时间测量电路和方法、光电测距仪、光电距离测量方法 |
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| 申请号 | CN201610369907.4 | 申请日 | 2016-05-30 | 公开(公告)号 | CN106199622B | 公开(公告)日 | 2019-07-30 |
| 申请人 | 赫克斯冈技术中心; | 发明人 | 雷托·施图茨; S·贝斯特勒; R·沃尔格南特; J·辛德林; | ||||
| 摘要 | 时间测量 电路 和方法、光电测距仪、光电距离测量方法。传入 信号 的时间测量电路具有用于根据传入信号对标准的满足生成比较器 输出信号 的比较器级，其中超过 阈值 或低于阈值被限定为标准。还设置用于对馈送到数字化级的 输入信号 采样 并且将其转换成包含针输入信号的采样值的数字数据的数字化级，该采样以限定的采样率执行；和用于通过评估数字数据确定传入信号的时间顺序 位置 的评估单元。在比较器级与数字化级间连接信号生成级，其设计为根据比较器输出信号的内容以时间顺序固定方式生成和输出已知形状的针对后采样插值能 力 设计的形状信号。评估单元然后在使用数字数据中包含的值的时间顺序插值和形状信号的已知形状的同时确定传入信号的时间。 | ||||||
| 权利要求 | 1.一种用于传入信号的时间测量电路(10)，该时间测量电路包括： |
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| 说明书全文 | 时间测量电路和方法、光电测距仪、光电距离测量方法技术领域[0001] 本发明涉及时间测量电路和具有这种时间测量电路的光电测距仪。 背景技术[0002] 在光和/或光电距离测量领域中已知用于确定期望距离的各种原理和方法。一个方法是朝要被测量的目标发出脉冲电磁辐射，例如，激光，并且随后从作为后向散射物体的该目标接收回波，其中，可以基于脉冲的运行时间来确定要被测量的对象的距离。这种脉冲运行时间测试仪(ToF，即，飞行时间)作为标准解决方案在许多领域中普及。 [0003] 两个不同的方案用于检测返回脉冲。 [0004] 在所谓的阈值法中，当入射在所使用的测距仪的检测器上的辐射的强度超过特定阈值时，检测到光脉冲，其中，这通常是在比较器级(即，比较器)的辅助下实现。该阈值防止来自背景的噪声和干扰信号被不正确地检测为有用信号，即，被检测为所发射脉冲的后向散射的光。 [0005] 阈值方法的一个缺点在于例如在由例如较大的测量距离导致弱后向散射脉冲的情况下，如果脉冲强度落在检测阈值之下(即，在阈值之下)，则检测不再是可能的。 [0007] 另一个方法基于后向散射脉冲的采样(WFD方法，波形数字化)。返回信号由此在这种情况下被检测，对由检测器获取的辐射被采样，在被采样范围内识别脉冲，并且最终，按时间顺序高精度地确定其位置。通过使用足够数量的采样值和/或与所发送信号的发送率或编码序列同步的所接收信号的总和，在不利的情况下有用信号也能够被识别，使得也可以管理更大距离或噪声大或经受干扰的背景场景。数字相位测量是该测量方法的亚变体。 [0008] 电子接收器电路的有限线性调制范围在该所谓的波形数字化方法(WFD方法)中也是有问题的。在近距离，信号可以使接收器饱和，使得不再正确地探知所发送信号的形状并且以不够充分的精确度确定运行时间。 [0009] WO 2008/009387中描述了在这种情况下，对于脉冲运行时间测量(ToF，飞行时间)，另选地-即，依赖于接收器的哪个信号动态范围被返回信号占据-可以使用阈值方法(对于强返回信号)或采样波形数字化方法WFD(对于较弱的返回信号)。 [0010] 跨方法确定的距离值与为测距仪有效地提供两个完全分开且不同的回路(或至少通道)以不得不遵循两个完全不同的方法的与校准和期望距离值的最终计算有关的附加结构和/或计算机开销的不可比性已经被证明是不同方法的这种组合(根据哪个信号动态范围被占据)的缺点。 发明内容[0011] 因此，在一方面，本发明的目的是提供一种时间测量电路(TDC：时间到数字转换器)，其被改进和/或在结构上不复杂，并且其可以有利地用于阈值法的范围中(具体地，在光电测距的领域中)。