匹配滤波器复用装置及数字通信接收机
阅读：422发布：2024-02-27
专利汇可以提供匹配滤波器复用装置及数字通信接收机专利检索，专利查询，专利分析的服务。并且本实用新型涉及一种匹配 滤波器 复用装置及数字通信接收机。所述 匹配滤波器 复用装置包括：工作 频率 选取模 块 ，用于对时钟频率进行分频，生成两个以上可选工作频率，根据 信号 的当前传输速率，从所述两个以上可选工作频率中选取当前工作频率；匹配滤波器，用于根据所述当前工作频率，对所述信号进行匹配滤波。本实用新型用以在一个匹配滤波器中实现对不同传输速率的信号的匹配滤波，节省 硬件 资源，减小芯片面积。，下面是匹配滤波器复用装置及数字通信接收机专利的具体信息内容。
1.一种匹配滤波器复用装置，其特征在于，包括：
工作频率选取模块，用于对时钟频率进行分频，生成两个以上可选工作频率，根据信号的当前传输速率，从所述两个以上可选工作频率中选取当前工作频率；
匹配滤波器，用于根据所述当前工作频率，对所述信号进行匹配滤波。
2.根据权利要求1所述的装置，其特征在于，还包括：
采样保持模块，用于对匹配滤波后的信号进行采样保持，使得采样保持后的信号的频率与所述时钟频率相等。
3.根据权利要求1所述的装置，其特征在于，所述工作频率选取模块包括：
频率变换单元，用于根据所述信号的可选传输速率和所述匹配滤波器中延时单元的数量对所述时钟频率进行分频，生成所述两个以上可选工作频率；
频率选择单元，用于根据所述信号的当前传输速率从所述两个以上可选工作频率中选择所述当前工作频率。
4.根据权利要求1所述的装置，其特征在于，所述匹配滤波器中延时单元的数量为根据所述当前工作频率在所述信号的最大传输速率时对信号进行匹配滤波所需的延时单元的数量。
5.一种数字通信接收机，其特征在于，包括：
模拟正交混频器；
模数转换器，与所述模拟正交混频器连接；
带通滤波模块，与所述模数转换器连接；
数字变频器，与所述带通滤波模块连接；
低通滤波模块，与所述数字变频器连接；
数字锁相环，与所述低通滤波模块连接；
权利要求1-4任一所述的匹配滤波器复用装置，与所述低通滤波模块连接；
判决模块，与所述匹配滤波复用装置连接。
6.根据权利要求5所述的接收机，其特征在于，所述带通滤波模块包括：
并串转换单元，用于对两路以上并行信号进行并串转换，生成单路串行信号；
带通滤波单元，用于对所述单路串行信号进行带通滤波；
串并转换单元，用于对滤波后的单路串行信号进行串并转换，生成滤波后的两路以上的并行信号。
7.根据权利要求5所述的接收机，其特征在于，所述低通滤波模块包括：
并串转换单元，用于对两路以上并行信号进行并串转换，生成单路串行信号；
低通滤波单元，用于对所述单路串行信号进行低通滤波；
串并转换单元，用于对滤波后的单路串行信号进行串并转换，生成滤波后的两路以上的并行信号。
匹配滤波器复用装置及数字通信接收机
技术领域
背景技术
[0002] 随着计算机技术的广泛应用，数字信号处理已成为一个重要的领域。目前，CMOS集成电路技术已进入亚微米阶段，数字滤波器作为数字信号处理重要分支之一，是语音、图像信号处理以及数字通信中广泛使用的一种部件。由于数字滤波器中包括了大量的运算，因此在力求高性能的同时，还要求能够充分利用硬件资源、减少面积，这是目前较为引人注目的一个研究课题。
[0003] 如图1所示，为现有技术中典型的数字通信接收机的框图，该数字通信接收机包括：模拟正交混频器101、模数转换器102、带通滤波模块103、数字变频器104、低通滤波模块105、匹配滤波模块106、判决模块107和数字锁相环108，其中，模数转换器102为两个，分别对应于框图中的I和Q两路信号，带通滤波模块103包括两个带通滤波器(Band Pass Filter，简写：BPF)，低通滤波模块105包括两个低通滤波器(Low Pass Filter，简写：LPF)。信号通过模拟正交混频器101进行正交混频后，输出两路信号I和Q；I和Q两路信号分别进入模数转换器102，模数转换器102用于对信号进行模数转换得到对应的数字信号；然后带通滤波模块103中的两个BPF用于对I和Q两路数字信号进行同时滤波，滤除信号的带外干扰，两个BPF的滤波参数相同，滤波参数具体可以为BPF滤波器的传输函数和工作频率等；数字变频器104用于对I和Q两路中频信号进行变频处理，得到基带信号；低通滤波模块105中的两个LPF用于对数字变频器104输出的I和Q两路信号进行低通滤波，滤除信号的带外干扰，然后I路信号进入匹配滤波模块106，同时I和Q信号进入数字锁相环108；数字锁相环 108根据I和Q两路信号的相位调节输入到数字变频器104中本地载波的相位，实现本地载波的相位与I路信号的相位同步；匹配滤波模块106用于使信号输出信噪比在某一特定时刻达到最大，从而便于实现最佳判决；判决模块107用于输出判决后的二进制信号。
