcomp*,就基于在第m个载波周期Tc开始时检测到的输出电流值|Iin|和相位角θin1对偏差存储部62的内容进行更新。具体而言,由第一索引生成部63从该相位角θin1计算索引。该例中,idx=j1。因此,在补偿部60,第j1个偏差Iin_err(j1)被更新。 [0149] 在第m+1个载波周期Tc下也进行同样的动作。在第m+1个载波周期Tc下,idx=j1+1。这是因为存储周期Tm和载波周期Tc一致之故。在第m+1个载波周期Tc下,如果现在处于第n个电源半周期,就使用在相当于第n-1个电源半周期的索引idx=j2+1的相位下存储的偏差Iin_err(j2+1),对相当于第n个电源半周期的索引idx=j2+1的相位下的、第二电流指令值iT*进行补偿。而且,在第m+1个载波周期Tc下,第j2+1个偏差Iin_err(j2+1)被更新。 [0150] 需要说明的是,在本实施方式中,从各载波周期Tc下的开始进行控制处理的那一时刻的相位角θin求索引idx。而且,在开始进行控制处理的那一时刻也对输出电流值|Iin|进行检测。像本实施方式那样,在载波周期Tc与存储周期Tm相等的情况下,索引idx的更新时刻和开始进行控制处理的时刻同步,在每一个控制周期增加一个。因此,在每一个电源半周期,偏差存储部62的数据全都被更新,没有遗漏。 [0151] 〈本实施方式的效果〉 [0152] 在本实施方式中,对与直交流转换电路13的功率控制相关的操作量进行了补偿。在该情况下也能够收到和第一实施方式一样的效果。 [0153] (发明的第五实施方式) [0154] 图13示出第五实施方式所涉及的直交流转换电路13的控制系。在本实施方式中,在第一实施方式的控制系中新增加了一个补偿部60和一个减法器67。新增加的补偿部60的结构和第一实施方式中的补偿部60相同,但是输入的信号与第一实施方式中的补偿部60不同。需要说明的是,为识别该两个补偿部60,在图13中对该参考符号加了分支号-1、-2。该例中,补偿部60-1是一开始就有的,补偿部60-2是新增加的。 [0155] 在新增加的补偿部60-2中,由减法器61求直流链电压vdc和该直流链电压vdc的指* *令值vdc之间的偏差。详细而言,减法器61将从指令值vdc中减去直流链电压后得到的值作为偏差输出。 [0156] 直流链电压vdc和指令值vdc*之间的偏差与交流电源30的电压Vin的相位角θin相关联后,存储在新增加的补偿部60-2的偏差存储部62中。该偏差也是本发明中的、与让对功率转换部的电流Iin失真的干扰相关的值之一例。 [0157] 减法器67从一开始就有的补偿部60-1的输出中减去由新增加的补偿部60-2求出的补偿电流指令值icomp**。减法器67的输出被作为第二电流指令值iT*的补偿值输出给加法器53。 [0158] 在本实施方式中,根据上述结构,除了根据交直流转换电路11的输出电流值|Iin|进行补偿以外,还根据直流链电压vdc进行补偿。通过根据直流链电压vdc进行补偿,能够减少在电源电压Vin和直流链电压vdc之间产生的干扰,从而能够让交直流转换电路11的输出电流值|Iin|更接近电流指令|Iin*|。 [0159] 具体而言,在本实施方式中,在直流部12的电压(也就是说,直交流转换电路13的输入侧电压)比直流链电压vdc的指令值vdc*大的情况下,对第二电流指令值iT*进行补偿,以便直交流转换电路13的输出功率进一步增加;而在直流链电压vdc比指令值vdc*小的情况下,对第二电流指令值iT*进行补偿,以便直交流转换电路13的输出功率进一步减少。 [0160] 就这样,在本实施方式中,也能够使用已存储的偏差(与干扰相关的值)求补偿值,故能够实现高速的补偿。 [0161] (发明的第六实施方式) [0162] 在本发明的第六实施方式中,用与上述实施方式不同之例说明偏差存储部62的更新方法。图14是说明对本发明的第六实施方式所涉及的偏差存储部62进行更新的流程图。在本实施方式中,通过改变第一实施方式中的补偿部60实现了图14所示的流程。需要说明的是,在载波周期Tc内求出电流指令|Iin*|和输出电流值|Iin|以后进行图14所示的一系列流程,并且在每一个载波周期Tc下重复进行图14所示的一系列流程。 [0163] 首先,在补偿部60,由第一索引生成部63生成表示偏差存储部62的、存储这次的偏差的存储位置的索引idx(步骤S11)。第一索引生成部63基于相位角θin1计算该索引idx。