还能够特别在这种情况下实现时间测量精度的提高。 [0012] 在另一方面，具体对于根据返回脉冲的信号动态范围提供阈值法或WFD法的应用的测距仪，目的是降低针对该目的所需要的电路的结构复杂性，和/或提高测量值的跨方法可比性，和/或降低针对相应不同方法的校准/计算工作量。具体地，在这种情况下，还能够实现在扩大的动态范围上提供高距离测量精度。 [0013] 根据第一个方面，本发明涉及一种用于传入模拟信号的时间测量电路，具体用作测距仪的接收电路的一部分，并且在这种情况下，用于测量针对返回光脉冲的时间点。在这种情况下该时间测量电路具有 [0014] -(具体地，模拟)比较器级，该比较级用于根据传入模拟信号满足标准而生成比较器输出信号，具体地其中，超过阈值或低于阈值被限定为该标准， [0016] -评估单元，该评估单元用于通过评估该数字数据来确定针对传入模拟信号的时间顺序位置。 [0017] 根据本发明，信号生成级现在在该比较器级与该数字化级之间互连，该信号生成级被设计为以时间顺序固定方式依赖于比较器输出信号的内容生成和输出已知形状的和具体地已知振幅的形状信号，该形状信号针对后采样插值能力设计。 [0018] 评估单元然后在使用该数字数据中包含的值的时间顺序插值和该已知形状的该形状信号的同时，确定针对传入模拟信号的测量的期望时间。 [0019] 用于精确时间插值(本身采取的)的方法例如在文献WO 2011/076907中描述。 [0020] 本发明的该第一方面换言之由此仍然在模拟信号级别上，即，甚至在不可避免地经历信息内容丢失的数字化步骤之前，按照直接时间顺序固定的方式依赖于比较器信号的输出，使用信号生成级来生成形状信号，该形状信号仍然或再次为模拟，该形状信号具有已知形状并且尤其关于其形状以及可选地振幅设计为以改进且确定的方式插值出在采样和数字化之后获得的值，或使该形状信号的形状以最小可能的不确定性适合于在采用期间获得的离散值。实验已经示出根据本发明，针对形式信号的时间顺序位置可以由此以皮秒精度(可能甚至以子皮秒精度)来确定。 [0021] 通常输出的比较器信号通常具有及其陡的侧面，并且可以仅实际上取得两个值(可以比为0和1)。 [0022] 在时间确定期间，当比较器输出信号从0改变为1时，在以特定观察率(即，以特定采样率)观察该比较器输出信号时，在从0改变为1在该速率的一个周期内精确发生的情况下，在现有技术中存在不确定性。 [0023] 然而，根据本发明，比较器输出信号本身甚至不被观察，而是用于生成仍然模拟方式的优化形状的形状信号(即，未添加采样率不确定性)，并且将该形状信号中继到ADC，所以然后可以在ADC中以限定速率被采样并被数字化。具有采样值的数字数据(即，在每种情况下针对各采样时间点的形状信号的离散值)根据本发明现在可以在信号的已知形状的帮助下使用，以使该形状信号适合数字水平的值(或者换言之：对该值插值)，并且因此更精确地确定形状信号的时间顺序位置(这自然地转而能够推断比较器输出信号的时间顺序位置，因此，推断要测量的实际传入信号-例如，从目标返回的距离测量信号-超过阈值的时间点)。 [0024] 形状信号根据本发明被设计成(可选地还适用于经由模数转换器ADC进行的采样的周期率)，使得在采样和数字化之后形状信号可以以缩短的时间和降低的振幅不确定性在数字世界中被重构(即，被插值)-与比较器输出信号的假想采样相比较(即，使得形状信号的形状和可选地振幅可以在原则上以更低的或完全没有的时间顺序不确定性适合被采样的离散值)。 [0025] 信号生成级可以被具体设计为使得形状信号被设计为以限定的脉冲宽度被脉冲化，和与数字化级的采样率异步地(具体地渐进式地或连续地)在脉冲宽度内多次改变其强度(在这种情况下，特别在采样率的至少一个周期的持续时间至少连续地)。 [0026] 形状信号的振幅可以被附加地设计成使得其相对于下游模数转换器的调制范围而被优化(由此有利地使得ADC的整个调制范围基本上被信号覆盖)。由此可降低量化误差的负相关性。 [0027] 在这种情况下，术语“异步”连同陈述“信号相对于采样率异步地多次变化振幅”不被理解为“推拉式(push-pull)”(即，不相移180°)，相反地，以不同于周期宽度的时间间隔(具体地，例如，连续改变信号强度，即，信号的振幅的斜率不等于零并且不等于“无限”，和/或不接近零和不接近“无限”)。 [0028] 形状信号的形状和具体地还有振幅由此特意被设计为具有针对在采样后执行亚皮秒-精确插值而提供的合适值。信号生成级由此聚焦在针对后采样插值能力设计的形状信号(具有已知形状和振幅)的输出上。 [0029] 在这种情况下，该形状信号可以被形成为例如： [0030] ·钟形， [0031] ·锯齿形， [0032] ·三角形， [0033] ·梯形，或 [0034] ·台阶形(具有梯级，梯级的宽度不对应于采样率的周期的宽度，具体地，例如，具有随机化的梯级宽度)。 [0035] 形状信号可以在这种情况下附加地具有振幅和/或信号强度曲线，其尽可能地包括A/D转换器输入电压范围的大部分或甚至整个。ADC的量化误差由此降低，并且甚至可以完全被忽略。另外，链接到量化的微分非线性(DNL)的影响由此得到平衡。DNL在此情况下被理解为与ADC的下一数字值的量化电压的差。 [0036] 在电路中，根据本发明的TDC的信号生成级在这种情况下可以例如由至少一个触发器(flip-flop)电路(具体地D触发器)，或由超快速逻辑门(在各种情况下，具有至少一个下游低通滤波器)来实现。 [0037] 作为特殊实施方式，信号生成级可以与比较器级一起容纳在联合电子单元中，例如，以对应快速的FPGA或以混合信号ASIC的形式。 [0038] 在采样和数字化之后，采样后的离散值(包含在数字数据中)然后用作插值函数，即，作为用于执行可能的皮秒精度插值的输出数据。基于这些值和形状信号的已知形状，使形状信号(作为插值体)基于本身已知的评估方法(算法)数字级别适应或重构，并且随后读出所重构且适应的信号的时间顺序位置。然后，这还能够直接推断关于比较器输出信号的精准时间顺序位置，因此，还推断关于传入信号的、要测量的实际期望的时间点。 [0039] 评估单元由此被设计为在使用数字数据中包含的值的时间顺序插值和已知形状的形状信号的同时，确定传入模拟信号的时间(或时间点)。 [0040] 而且，本发明涉及一种根据飞行时间原理的光电测距仪，其中，其包含上述时间测量电路。 [0041] 具体地，该测距仪由此具有： [0043] -接收电路，该接收电路具有检测器(即，接收光电二极管，诸如雪崩光电二极管(APD)、正-本征-负二极管(PIN二极管)、多节APD或单光子雪崩二极管阵列(SPAD))，该检测器用于检测从目标对象返回的光信号，和检测器下游的信号处理电子器件，以及[0044] -评估单元，该评估单元用于确定到目标对象的距离。 [0045] 根据本发明的时间测量电路然后形成信号处理电子器件和评估单元的至少一部分。 [0046] 使用根据本发明的时间测量电路，在这种情况下，现在可以以改进方式确定时间点，例如，用于当返回检测光信号超过预定阈值时。 [0047] 然而，如果人们在这种情况下在宽度上观察到脉冲化的返回检测光信号，则该脉冲宽度内超过预限定阈值的时间点由此依赖于接收到的脉冲的振幅。 [0048] 在一个示例性实施方式中，根据该方面，时间测量电路的比较器级可以被设计并被提供标准，使得在各种情况下针对返回检测光信号的上升侧和下降侧生成并且输出比较器输出信号。出于该目的，例如，比较器级可以具有两个比较器部件，用于上升侧的第一比较器和用于下降侧的第二比较器。 [0049] 时间测量电路的评估单元然后进一步还被设计为用于确定针对上升侧的第一时间和针对下降侧的第二时间。 [0050] 最后，然后根据所确定的第一时间(上升侧超过阈值)和所确定的第二时间(下降侧降到阈值以下)来确定到目标对象的期望距离。 [0051] 以该方式确定的脉冲宽度由此是接收到的信号的信号强度的测量结果。该信号强度测量结果甚至在接收单元电过载的情况下起作用。使用该两部分比较器电路可以完全补偿或纠正依赖于信号强度的距离确定或运行时间误差。 [0052] 由此，通过该测量可以考虑在各种情况下根据返回脉冲的振幅水平导出不同距离(例如，对于实际在相同距离但具有不同反射率的目标)。 [0053] 用于比较器级的另一个可能的实施方式还可以具有三个比较器部件(比较器组件)，其中，两个用于上升侧触发并且一个用于下降侧触发。