[0004] 在实际应用中，通信系统可能需要支持信号的多种传输速率进行传输，此时就需要在匹配滤波模块106中根据信号的不同的传输速率设计多个匹配滤波器，实现信号在不同的传输速率时对信号进行匹配滤波，例如：假设通信系统采用二进制相移键控(Binary Phase Shift Keying，简称：BPSK)调制，信号有四种传输速率，这四种传输速率分别为：106kbit/s、212kbit/s、424kbit/s和848kbit/s，则设计中在硬件上需要匹配滤波模块106包括4个对应4种传输速率的匹配滤波器，在信号传输过程中，通信系统根据信号的当前传输速率选择其中的一个匹配滤波器完成匹配滤波。
[0005] 如图2所示，为匹配滤波器的结构示意图，在该图中，设一个符号周期内的采样点-1数为N，则匹配滤波器中有N个延时单元Z ，求和模块21可对进入求和模块21的N个延时-1 -1
单元Z 求和，然后进入求平均模块22中求出平均值，例如：N个延时单元Z 进入求和模块
21中求和为sum，则在求平均模块22中得到平均值为(sum÷N)，根据匹配滤波器的原理，对于二进制非归零序列，当发送信号s(t)为0和1时，匹配滤波器的单位冲击响应为h(t)＝s(T-t)，所以匹配滤波器在相应的离散域中可以是系数为1的有限长单位冲激响应滤波器，具体可以通过一个简单的移位平均操作实现。
单元Z 求和，然后进入求平均模块22中求出平均值，例如：N个延时单元Z 进入求和模块
21中求和为sum，则在求平均模块22中得到平均值为(sum÷N)，根据匹配滤波器的原理，对于二进制非归零序列，当发送信号s(t)为0和1时，匹配滤波器的单位冲击响应为h(t)＝s(T-t)，所以匹配滤波器在相应的离散域中可以是系数为1的有限长单位冲激响应滤波器，具体可以通过一个简单的移位平均操作实现。
[0006] 如图3所示，为现有技术中匹配滤波模块106工作的一个具体实例，在该图中，设匹配滤波模块106的工作频率为13.56MHz，若通信系统中的信号有上述四种传输速率：106kbit/s、212kbit/s、424kbit/s和848kbit/s，根据公式N＝13.56e6/Rb-1，其中Rb为信号的传输速率，则可计算出：当信号的传输速率为106kbit/s时，N＝13.56e6/106e3-1＝127；当信号的传输速率为212kbit/s时，N＝13.56e6/212e3-1＝63；当信号的传输速率为424kbit/s时，N＝13.56e6/424e3-1＝31；当信号的传输速率为848kbit/s，N＝
13.56e6/848e3-1＝15。所以需要4个对应信号的4种传输速 率的匹配滤波器，考虑到可-1
以对延时单元Z 复用，所以可以采用N＝127的匹配滤波模块106，在图3中，该N＝127的匹配滤波模块106中包括4个匹配滤波器，可实现在信号的4种不同传输速率下对信号-1
进行匹配滤波，即前15个延时单元Z 组成的匹配滤波器实现在传输速率为848kbit/s时-1
对信号进行匹配滤波，前31个延时单元Z 组成的匹配滤波器实现在传输速率为424kbit/-1
s时对信号进行匹配滤波，前63个延时单元Z 组成的匹配滤波器实现在传输速率为-1
212kbit/s时对信号进行匹配滤波，前127个延时单元Z 组成的匹配滤波器实现在传输速率为106kbit/s时对信号进行匹配滤波。在应用中，通信系统根据信号的当前传输速率在图3的开关K处选择相应的匹配滤波器，并输出结果。
13.56e6/848e3-1＝15。所以需要4个对应信号的4种传输速 率的匹配滤波器，考虑到可-1
以对延时单元Z 复用，所以可以采用N＝127的匹配滤波模块106，在图3中，该N＝127的匹配滤波模块106中包括4个匹配滤波器，可实现在信号的4种不同传输速率下对信号-1
进行匹配滤波，即前15个延时单元Z 组成的匹配滤波器实现在传输速率为848kbit/s时-1
对信号进行匹配滤波，前31个延时单元Z 组成的匹配滤波器实现在传输速率为424kbit/-1
s时对信号进行匹配滤波，前63个延时单元Z 组成的匹配滤波器实现在传输速率为-1
212kbit/s时对信号进行匹配滤波，前127个延时单元Z 组成的匹配滤波器实现在传输速率为106kbit/s时对信号进行匹配滤波。在应用中，通信系统根据信号的当前传输速率在图3的开关K处选择相应的匹配滤波器，并输出结果。