该例中,idx=θin1/(π/K),相位角θin1在每一个π(也就是说,每一个电源半周期)下清零。因此,由第一索引生成部63生成的索引idx根据相位角θin1的单调增加而一个一个地增加,在0~K-1这一范围内循环。 [0164] 接下来,在补偿部60中,由减法器61求电流指令|Iin*|和输出电流值|Iin|之间的偏差(步骤S12) [0165] 补偿部60将这次的偏差(在步骤S12中求得的偏差)存储到与索引idx相对应的偏差存储部62的区域(步骤S13)。需要说明的是,存储偏差之际,可以取代存储这次的偏差这一做法,而是用存储在偏差存储部62的过去的值求该过去的值与这次的偏差的移动平均,并存储该结果。 [0166] 在每一个载波周期Tc重复进行步骤S11~步骤S13之流程,一直进行到获得偏差存储部62应该存储的数量(该例中,为K个)的值为止。也就是说,在本实施方式中,通过跨越交流电源30的电压Vin的多个周期对用于求与干扰相关的值的值(这里,为电流指令|Iin*|和输出电流值|Iin|)取样,来获得偏差存储部62应该存储的数量(K个)的值。 [0167] 如上所述,在本实施方式中,也是与干扰相关的值被存储到偏差存储部62,从而能够利用该与干扰相关的值生成用于对第二电流指令值iT*进行补偿的补偿电流指令值icomp*。因此,在本实施方式中,也能够容易且高速地减少交直流转换电路11的输出电流的失真(也就是说,对直交流转换电路13的输入电流的失真),该失真是由于LC谐振那样的重复波形的干扰引起的。也就是说,在本实施方式中也能够减少电流与其指令值之间的偏差。 [0168] 尤其是,一般这样认为:在干扰的变化周期小的情况下(小到用每一个载波周期Tc下的取样无法正确地表示干扰的变化那种程度的情况下),第六实施方式的偏差取得方法(参照图14)是理想的方法,即,让存储周期Tm小于干扰的变化周期,故意不进行插补。在该情况下,在电源半周期下所有的偏差存储部62的数据都不被更新,偏差存储部62的数据利用跨越多个电源半周期的取样进行更新。因此,只要干扰与电源半周期同步地重复,就能够利用第六实施方式的结构正确地存储与干扰相关的值。 [0169] (其它实施方式) [0170] 需要说明的是,因为一般情况下在功率转换装置的控制系中存在速度控制系,所以在该情况下只要在开始运转时将补偿部60的补偿量设定为0即可。 [0171] 在事先已知道会发生例如电机20的加减速、与电机的旋转周期同步进行的扭矩控制等与电源周期非同步的较大的负荷变化的情况下,只要将补偿部60的补偿量设定为0即可。 [0172] 在求输出电流值|Iin|和电流指令|Iin*|之间的偏差的情况下可以这样做:在每一个索引idx下都跨越多个电源半周期对输出电流值|Iin|进行平均,求该平均值和电流指令|Iin*|之间的偏差。作为对输出电流值|Iin|进行平均的方法例如如下:在每一个索引idx下求输出电流值|Iin|的移动平均。需要说明的是,在像第一实施方式的变形例那样对偏差存储部62进行插补的情况下,插补用数据优选使用未平均的数据。 [0173] 基于电容器能量Ce的补偿(参照第二实施方式)并非一定要与基于输出电流值|Iin|的补偿(参照第一和第二实施方式)一起进行。也就是说,在第二实施方式中,可以省略基于输出电流值|Iin|的补偿。 [0174] 功率转换装置10并不限于是具有交直流转换电路11和直交流转换电路13的装置。功率转换装置10还可以构成为将交流直接转换为具有规定频率和电压的交流的、即所谓的矩阵转换器。 [0175] 作为与干扰相关的值并不限于上述实施方式、变形例中所示之例。例如,能够列举出的有:对功率转换部(例如直交流转换电路13、矩阵转换器)的电流和对该功率转换部的电流的指令值之间的偏差。而且,并不限于偏差,还可以是对功率转换部(例如,对直交流转换电路13、矩阵转换器)的电流、交直流转换电路11的输出电流值|Iin|、电容器12a的电压vdc、电容器12a的能量Ce等。 [0176] 还可以在控制部50对q轴电流指令值iq*进行补偿,来取代对第二电流指令值iT*进行补偿。 [0177] -产业实用性- [0178] 本发明作为功率转换装置很有用。 [0179] -符号说明- [0180] 10 功率转换装置 [0181] 12a 电容器 [0182] 13 直交流转换电路(功率转换部) [0183] 30 交流电源 [0184] 50 控制部(功率转换控制部) [0185] 60 补偿部(功率转换控制部) [0186] 62 偏差存储部(存储部) |