这种装置具有的优点是还能够测量从相距较近的两个目标接收的信号。这是因为在这种目标的情况下，可能发生的是由光检测器生成的电接收脉冲交叠，由此对于单个对象，上升侧的陡度增大。借助分配给上升侧的两个比较器，可以获取和评估该陡度。因此，可以识别和校正通常可以发生在物体边缘上的双目标测量结果。 [0054] 借助由四个比较器部件构成的组件，甚至可以另外使得到双目标的亚皮秒精度距离测量成为可能。可以由此求出四个参数(即，反射率和到两个目标的距离，即，有效反射率和各种情况下到两个目标的距离)。 [0055] 可以被实现其他优点-能够以改进方式处理非常高的信号动态，因为例如-如本身已知的-设置具有低噪声的双通道接收器，具体地，用于下部(具体地，线性)信号范围的线性振幅WFD通道与用于中间和上信号范围的“阈值”通道组合，其中，现在新设置上述时间测量电路。 [0056] 使用这种距离测量装置，还可以在整个大信号动态范围(例如，扩展了1至2个数量级的、接收到的信号的动态范围可以用相应高的距离测量精度来管理)上提供改进的(即，较高的)测量精度。具有14位分辨率的之前测距仪通常具有10位的可用动态范围，使用根据本发明的上述时间测量电路(TDC测量装置)-根据实际实验-该范围可以被扩展至少4至6位。 [0057] 具体地，根据这种测距仪示例性实施方式，信号处理电子器件由此具有第一通道和第二通道。 [0058] 根据如多次描述的本发明的时间测量电路在这种情况下设置在第一通道中，因此，该时间测量电路设计成用于由返回光信号引起的在其中间和上部振幅范围中对检测器的激活。 [0059] 第二通道为由返回光信号引起在下部的线性振幅范围中对检测器的激活的情况而设置，并且出于该目的，第二通道特别对于WFD具有： [0060] -数字化级，该数字化级用于对检测到的光信号进行采样并且将其转换成包含采样值的数字WFD数据，该采样以限定的采样率来执行，以及 [0061] -评估单元，该评估单元用于在将所检测到的光信号的基于采样值来描绘的脉冲形状考虑在内来确定所检测到的光信号的时间顺序位置。 [0062] 测距仪的评估单元可以然后最终被设计为使得依赖于检测器在返回光信号的中间和上部振幅范围还是在下部、线性振幅范围中被激活凭借第一通道中生成的数字数据的评估或凭借数字WFD数据的评估来确定到目标对象的距离。 [0063] 然而(例如，在部或中间振幅范围/信号动态范围中对检测器的激活之间的边界区域中)，“两个”类型的数字数据(即，来自两个通道)可以可选地用于确定到对象的距离。 [0064] (第一和第二通道和测距仪的)上述评估单元在这种情况下可以一起由至少一个FPGA和微处理器提供。也就是说，评估单元在功能上被描述为不同的评估单元。然而，它们可以被具体实现为一个或更多个物理单元(例如，FPGA或微处理器，或FPGA和微处理器联合地)。 [0065] 类似于根据本发明的时间测量电路，本发明的另一个主题还涉及一种针对传入信号的时间测量方法，具体地，用于距离测量的领域，并且在这种情况下，用于测量返回光脉冲的时间点。在时间测量方法的领域中，执行以下步骤： [0066] ·渐进式检查传入信号满足所限定的标准，并且在满足标准时输出触发信号，具体地其中，超过或低于阈值被限定为该标准， [0067] ·以时间顺序固定方式根据触发信号的输出生成并输出仿真形状信号，其中，形状信号被针对后采样插值能力来设计并且具有已知的形状和具体地已知的振幅，[0068] ·对形状信号进行采样，并且将其转换成包含形状信号的被采样值的数字数据，该采样以所限定的采样率来执行，以及 [0069] ·根据形状信号的时间顺序位置的确定，通过对数字数据的评估来导出针对传入信号的时间点，其中，该导出通过使用所述数字数据中包含的值的时间顺序插值和形状信号的已知形状来执行。 [0070] 在这种情况下，形状信号可以被具体设计为以限定的脉冲宽度被脉冲化，并且可以与所述采样率异步地在脉冲宽度内多次改变其信号值，具体地，渐进式地或连续地改变其信号值。形状信号可以尤其被形成为例如钟形、锯齿形、三角形、梯形或阶梯形。 [0071] 而且，类似于上述根据本发明的测距仪，本发明还涉及一种根据飞行时间原理的光电距离测量方法，该方法包括以下步骤： [0072] ·朝目标对象发出至少一个脉冲光信号(具体地，激光脉冲)， [0073] ·检测从目标对象返回的光信号，以及 [0075] 根据本发明的方法和根据本发明的装置在下文中将基于特定示例性实施方式仅用于示例性目的更详细地描述，特定示例性实施方式在附图中示意性地例示，其中，还将描述本发明的其他优点。附图中： [0076] 图1a示出了根据现有技术的光电测距仪的示意性例示图， [0077] 图1b示出了根据现有技术的运行时间测量方法的示意性例示图， [0078] 图2a示出了根据现有技术的后向散射光信号的阈值方法的示意性例示图，[0079] 图2b示出了阈值方法的阈值问题的示意性例示图， [0080] 图3a示出了根据现有技术的后向散射光信号的采样方法的示意性例示图，[0081] 图3b示出了采样方法的饱和问题的示意性例示图， [0082] 图4示出了传入信号(例如，从目标返回的所检测光信号)的时间曲线，作为示例，至少一个时间点被确定， [0083] 图5示出了使用根据现有技术已知的常规TDC方法的时间确定， [0084] 图6a-图6d示出了与根据本发明的时间测量电路的各个级和单元有关的、时间上的信号曲线和被采样数据的曲线图， [0085] 图7a-图7d示出了根据本发明的原理的形状信号的设计的不同变体， [0086] 图8示出了根据本发明的用于时间测量电路的实施方式的框图，其中，该时间测量电路形成根据本发明的具有附加WFD通道的测距仪的一部分， [0087] 图9a、图9b示出了测量得的运行时间和可能的校正曲线的振幅依赖性，以及[0088] 图10示出了根据具有TDC和WFD通道的本发明的实施方式的距离噪声。 具体实施方式[0089] 图1a示出了根据脉冲运行时间原理的现有技术的光电测距仪1的示意性例示图。在测距仪1中设置有发送器2和接收器3。发送器2发出光脉冲4a，光脉冲4a在目标(例如，回射器5)4a上反射或后向散射之后再次被接收器3检测作为后向散射光脉冲4b。代替单个光脉冲，根据本发明，还可以使用模拟或数字编码脉冲序列或持续调制后的发送信号。 [0090] 如图1b在示意性例示图中所说明的，根据发出光脉冲4’的开始时间点与后向散射光脉冲4”的接收时间之间的时间顺序差的运行时间T确定距离。在这种情况下，通过评估信号脉冲s(t)的特征，例如，通过超过信号阈值，或通过积分脉冲曲线的焦点确定，来执行接收时间点的确定。在阈值法中，其他方法还用于测量运行时间T，例如，将所接收信号被转换为双极信号和后续确定过零点。 [0091] 在图2a中，说明根据现有技术的针对后向散射光信号6c的阈值方法。为了抑制例如由于发送器信号路径与接收器信号路径之间的光电串扰而引起的噪声、背景分量或系统干扰信号并且把他们排除在检测之外，使用了检测阈值9(例如，以比较器分量的形式)。位于该检测阈值9之下的信号强度s(t)不导致生成停止信号的比较器(作为鉴别器)的响应，因此不导致检测。如果信号6c在强度上超过了检测阈值9，则检测发生，并且因此生成停止信号和登记接收时间点。因此，由阈值法提供的输出信号依赖于所接收或输入信号达到或超过检测阈值9。然而，如果信号强度s(t)如图2b的示例所示总是保持在检测阈值9’下，则由此无鉴别器(比较器)的响应发生并且未检测到信号6d。阈值法的该阈值问题例如发生在大测量距离或对应的背景影响的情况下，这种情况可以向上驱动阈值信号的所需阈值水平。这也是对于比例鉴别器(恒比鉴别器)的情况，其中，触发阈值与最大振幅成比例地变化。在小信号的情况下，无法充分降低触发阈值，因为否则随机噪声将触发接收时标。 [0092] 简单的阈值方法通常允许比之后提到的采样法(WFD原理)低的距离确定精度，至少如果接收到的脉冲不位于检测器的饱和中。 [0093] 图3a例示了根据现有技术的后向散射光信号的采样方法的原理。所接收信号6a或其信号曲线在各个时间点7和/或所分配的时间间隔被采样，使得可以推导出信号形状。为了还能够检测信号脉冲s(t)的大的变化，在接收器侧上需要高的动态响应，这能够进行信号6a的完整获取或采样。否则，如果信号6b的部分在动态范围之外则图3b所示的情况可能发生，并且发生采样方法的饱和问题。