[0007] 可见，在现有技术中，为了在信号的不同传输速率时实现对信号的匹配滤波，需要多个匹配滤波器，造成了硬件资源的浪费，使得芯片的面积比较大。实用新型内容
[0008] 本实用新型提供一种匹配滤波器复用装置及数字通信接收机，用以在一个匹配滤波器中实现对不同传输速率的信号的匹配滤波，节省硬件资源，减小芯片面积。
[0009] 本实用新型提供一种匹配滤波器复用装置，包括：
[0010] 工作频率选取模块，用于对时钟频率进行分频，生成两个以上可选工作频率，根据信号的当前传输速率，从所述两个以上可选工作频率中选取当前工作频率；
[0011] 匹配滤波器，用于根据所述当前工作频率，对所述信号进行匹配滤波。
[0012] 本实用新型还提供一种数字通信接收机，包括：
[0013] 模拟正交混频器；
[0014] 模数转换器，与所述模拟正交混频器连接；
[0015] 带通滤波模块，与所述模数转换器连接；
[0016] 数字变频器，与所述带通滤波模块连接；
[0017] 低通滤波模块，与所述数字变频器连接；
[0018] 前述的匹配滤波器复用装置，与所述低通滤波模块连接；
[0019] 判决模块，与所述匹配滤波复用装置连接。
[0020] 在本实用新型中，通过工作频率选取模块对时钟频率进行分频，生成两个以上可选工作频率，根据信号的当前传输速率，从两个以上可选工作频率中选取当前工作频率，然后在匹配滤波器中根据当前工作频率对信号进行匹配滤波，这样，通过改变匹配滤波器的工作频率实现滤波器的复用，即采用一个匹配滤波器实现在不同的工作频率下对不同传输速率的信号的匹配滤波，可以节省硬件资源，减小芯片面积。附图说明
[0021] 图1为现有技术中典型的数字通信接收机的框图；
[0022] 图2为匹配滤波器的结构示意图；
[0023] 图3现有技术中匹配滤波模块106工作的一个具体实例；
[0024] 图4为本实用新型匹配滤波器复用装置实施例的结构示意图；
[0025] 图5为本实用新型匹配滤波器复用装置实施例的第一实例的结构示意图；
[0026] 图6为本实用新型匹配滤波器复用装置实施例的第二实例的结构示意图；
[0027] 图7为本实用新型匹配滤波器复用装置实施例的第三实例的结构示意图；
[0028] 图8为本实用新型数字通信接收机实施例的结构示意图；
[0029] 图9为本实用新型数字通信接收机实施例中带通滤波模块103的结构示意图；
[0030] 图10为本实用新型数字通信接收机实施例中带通滤波模块103的一个具体实例的结构示意图；
[0031] 图11为本实用新型数字通信接收机实施例中低通滤波模块105的结构示意图；
[0032] 图12为本实用新型数字通信接收机实施例中对两路信号进行低通滤波时滤波器复用前后结构变化的一个实例。
具体实施方式
[0034] 如图4所示，为本实用新型匹配滤波器复用装置实施例的结构示意图，该装置可以包括：工作频率选取模块41和匹配滤波器42，匹配滤波器42与工作频率选取模块41相连。
[0035] 在本实施例中，工作频率选取模块41用于对时钟频率进行分频，生成两个以上可选工作频率，根据信号的当前传输速率，从两个以上可选工作频率中选取当前工作频率；匹配滤波器42用于根据当前工作频率，对信号进行匹配滤波。这里，可以根据信号进行匹配滤波之前信号的频率由通信系统选择与信号的频率相等的时钟频率。
[0036] 该实施例的具体工作过程如下：对时钟频率进行分频，生成两个以上可选工作频率，从两个以上可选工作频率中选取当前工作频率；根据当前工作频率，对信号进行匹配滤波。
[0037] 本实施例通过工作频率选取模块41对时钟频率进行分频，生成两个以上可选工作频率，根据信号的当前传输速率，从两个以上可选工作频率中选取当前工作频率，然后在匹配滤波器42中根据当前工作频率对信号进行匹配滤波，这样，通过改变匹配滤波器42的工作频率实现滤波器的复用，即采用一个匹配滤波器42在不同的工作频率下对不同传输速率的信号的匹配滤波，可以节省硬件资源，减小芯片面积。
[0038] 可选地，再参见图4所示的示意图，匹配滤波器复用装置还可以包括采样保持模块43，采样保持模块43与匹配滤波器42相连。采样保持模块43用于对匹配滤波后的信号进行采样保持，使得采样保持后的信号的频率与时钟频率相等，因为匹配滤波器42输出的匹配滤波后的信号的频率与匹配滤波器42的当前工作频率相等，所以通过采样保持模块43使信号的频率统一到时钟频率。
[0039] 可选地，再参见图4所示的示意图，工作频率选取模块41具体可以包括：频率变换单元411和频率选择单元412，频率选择单元412与频率变换单元411相连，匹配滤波器42与频率选择单元412相连。其中，频率变换单元411用于根据信号的可选传输速率和匹配-1滤波器42中延时单元Z 的数量对时钟频率进行分频，生成两个以上可选工作频率；频率选择单元412用于根据信号的当前传输速率从两个以上可选工作频率中选择当前工 作频率。通过分频将时钟频率分成不同的频率作为可选工作频率，然后频率选择单元412根据信号的当前传输速率选择出当前工作频率，进而改变了匹配滤波器42的工作频率。
[0040] 可选地，再参见图4所示的示意图，频率选择单元412具体可以包括：控制器4121和多路选择器4122，其中，多路选择器4122与控制器4121相连，多路选择器4122与频率变换单元411相连，匹配滤波器42与多路选择器4122相连，控制器4121用于根据信号的当前传输速率发送控制信号，多路选择器4122用于在控制信号作用下从两个以上可选工作频率中选择当前工作频率。
[0041] 可选地，在本实施例中，多路选择器4122具体可以采用开关K实现，开关K在控制信号的作用下从两个以上可选工作频率中选择当前工作频率。
[0042] 可选地，在本实施例中，匹配滤波器42中延时单元Z-1的数量可以为根据当前工作频率在信号的最大传输速率时对信号进行匹配滤波所需的延时单元的数量。可选地，延-1时单元Z 的数量还可以为根据当前工作频率在信号的除最小传输速率以外的传输速率时对信号进行匹配滤波所需的延时单元的数量。例如：信号的4种传输速率为106kbit/s、
212kbit/s、424kbit/s和848kbit/s，对应地，当匹配滤波器42的工作频率为13.56MHz时，-1
对上述4种传输速率下的信号进行匹配滤波所需的延迟单元Z 的数量分别为127、63、31-1
和15，则匹配滤波器42中延时单元Z 的数量可以设计为63个、31个或15个等。这样，可-1
以实现对信号的匹配滤波的同时减少匹配滤波器42中延时单元Z 的数量。
212kbit/s、424kbit/s和848kbit/s，对应地，当匹配滤波器42的工作频率为13.56MHz时，-1
对上述4种传输速率下的信号进行匹配滤波所需的延迟单元Z 的数量分别为127、63、31-1
和15，则匹配滤波器42中延时单元Z 的数量可以设计为63个、31个或15个等。这样，可-1
以实现对信号的匹配滤波的同时减少匹配滤波器42中延时单元Z 的数量。
[0043] 可选地，在本实施例中，匹配滤波器42中延时单元Z-1的数量与可选工作频率以及信号的传输速率之间的关系可以用如下的式(1)表示：
[0044]
[0045] 其中，fwork为可选工作频率，Rb为信号的传输速率；N最小可以为1，最大可以为根据当前工作频率在信号的次最小传输速率时对信号进行匹配滤波所需的延时单元的数量。根据上述的式(1)，若N的值一定，则可以根据信号的不同传输速率得到两个以上可选工作频率。
[0046] 可选地，在本实施例中，可选工作频率fwork与时钟频率之间的关系可以用如下的式(2)表示：
[0047]
[0048] 其中，fclock为时钟频率，M为对时钟频率fclock进行分频的分频数，例如：M＝2即为2分频，M＝8即为8分频。因此，当时钟频率一定时，还可以根据不同的分频数得到不同的可选工作频率，即两个以上可选工作频率，例如：可以对时钟频率进行2分频、4分频、8分频等，得到两个以上可选工作频率。在应用中，根据信号的不同传输速率的个数，事先可确定需要得到可选工作频率的个数，例如：若信号的传输速率有4种，且这4种传输速率的大小是偶数倍的关系，则可以将时钟频率进行直接传输、2分频、4分频和8分频，得到时钟频率本身、时钟频率的2分频、时钟频率的4分频和时钟频率的8分频四个可选工作频率。
[0049] 如图5所示，为本实用新型匹配滤波器复用装置实施例的第一实例的结构示意图，在该实例中，信号的传输速率有106kbit/s、212kbit/s、424kbit/s和848kbit/s这4种，信号的频率为13.56MHz，所以时钟频率为13.56MHz，频率变换单元411对时钟频率进行分频得到4个可选工作频率，采用开关K实现从4个可选工作频率中选择当前工作频-1 -1率，匹配滤波器42中有15个延时单元Z ，根据延时单元Z 的数量和信号的4种传输速率可以计算出匹配滤波器42的4种工作频率，进而可以根据这4种工作频率对时钟频率进行分频，具体的计算过程为：根据信号的4种传输速率106kbit/s、212kbit/s、424kbit/s和848kbit/s，按照图3实例中的介绍方法，可以计算出对应上述4种传输速率时N的-1