在饱和限度上方，接收器的饱和范围8存在，其中，不能获得该脉冲的有意义可用采样值。使用采样值来确定脉冲的时间顺序位置被限制于低于饱和限度的范围。然后，信号形状和位置的确定是困难的，尤其在高侧面陡度的情况下。 [0094] 图4示出了传入电信号的时间曲线，作为示例已经确定了至少一个时间点。时间信号的前部分中的适当大小的脉冲生成第一触发事件，并且时间信号的后部分中的第二、饱和脉冲生成另一个触发事件。根据本发明的时间测量电路的比较器级和信号生成级现在针对各个脉冲生成具有恒定振幅的皮秒精度的形状信号，该形状信号提提供千兆赫速度的A/D转换器并在该A/D转换器内被数字化。根据数据序列使用已知的算法方法，可以实现亚皮秒精度时间插值。因为馈送到A/D转换器的该形状信号是独立于所接收脉冲的振幅的，所以不发生动态误差。对出现在比较器级处的依赖于振幅的时移或距离偏移的可选的强调在图9a和图9b中为示例性目的而说明。 [0095] 图5示出了使用常规TDC法的时间确定。在第一步骤中，在粗测量中确定时间，这通过使用石英精度计数器来实施。触发时间点的剩余不确定性Δt在第二步骤中借助于时间插补器(即，附加电路组件)来确定。这可以例如是电容器，其由触发的恒流源充电并且随后被读出。用于时间插值的这些常规电路组件到目前为止通常达到至多10ps的精度。 [0096] 图6a-图6d示出了与根据本发明的时间测量电路的各个级和单元有关的、时间上的信号曲线和被采样数据的曲线图。 [0097] 图6a示出了根据本发明的装置的比较器级的输出信号。当例如要分析的传入信号(例如，由光检测器生成的且然后被放大的信号)的上升侧超过所限定的阈值时，生成信号中的台阶。如所示是，比较器级的输出信号然后具有例如皮秒速度数字台阶函数的形状。 [0098] 然后，比较器级可以被设计为使得输出信号维持在顶部，直到单独的重置信号(例如，来自FPGA或DSP)被馈送为止。 [0099] 比较器级的输出信号被馈送到信号生成级。 [0100] 图6b示出了时间顺序固定的形状信号，其由信号生成级根据比较器输出信号的内容来生成和输出。在这种情况下，该形状信号是针对后采样插值能力而设计的、具有已知形状的(具体地，已知振幅的)信号。 [0101] 在所示出的实施方式中，形状信号具有脉冲形状，具有已知形状、振幅和宽度。 [0102] 在特别实施方式中，这种信号可以例如由触发器电路或由逻辑门生成。 [0103] 因此可以首先生成具有限定振幅的短矩形脉冲，例如，具有小于1ns的宽度。 [0104] 该矩形脉冲然后可以被对应的低通滤波器滤波，借此，得到钟形脉冲(具有已知形状，并且还具有已知振幅和宽度，其从矩形脉冲基本上不改变)(如图6b中的示例所示)。 [0105] 所生成的形状信号然后可以提供给数字化级(即，例如，ADC)。该数字化级以限定的采样率对所提供的信号进行采样，并且将其转换成包含采样值的数字数据。 [0106] 图6c示出了形状信号的量化和数字化的过程的示例。在这种情况下，可以具体地选择仿真形状信号的振幅，使得其覆盖最低值与最高值位(LSB(最低有效位)与MSB(最高有效位))之间的ADC的信号范围的大部分。 [0107] 图6d例示了由数字化级(诸如ADC)生成的数字数据，该数字数据然后包含ADC的输入信号(即，形状信号)的采样值。换言之，数字数据由此包含具有相关脉冲信息的数字信号序列，该数字数据然后用作为时间插值算法设置的输入数据。 [0108] 数字化级(ADC)的采样率在这种情况下可以例如在大致200MHz与10GHz之间。 [0109] 被采样的形状信号(即，为该目的而采样的值，它们现在包含在数字数据中)可以通过本身已知的时间插值算法最终相对于其时间顺序位置来评估。例如，这种时间插值方法在公开文献WO 2011/076907中描述，其中，使用这种方法可实现亚皮秒范围中的时间插值精度。 [0110] 在测距仪中，其中，所谓的开始脉冲(可选地由检测到的光开始级准脉冲给出)也在时间顺序上被确定用于光的运行时间的测量(即，为了所谓的开始脉冲，确定了第一开始时间点)，可以确保相同的采样模式应用于对开始脉冲的采样和对形状信号的采样，然后该形状信号通常用作停止脉冲，具体地通过重新采样(即，经由采样率转换)来确保。