值分别为：127、63、31和15，那么，为了尽量少的使用延时单元Z ，可以在匹配滤波器42-1
中设计15个延时单元Z ，根据N的计算公式，在N＝15时上述4种不同的传输速率下计算过程分别为：13.56e6/848e3-1＝15、6.78e6/424e3-1＝15、3.39e6/212e3-1＝15、
1.695e6/106e3-1＝15，从而可以得出对应848kbit/s、424kbit/s、212kbit/s和106kbit/s这4种传输速率的可选工作频率分别为：13.56MHz、6.78MHz、3.39MHz和1.695MHz，因此，在频率变换单元411中可对时钟频率进行直接传输、2分频、4分频和8分频后得到4 个可选工作频率：13.56MHz、6.78MHz、3.39MHz和1.695MHz。这样，在实际通信过程中，频率选择单元412根据信号的当前传输速率控制开关K选择出对应信号当前传输速率的当前工作频率，然后匹配滤波器42在该当前工作频率下对信号进行匹配滤波，这样得到的匹配滤波后的信号的频率随着匹配滤波器42的当前工作频率的不同而不同，所以最后通过采样保持模块43对匹配滤波器42输出的不同频率的信号进行采样保持，使得到的采样保持后的信号的频率等于时钟频率13.56MHz。
值分别为：127、63、31和15，那么，为了尽量少的使用延时单元Z ，可以在匹配滤波器42-1
中设计15个延时单元Z ，根据N的计算公式，在N＝15时上述4种不同的传输速率下计算过程分别为：13.56e6/848e3-1＝15、6.78e6/424e3-1＝15、3.39e6/212e3-1＝15、
1.695e6/106e3-1＝15，从而可以得出对应848kbit/s、424kbit/s、212kbit/s和106kbit/s这4种传输速率的可选工作频率分别为：13.56MHz、6.78MHz、3.39MHz和1.695MHz，因此，在频率变换单元411中可对时钟频率进行直接传输、2分频、4分频和8分频后得到4 个可选工作频率：13.56MHz、6.78MHz、3.39MHz和1.695MHz。这样，在实际通信过程中，频率选择单元412根据信号的当前传输速率控制开关K选择出对应信号当前传输速率的当前工作频率，然后匹配滤波器42在该当前工作频率下对信号进行匹配滤波，这样得到的匹配滤波后的信号的频率随着匹配滤波器42的当前工作频率的不同而不同，所以最后通过采样保持模块43对匹配滤波器42输出的不同频率的信号进行采样保持，使得到的采样保持后的信号的频率等于时钟频率13.56MHz。
[0050] 因此，在本实例中，通过一个N＝15的匹配滤波器42就可以实现对通信系统中4种不同传输速率下的信号进行匹配滤波。该实例的匹配滤波器42与图3所示的现有技术-1中的匹配滤波器模块109相比，延时单元Z 由127个减少到15个。
[0051] 可选地，在本实例中，还可以对时钟频率分别进行2分频、4分频、8分频和16分频得到可选频率：6.78MHz、3.39MHz、1.695MHz和0.8475MHz，对应地，匹配滤波器42中就只需-1 -1要7个延时单元Z ，但是，若延时单元Z 的数量太少可能会使匹配滤波器的功能受影响，进而使后续操作的功能受到影响，例如：增加了判决模块107的判决错误率，所以在实际应-1
用中，应该选择合适数量的延时单元Z ，实现匹配滤波器复用装置的功能。
用中，应该选择合适数量的延时单元Z ，实现匹配滤波器复用装置的功能。
[0052] 如图6所示，为本实用新型匹配滤波器复用装置实施例的第二实例的结构示意-1图，与第一实例的不同之处在于，在本实例中，匹配滤波器42中有1个延时单元Z ，则根据N的计算公式，N＝1时，可以得出对应848kbit/s、424kbit/s、212kbit/s和106kbit/s这
4种传输速率的可选工作频率分别为：1.695MHz、0.8475MHz、0.42375MHz和0.211875MHz，因此，在频率变换单元411中可对时钟频率进行8分频、16分频、32分频和64分频来得到上述4个可选工作频率。
4种传输速率的可选工作频率分别为：1.695MHz、0.8475MHz、0.42375MHz和0.211875MHz，因此，在频率变换单元411中可对时钟频率进行8分频、16分频、32分频和64分频来得到上述4个可选工作频率。
[0053] 如图7所示，为本实用新型匹配滤波器复用装置实施例的第三实例的结构示意图，与第一实例的不同之处在于，在本实例中，在本实例中，匹配滤波器42中有63个延时单-1元Z ，根据前面的计算过程可以知道，在这种情况下，频率变换单元41中需要对13.56MHz的时钟频率进行了直接输出和2分频的操作得到两个可选工作频率，才能实现对信号的4种传输速率106kbit/s、212kbit/s、424kbit/s和848kbit/s的匹配滤波，采用开 关K1从两个可选工作频率中选择当前工作频率，然后在匹配滤波器42中，采用开关K2从15个延-1 -1 -1 -1
时单元Z 、31个延时单元Z 和63个延时单元Z 中选择对应数量的延时单元Z 实现对信号的不同传输速率时的匹配滤波。
时单元Z 、31个延时单元Z 和63个延时单元Z 中选择对应数量的延时单元Z 实现对信号的不同传输速率时的匹配滤波。
[0054] 具体地，信号的4种传输速率为106kbit/s、212kbit/s、424kbit/s和848kbit/s，根据前述的计算方法，可以得出以下几种情况：信号的传输速率为106kbit/s时，则K1需要选择对时钟频率进行2分频的可选工作频率作为匹配滤波器42的当前工作频率，根据-1N＝6.78e6/106e3-1＝63，所以K2选择延时单元Z 数量为63时的情况对此传输速率的信号进行匹配滤波；信号的传输速率为212kbit/s时，则K1可以选择对时钟频率直接传输时的可选工作频率作为匹配滤波器42的当前工作频率，根据N＝13.56e6/212e3-1＝63，-1
K2选择延时单元Z 数量为63时的情况对此传输速率的信号进行匹配滤波，K1还可以选择对时钟频率进行2分频的可选工作频率作为匹配滤波器42的当前工作频率，根据N＝-1
6.78e6/212e3-1＝31，所以K2选择延时单元Z 数量为31时的情况对此传输速率的信号进行匹配滤波；同理，信号的传输速率为424kbit/s时，则K1可以选择对时钟频率直接传输时的可选工作频率作为匹配滤波器42的当前工作频率，根据N＝13.56e6/424e3-1＝31，-1
K2选择延时单元Z 数量为31时的情况对此传输速率的信号进行匹配滤波，K1还可以选择对时钟频率进行2分频的可选工作频率作为匹配滤波器42的当前工作频率，根据N＝-1
6.78e6/424e3-1＝15，所以K2选择延时单元Z 数量为15时的情况对此传输速率的信号进行匹配滤波；信号的传输速率为848kbit/s时，则K1需要选择对时钟频率直接传输时的可选工作频率作为匹配滤波器42的当前工作频率，根据N＝13.56e6/848e3-1＝15，所以-1
K2选择延时单元Z 数量为15时的情况对此传输速率的信号进行匹配滤波。
K2选择延时单元Z 数量为63时的情况对此传输速率的信号进行匹配滤波，K1还可以选择对时钟频率进行2分频的可选工作频率作为匹配滤波器42的当前工作频率，根据N＝-1
6.78e6/212e3-1＝31，所以K2选择延时单元Z 数量为31时的情况对此传输速率的信号进行匹配滤波；同理，信号的传输速率为424kbit/s时，则K1可以选择对时钟频率直接传输时的可选工作频率作为匹配滤波器42的当前工作频率，根据N＝13.56e6/424e3-1＝31，-1
K2选择延时单元Z 数量为31时的情况对此传输速率的信号进行匹配滤波，K1还可以选择对时钟频率进行2分频的可选工作频率作为匹配滤波器42的当前工作频率，根据N＝-1
6.78e6/424e3-1＝15，所以K2选择延时单元Z 数量为15时的情况对此传输速率的信号进行匹配滤波；信号的传输速率为848kbit/s时，则K1需要选择对时钟频率直接传输时的可选工作频率作为匹配滤波器42的当前工作频率，根据N＝13.56e6/848e3-1＝15，所以-1
K2选择延时单元Z 数量为15时的情况对此传输速率的信号进行匹配滤波。
[0055] 如图8所示，为本实用新型数字通信接收机实施例的结构示意图，与图1所示的数字通信接收机的不同之处在于，该接收机可以包括匹配滤波复用装置81，匹配滤波器复用装置81与低通滤波模块105连接，判决模块107与匹配滤波复用装置连接。其中，匹配滤波器复用装置81包括前述匹配滤波器复用装置实施例中的任一模块和单元，在此不再赘述，该匹配滤波器复用装置81用于在数字通信接收机中对多种传输速率下的信号进 行匹配滤波，用以实现滤波器的复用，节省硬件资源，减小芯片的面积。
[0056] 可选地，再参见图8所示的示意图，数字变频器104具体可以包括混频器82和载波模块83，载波模块83与数字锁相环108连接，混频器82与载波模块83和带通滤波模块103连接，其中，载波模块83用于根据数字锁相环108输出的相位误差产生与I路信号同频同相的载波，并发送到混频器82中，混频器82用于将载波与中频信号进行混频，得到基带信号。