因此可以进一步提高运行时间确定的精度。 [0111] 评估单元(可选地至少部分由FPGA提供)然后可以使用对应的波形算法作为时间插值来确定光的运行时间，尤其实时地确定(即，例如，以大于1MHz的速率)，作为在针对用作开始脉冲的基准脉冲而确定的第一时间点与针对形状信号而确定的第二时间点之间经过的时间。然后可以经由该运行时间推导出到目标的所期望距离。 [0112] 与此类似，采样率转换(重新采样)的该原理还可以应用于连续生成的两个形状信号，一次用于实际传入信号的脉冲的上升侧，一次用于信号的下降侧(其还可以应用于校正可能发生在阈值方法中的所谓的距离行走，还参见图9a和图9b的描述)。参照如图8所示的电路的实施方式，其中，脉冲生成器部件14可以由两个触发器构成，例如，由触发器(用于上升侧和下降侧)生成的两个矩形脉冲可以与触发器之后的与或门组合，然后被馈送到低通滤波器。第二脉冲然被后馈送到同一ADC。 [0113] 图7a至图7d示出了根据本发明的原理的形状信号的设计的不同变体，其中，这些分别是为最佳后采样插值能力而设计。 [0114] 图7a示出了钟形脉冲，作为形状信号，图7b示出了锯齿形的形状信号，图7c示出了梯形的形状信号并且图7d示出了阶梯形的形状信号。 [0115] 来自图7a和图7b的仿真脉冲在整个脉冲宽度上持续改变它们的信号值。 [0116] 来自图7c的仿真脉冲至少部分地在多个采样周期在脉冲宽度内持续改变其信号值。 [0117] 来自图7d的仿真脉冲在脉冲宽度内多次改变其信号值，其中，改变与采样率相比异步地发生。 [0118] 图8示出了根据阈值原理(至少在接收单元的第一通道中)的、具有根据本发明的数字时间转换器(“时间至数字转换器”，TDC)的根据本发明的时间测量电路10的框图。光电检测器(例如，APD)的检测信号被电流-电压转换器(TIA，跨阻抗放大器)11转换，在第一通道(阈值通道)中被馈送到由上升矩形脉冲指示的比较器级(鉴别器)12。可选地，馈送到比较器12的信号可以在这种情况下由VGA在上游阻尼，VGA被具体设计为具有可控阻尼的VGA。如果施加于比较器的信号超过预定阈值，则生成比较器输出信号13，该比较器输出信号13被馈送到具有脉冲生成器部件14的信号生成级，该脉冲生成器部件14可以包括例如两个电子触发器电路(即，未示出的双稳触发器元件、高速逻辑门)。使用可以可选地包含从脉冲生成器部件下游的低通滤波器15的信号生成级，根据一个实施方式，生成具有限定时间曲线和限定振幅(可选地，被优化到ADC的信号范围)的模拟、限定脉冲信号。该合成生成的信号然后被馈送到具有适应的时间和振幅分辨率的快速、信号解析模数转换器电路(ADC)16。采样数据在相应设计的电子硬件17(“FPGA”)中被实时或“流水线”处理。“现场可编程门阵列”是数字技术的集成电路(IC)，其中，可以对逻辑电路进行编程。英语名称可以被翻译为“(应用)现场可编程(逻辑)门阵列”。在现有技术中已知FPGA的多种实施方式。FPGA17的各种端子在图8中指示，具体地“A”用于仿真生成的侧触发形状信号的输入，其不依赖原始传入信号的振幅，“B”用于设置脉冲长度，“C”用于在开始/停止时间窗口的开始处的“重置”，并且“D”用于设置VGA的灵敏度。由实际传入信号(例如，检测到的光脉冲，并且在这种情况下通过超过阈值)触发的形状信号由此施加于输入A。时间测量电路TDC使用这些功能以及在FPGA上游的部件14、15和16一起实现，其中，然而所使用的电子部件和形状信号的时间顺序位置的评估原则上与具有超高时间分辨率的已知WFD电路的相对应。 [0119] 在其他实施方式(未示出)中，时间测量电路10可以具有根据阈值原理的附加第二信号通道12、13、14、15、16。该通道在比较器12而言可以与上述通道不同，该输入信号12的在输入信号的下降侧触发。FPGA17与来自第一通道的结果一起确定输入信号的宽度。该宽度用于纠正被实际传入信号的未知振幅造成的距离偏移(即，因此由鉴别器12造成的距离偏移)。 [0120] 在又一个进一步特殊构造的实施方式中，时间测量电路10可以包含根据阈值原理的第三通道12、13、14、15、16。