[0057] 可选地，再参见图8所示的示意图，数字通信接收机还可以包括两个放大器84，放大器84连接在模拟正交混频器101与模数转换器102之间，分别对模拟正交混频器101输出的I路信号和Q路信号进行放大。
[0058] 可选地，如图9所示，为本实用新型数字通信接收机实施例中带通滤波模块103的结构示意图，带通滤波模块103包括：并串转换单元811、带通滤波单元812和串并转换单元813，带通滤波单元812与并串转换单元811连接，串并转换单元813与带通滤波单元812连接。其中，并串转换单元811用于对两路以上并行信号进行并串转换，生成单路串行信号；带通滤波单元812用于对单路串行信号进行带通滤波；串并转换单元813用于对滤波后的单路串行信号进行串并转换，生成滤波后的两路以上的并行信号。在需要对两路以上的并行信号进行带通滤波时，采用带通滤波模块103实现对滤波器的复用，实现对多路信号的同时滤波。
[0059] 可选地，在本实施例中，带通滤波模块103中带通滤波单元812的延时单元Z-1的数量是对两路以上并行信号分别进行带通滤波时所需的两个以上带通滤波器中的延时单-1元Z 的数量总和，所以相对于单独对两路以上的并行信号中的一路进行带通滤波时带通-1
滤波单元812增加了延时单元Z 。
滤波单元812增加了延时单元Z 。
[0060] 如图10所示，为本实用新型数字通信接收机实施例中带通滤波模块103的一个具体实例的结构示意图，在该实例中，假设I路信号为具体I0I1I2I3…In，Q路信号具体为Q0Q1Q2Q3…Qn，经过并串转换单元811后，得到的单路串行信号I0Q0I1Q1I2Q2I3Q3…InQn，然后该单路串行信号I0Q0I1Q1I2Q2I3Q3…InQn经过带通滤波单元812后输出滤波后的单路串行信号 最后由串并转换单元813对带通滤波后的单路串行信号进行串并转换，输出带通滤波后的I路信号 和 滤波后的
Q路信号 在这个实例中，带通滤波单元812中的延时单元的数量等于分别对I和Q两路信号进行滤波时所需的两个滤波器中的延时单元的数量总和，例如：对I路信号进行滤波时滤波器中需要3个延时单元，对Q路信号进行滤波时滤波器中需要3个延时单元，则带通滤波单元812中的延时单元的数量为6个。
Q路信号 在这个实例中，带通滤波单元812中的延时单元的数量等于分别对I和Q两路信号进行滤波时所需的两个滤波器中的延时单元的数量总和，例如：对I路信号进行滤波时滤波器中需要3个延时单元，对Q路信号进行滤波时滤波器中需要3个延时单元，则带通滤波单元812中的延时单元的数量为6个。
[0061] 可选地，在本实施例中，两路以上并行信号的采样频率均相等，则单路串行信号的采样频率是两路以上的并行信号的采样频率的n倍，其中，n为两路以上并行信号的路数，相应地，带通滤波单元812的工作时钟频率提高到对两路以上的并行信号中一路单独进行滤波时所需滤波器的工作时钟频率的n倍，所以相对于单独对两路以上的并行信号中的一路进行滤波时提高了工作时钟频率。例如：前述图10所示的实例中，I路信号和Q路信号的采样频率相等，单路串行信号I0Q0I1Q1I2Q2I3Q3…InQn的采样频率为并串转换前I路信号I0I1I2I3…In或Q路信号Q0Q1Q2Q3…Qn的2倍，滤波后的I路信号 或滤波后的Q路信号 的采样频率与并串转换前I路信号I0I1I2I3…In或Q路信号Q0Q1Q2Q3…Qn的采样频率相等。
[0062] 可选地，如图11所示，为本实用新型数字通信接收机实施例中低通滤波模块105的结构示意图，与图9中带通滤波模块103的不同之处在于，低通滤波模块105包括：并串转换单元811、低通滤波单元822和串并转换单元813，低通滤波单元822与并串转换单元811连接，串并转换单元813与低通滤波单元822连接，低通滤波单元822用于对单路串行信号进行低通滤波。需要说明的是，若输入为n路信号，则低通滤波模块105输出的n路信号中有一路输入到匹配滤波复用装置81。在需要对两路以上的并行信号进行低通滤波时，采用低通滤波模块105实现对滤波器的复用，实现对多路信号的同时滤波。
[0063] 如图12所示，为本实用新型数字通信接收机实施例中对两路信号进行低通滤波时滤波器复用前后结构变化的一个实例，图12(a)所示是可以实现低通滤波的一个普通的三阶无限脉冲响应(Infinite Impulse Response，简写：IIR)滤波器的结构框图，该三阶-1IIR是一个LPF，包括三个延时单元Z 、-1.0625乘法器、0.625乘法器、0.4375乘法器以及
5个加法器，其中，-1.0625乘法器、0.625乘法器、0.4375乘法器以及5 个加法器称为组合逻辑单元。该三阶IIR滤波器的工作频率为6.78MHz，其传递函数如下式(3)所示：
5个加法器，其中，-1.0625乘法器、0.625乘法器、0.4375乘法器以及5 个加法器称为组合逻辑单元。该三阶IIR滤波器的工作频率为6.78MHz，其传递函数如下式(3)所示：
[0064]
[0065] 其中，信号输入到该三阶IIR中后，首先经过一个加法器然后分成两路a1和b1，b1-1 -1经过一个延时单元Z 得到b3和b4，b3经过一个延时单元Z 得到b5和b6，b4经过-1.0625乘法器得到b7，b6经过0.625乘法器得到b8，b7和b8进行叠加得到b9，b9返回到信号输入处的加法器与信号进行叠加，a1与b5进行叠加得到a2，a2经加法器分成a3和a4，a4经-1
一个延时单元Z 得到a5和a6，a5经0.4375乘法器得到a7，a7返回与a2进行叠加，a3与a6进行叠加得到a8后输出。
一个延时单元Z 得到a5和a6，a5经0.4375乘法器得到a7，a7返回与a2进行叠加，a3与a6进行叠加得到a8后输出。
[0066] 图12(b)所示的是对图12(a)中的三阶IIR进行复用后得到的六阶IIR的结构框图，也就是本实用新型数字通信接收机实施例中低通滤波单元821的一个具体实例的结-1构，与图12(a)的不同之处在于，该六阶IIR滤波器包括六个延时单元z ，组合逻辑单元部-1 -1
分没有变，b1经过一个延时单元Z 得到b10，b10经过一个延时单元Z 得到b11和b12，b11-1 -1
经过一个延时单元Z 得到b13，b13经过一个延时单元Z 得到b14和b15，b12经过-1.0625乘法器得到b17，b14经过0.625乘法器得到b16，b16和b17进行叠加得到b18，b18返回到信号输入处的加法器与信号进行叠加，a1与b15进行叠加得到a9，a9经加法器分成a10-1 -1
和a11，a11经一个延时单元Z 得到a12，a1,2经一个延时单元Z 得到a13和a14，a13经
0.4375乘法器得到a15，a15返回与a9进行叠加，a10与a16进行叠加得到a17后输出。该六阶IIR的工作频率为6.78×2＝13.56MHz，则可以得出该六阶IIR滤波器传递函数为：
分没有变，b1经过一个延时单元Z 得到b10，b10经过一个延时单元Z 得到b11和b12，b11-1 -1
经过一个延时单元Z 得到b13，b13经过一个延时单元Z 得到b14和b15，b12经过-1.0625乘法器得到b17，b14经过0.625乘法器得到b16，b16和b17进行叠加得到b18，b18返回到信号输入处的加法器与信号进行叠加，a1与b15进行叠加得到a9，a9经加法器分成a10-1 -1
和a11，a11经一个延时单元Z 得到a12，a1,2经一个延时单元Z 得到a13和a14，a13经
0.4375乘法器得到a15，a15返回与a9进行叠加，a10与a16进行叠加得到a17后输出。该六阶IIR的工作频率为6.78×2＝13.56MHz，则可以得出该六阶IIR滤波器传递函数为：
[0067]
[0068] 可见，在该实例中，若同时传输采样频率相等的两路并行的信号，需要两个复用前-1的滤波器，且两个复用前的滤波器中的延时单元z 的个数总和为六个，低通滤波单元821-1
的工作时钟频率是复用前滤波器工作时钟频率的2倍、需要的总的延时单元z 的数量没变，但是节约了一个滤波器中 的组合逻辑单元部分，所以，对于两路以上信号进行滤波时，在合适的工作时钟频率下采用低通滤波单元821可以节省滤波器中的组合逻辑单元，信号的路数越多，节省的组合逻辑单元越多。
的工作时钟频率是复用前滤波器工作时钟频率的2倍、需要的总的延时单元z 的数量没变，但是节约了一个滤波器中 的组合逻辑单元部分，所以，对于两路以上信号进行滤波时，在合适的工作时钟频率下采用低通滤波单元821可以节省滤波器中的组合逻辑单元，信号的路数越多，节省的组合逻辑单元越多。
[0069] 最后应说明的是：以上实施例仅用以说明本实用新型的技术方案而非限制，尽管参照较佳实施例对本实用新型进行了详细说明，本领域的普通技术人员应当理解，可以对本实用新型的技术方案进行修改或者等同替换，而不脱离本实用新型技术方案的精神和范围。
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