该通道在比较器12而言与两个之前TDC通道不同，比较器12在信号阈值与第一通道不同的情况下在输入信号的上升侧上触发。两个测量点由此在上升侧上被获取，下游的FPGA确定侧面的斜度。如果斜度不在与脉冲宽度的预期比例中，则由于激光测量束相对于目标对象的具体排布而引起的接收信号的干扰由此存在。例如，如果激光束部分入射在第一物体的物体边缘和位于第一物体后的物体上处，则双反射由此发生。如果两个物体靠近地隔开(<1m)，则两个关联的电子接收脉冲由此交叠并且上升侧的陡度与脉冲宽度之间的关系从之前确定的基准值偏离。导致接收到的脉冲交叠的两个目标由此可以被识别、校正或至少部分消除。 [0121] 另选地，可以增加TDC通道的数量，而基本上不增加整个距离测量电路的复杂性。凭借根据阈值原理的第四通道12、13、14、15、16，在任意情况下并且没有先验假定的情况下，可以甚至精确地测量分配给两个目标的个体距离。 [0122] 可选地-如图8所指示-常规WFD时间测量电路18可以以并行设置到上述TDC时间测量电路。该通道基本上由放大器级、低通滤波器或带通滤波器和A/D转换器通道组成。由ADC生成的数字数据可以具体提供给同一FPGA17作为TDC通道(或可选地，多个TDC通道)的数据。 [0123] 图9a例示了潜在发生的依赖于信号强度的距离误差(时间行走或距离走动)。 [0124] 根据实际传入信号的振幅的电平，TDC的比较器级的一组振荡阈值(Vth)与彼此相比被较早或较晚地超过。该超过时间点还确定与生成停止信号相关的时刻。该超过时间点因此现在根据实际传入信号的振幅变化，其被称为“距离行走误差”，并且可以通过知道实际传入信号脉冲的宽度来补偿。通过确定信号脉冲的下降侧上低于阈值的时间点可以确定信号脉冲的该宽度，这转而可以在为此目的设计的第二比较器的辅助下执行。 [0125] 图9b示出了一般但不是必须的距离偏移(即，时间行走或距离行走)与信号强度之间的单调关系，其可以借助TDC装置基于脉冲宽度测量来执行。信号强度用于补偿时间行走或距离行走的影响(校准)。 [0126] 曲线还在原则上示出了系统距离偏离，如果固定距离被测量并且接收到的信号从非常小的振幅变化到例如，20倍过载。该系统距离偏离可以一致地可再现。 [0127] 明显的是，TDC较适合于到多信号过载的上部信号范围，并且由于基本恒定的距离偏移而提供高的距离测量精度。 [0128] 在下部信号范围中，TDC显示距离偏移的较强的信号依赖。根据WFD原理的时间确定(即，对实际传入信号的直接波形数字化，和基于直接针对信号获得的值经由时间插值进行的时间顺序位置的确定)相反具有的优点在于在下部信号范围，由于这具有相当低的噪声并且附加地实际上没有依赖于信号的距离偏移)。常规WFD还可以从非常大噪声的的信号，以信号积累的方式取得精确的距离测量值。 [0129] 由WFD通道和TDC通道组成的根据本发明的2通道测距仪优点在于在扩展的信号动态范围上、在亚毫米或微米范围中、并且独立于接收到的信号的振幅的非常高的距离测量精度。在通常出现在测量黑目标或湿目标时的下部信号范围中，WFD确定到物体的距离，在不适当的信号噪声比(SNR)的情况下，凭借数字信号矢量的适应累积，SNR在距离该评估之前附加地上升，并且由此改进测量结果的分散。当在明亮、有光泽或反光物体上测量时，TDC通道是提供优点的选择，其中，信号强度在接收器的上部到饱和调制范围中。TDC设置已经使得从合适的信号强度能够得到亚毫米精度。 [0130] 图10示出了利用根据本发明的时间测量电路的TDC通道(右上曲线)和在单发评估的情况下的线性WFD通道(左下曲线)的距离抖动(噪声)。 [0131] 在小信号振幅处，WFD显示比TDC通道好的行为。相反，在过载的情况下，WFD通道不再提供有用结果并且这里使用TDC通道，在信号超载的所有程度上，距离噪声始终小于0.4mm。可选地，可以执行多次距离测量(积累、移动平均等)，由此可以实现微米范围内的精度。 [0132] 明显的是，这些例示的附图仅示意性地例示了可能的示例性实施方式。各种方法还可以彼此组合并且与现有技术的方法组合。 |
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